DE2751627C3 - Ablenkschaltung, insbesondere Horizontalablenkschaltung, für Fernsehempfänger - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Ablenkschaltung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs I vorausgesetzt ist.

Die Videoinformation wird auf dem Bildschirm der Kathodenstrahl-Bildröhre durch Modulation mindestens eines Elektronenstrahles wiedergegeben, welcher in Form eines Rasters vertikal und horizontal abgelenkt wird. Hierzu wird in der Horizontalablenkwicklung ein linear sägezahnförmiger Horizontalablenkstrom erzeugt Der Mittelpunkt der horizontalen Abtastzeile sollte mit der horizontalen Mitte des Bildschirmes zusammenfallen. Dieser Punkt ist üblicherweise erreicht, wenn der Ablenkstrom Null ist

Aufgrund hoher durch den Bildinhalt bedingter Belastungen der Hocnspannungsscbaltung, weiche die

ίο Beschleunigungspotentiale für die Elektronenstrahlen liefert, können verschiedene Rasterverzerrungen entstehen. So können symmetrische Größenschwankungen des Rasters auftreten, die durch einen Abfall der Hochspannung während kurzzeitiger hoher Videobela stung hervorgerufen werden. Einer Rastervergrößerung läßt sich durch Senken der B⁺ -Spannung bei starken Belastungen entgegenwirken. Die B⁺ -Spannung wird für die Erzeugung des Sägezahnablenkstromes in der Horizontalablenkwicklung benutzt, und wenn sie absinkt, dann verringert sich die Spitzenamplitude des Abtaststromes und damit die Rastergröße.

Eine andere Rasterverzerrung kann entstehen, wenn sich der Mittelwert des Horizontalablenkstromes bei starker Belastung verschiebt. In der US-PS 39 59 689 isi erläutert daß videosignalbedingte Belastungen der Hochspannungsschaltungen dazu führet« können, daß über den Horizontal-Ausgangsübertrager mehr Energie aus dem Rücklaufimpuls der Horizontalablenkwicklung zur Hochspannungsschaltung gekoppelt wird. Dies

μ verursacht eine Verschiebung des Mittelwertes des Horizontalablenkstromes und damit Verschiebungen der Rasterzeilen gegenüber dem Bildschirm der Kathodenstrahlröhre. Zur Kompensation wird eine mit dem mittleren Horizontalablenkstrom zusammenhän gende Spannung durch Abtastung des Elektronenstrahl- stromes abgeleitet und auf den Horizontaloszillator gegeben, um die Oszillatorfrequenz so zu verändern, daß die Zeilen verschiebungen verschwinden.

Die Ursache weilerer Rastefverzer-i ungen ist in der

US-PS 34 26 244 beschrieben. Starke videosignalbedingte Belastungen können zu einer Verbreiterung der Rücklaufimpulse führen, die als Vergleichsimpulse den Phasendiskriminatordioden eines Phasendetektors zugeführt werden. Der Phasendelektor spricht uner- wünscht auf die Verbreiterung der Rücklaufimpulse an und erzeugt eine Fehlerspannung, die eine Veränderung der Horizontai-Oszillatorfrequcnz und damit eine Verschiebung von Horizontalzeilen und eine entsprechende Verzerrung des wiedergegebenen Bildes be- wirkt Eine durch Abtastung des Stromes im Horizontalausgangsübertrager abgeleitete Kompensationsspannuiig fällt an einem Widerstand ab und wird auf den Verbindungspunkt der Phasendiskriminatordioden gegeben, wodurch die Fehlerspannung beseitigt und die

Verzerrung korrigiert wird.

Wiederum eine andere Rasterverzerrung geht auf Veränderungen der Speicherzeitverzögerung beim Sperren des Horizontal-Ausgangstransistors nach Vorspannung seines Basis-Emitter-Übergangs in Sperr- richtung zurück, was zu Veränderungen bei der Auslösung bzw. Einleitung des Rücklaufintervalls führt Wegen dieser Veränderungen ist der Ablenkstrom nicht mehr mit den Synchronisierimpulsen synchronisiert und die Videoinformatron wird nicht mehr an den richtigen Stellen in jeder Xeile des Rasters wiedergegeben, so daß eine verzerrte Wiedergabe entsieht.

Ein Verfahren zur Kompensation dieser Verzerrung ist in der DE-OS 22 Il 100 (entsprechend der US-PS

38 91 800) beschrieben. Hiernach wird aus den Rücklaufimpulsen durch Integration eine Sägezahnschwingung abgeleitet, die um eine halbe Zeile verzögert wird, so daß die Synchronisation in Zeilenmitte erfolgt, Zum Zwecke dieser Verzögerung dient ein Begrenzer, welcher die Spitzen der Sägezahnschwingung abschneidet, und die solchermaßen begrenzte Sägezahnschwingung wird einer Phasenverglejchsschaltung mit kurzer Zeitkonstante zugeführt, während die unbegrenzte Sägezahnschwingung einer Phasenvergleichsschaltung mit großer Zeitkonstante zugeführt wird. Beide Phasenvergleichsschaltungen sind in einer doppelten Regelschleife zusammengefaßt, welche eine Fehlerspannung zur Nachstellung der Frequenz des Horizontaloszillators im Sinne einer Kompensation der Rasterverzerrung erzeugt Die Verwendung zweier Phasenvergleichsschaltungen mit zwei Oszillatoren bedingt jedoch einen relativ großen konstruktiven Aufwand, und der Phasenvergleich mit geschlossener Schleife in Verbindung mit den OsziHatoren kann zu Oberschwingungsproblemen beim Regelvorgpng führen.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in der Angabe einer weniger aufwendigen Schaltung, welche eine einwandfreie Synchronisierung zwischen Empfangssignal und Ablenkung auch bei relativ schnellen Änderungen bzw. Abweichungen innerhalb der Ablenkschaltung erlaubt und insbesondere die Korrektur unterschiedlicher Ablenkrücklaufanfänge ermöglicht, wie sie etwa durch Speichereffekte in der Basis des Endstufentransistors bei dessen Sperrung auftreten.

D'ese Aufgabe wird bei einer Schallung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 durch die in dessen Kennzeichenteil angegebenen Merkmale gelöst.

Im Gegensatz zu dem zuletzt erläuterten Stand der J5 Technik wird bei der Erfindung die Größe der Korrekturspannung durch die Spitzen der integrierten Rücklaufimpulse bestimmt, so daß man eine Korrektur mit kurzer Zeitkonstante erhält, ohne dazu einen zweiten Oszillator und eine zweite Phasenvergleichsschaltung zu benötigen. Bei der erfindungsgemäßen Korrekturschaltung genügen bereits kleine Änderungen der Korrekturspannung von einigen zehntel Volt, um zeitliche Verschiebungen der Ablenksignale von mehreren MikroSekunden zu bewirken, so daß die zusätzliche Korrektur nichr. sehr groß sein muß.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand eines schematisch dargestellten Ausführungsbeispieles näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 — ein Schaltbild einer Horizontal-Ablenkschaltung nach der Erfindung,

Fig.2A-2D — Signalplane zur Ablenkschaltung nach Fig. 1.

Gemäß F i g. I werden positive Horizontal-Synchronisier-lmpulse 101, die eine Frequenz MTh haben und von einer nichtgezeigten Synchroniiiier-Trennstufe stammen, an einem Anschluß A über einen Kondensator feo

21 auf die Anoden zweier Phasendiskriminator-Dioden

22 und 23 einer üblichen selbstätigen Phasen- und Frequenzsteuerschaltung 30 einer Horizontal-Ablenkschaltung 20 gegeben. Positive Horizorital-Rücklaufimpulse 102, die in ein^r Sekundärwicklung 246 eines 6S Horizontal-Ausgangsübertragers 24 enseugt werden, gelangen zu einem Anschluß B.

An den Anschluß B ist ein Integriernetzwerk aus Kondensatoren 25 und 26 sowie einem Widerstand 27 angeschlossen. Pie RQcklaufimpulse J02 erscheinen ab Sägezahnspannung 103 am Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 26 und dem Widerstand 27, Pie Sägezahnspannung wird mittels eines Kondensators 28 und eines Kondensators 29 auf die Kathode der Piode 22 bzw. auf die Anode der Piode 23 gekuppelt. Parallel zu den Dioden 22 und 23 liegen zwei Belastungswiderstände 31 und 32.

Ein Spannungsteilernetzwerk aus Widerständen 33 bis 35 Hegt zwischen einer +22 V-Quelle und Masse. Eine am Verbindungspunkt der Widerstände 34 und 35 entstehende Gleichspannung ergibt mittels Kondensatoren 36 und 37 sowie Widerständen 38 und 39 einen Gleichspannungs-Referenzpegel für die Pioden 22 und 23.

Wenn die Rücklaufimpulse 102 nicht mit den Synchronisierimpulsen 101 synchronisiert sind, entsteht eine Netto-Wechselspannung an einem Anschluß C, der mit der Verbindungsstelle zwischen i<:m Kondensator 28 und der Kathode der Diode 22 verbunden ist. Diese Wechselspannung wird mittels eines Filternetzwerkes geglättet, das einen Widerstand 41 und einen Kondensator 42 umfaßt, wobei der Widerstand 41 an einen Eingang'ianschluß D und den Kondensator 37 angeschlossen ist, während der Kondensator 42 mit der einen Seite an den Anschluß D und mit der anderen Seite an einen Widerstand 43 angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt zwischen Kondensator 42 und Widerstand 43 bildet einen Anschluß E

Die am Anschluß D erscheinende geglättete Spannung dient als Steuerspannung zur Einstellung der Frequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators 40. Die AfC-Zeitkonstanten des Filternetzwerkes sind typischerweise so festgelegt, daß sie gegenüber der Horizontal-Frequenz 1/77/ relativ groß sind. Durch eine solche Festlegung wird verhindert, daß Störimpulse und andere Streusignale die Oszillatorfrequenz voizeitig und sporadisch ändern.

Der Oszillator 40 gleicht einem Oszillator, wie er in der ÜS-PS 36 11 176 beschrieben ist. Seine Wirkungsweise wird nur kurz erläutert. Mittels der Spannungsteiler-Widerstände 33—35 wird an einem Anschluß Feine obere Triggerspannung V₂ gebildet. Der Anschluß Fist über ein Serienfilter aus einem Kondensator 44 und einem Widerstand 45 mit Masse gekoppelt. Der Anschluß Fist ferner mit der Basis eines Schalt-Transistors 46 verbunden. Der Emitter des Transistors 46 ist mit dem Emitter eines Trigger-Transistors 47 verbunden, während sein Kollektor mit der Basis eines Inverter-Transistors 48 und über Widerstände 49 und 51 mit der + 22 V-Speisequdle verbunden ist. Zwischen Basis und Kollektor des Transistors 48 liegt ein Integrier-Kondensator 52. Der Emittet des Transistors 48 und ein Sieb-Kondensator 53 sind am Veriiindungspunkt der Widerstände 49 und 51 mit dem Kollektor des Transistors 47 verbunden.

Der Kollektor des Transistors 48 ist über einen Widerstand 54 mit dem Anschluß F und über ein Integriernetzwerk, das einen Widerstand 55 und parallel dazu die Serienschaltung eines Widerstand 56 ynti eines Kondensators 57 umfaßt, mit Masse gekoppelt. Die Basis des Transistors 47 ist an den Verbindungspunkt zwischen WiderstanH 56 und Kondensator 57 angeschlossen, während der Kollektor über einen Widerstand 58 mit dem Anschluß Fgekoppelt ist. Der Emitter des Transistors 47 ist über einen Widerstand 99 mit Masse gekoppelt.

Wenn die Spannung am Anschluß F den Wert der oberen Triggerspannung Vj hat, leitet der Transistor 46 und macht durch Vorwärtsvorspannung den Transistor 48 leitend. Der Kondensator 57 lädt sich auf den Pegel der Triggerspannung V₁ auf, wobei der Strom von der + 22 V-Speisequelle über Widerstand 51, Transistor 48 und Widerstand 56 zum Kondensator 57 fließt. Wenn der Kondensator 57 auf V₂ aufgeladen ist, wird der Trigger-Transistor 47 durch Vorwärtsvorspannung leitend und sperrt die Transistoren 46 und 48. Am Anschluß F wird eine neue, untere Triggerspannung Vs gebildet.

Der Kondensator 57 beginnt über die Widerstände 56 und 55 nach Masse zu entladen. Da die Spannung am Emitter des Transistors 47 sich jetzt V] - Vt,_e nähert, sperrt der Transistor 47, wenn der Kondensator 57 auf die untere Triggerspannung V\ entladen ist. Der Transistor 46 wird leitend, schaltet den Transistor 48 durch und läßt erneut die obere Triggerspannung V₂ im Anschluß F entstehen, was einen Oszillator-Zyklus abschließt.

Die geraue Oszillatorfrequenz wird durch einen Transistor 59 gesteuert, der mit seinem Kollektor und Emitter an den Kollektor bzw. Emitter des Transistors 46 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors 59 ist mit dem Eingangsanschluß D verbunden. Die Spannung am Eingangsanschluß D bildet die untere Triggerspannung V\, bei welcher der Trigger-Transistor 47 sperrt bzw. abschaltet. Die selbsttätige Phasen- und Frequenzstcuerschaltung 30 gibt am Anschluß D eine Steucrspannung ab. welche die untere Triggerspannung so verändert, daß die vom Horizontal-Ausgangsübertrager 24 erzeugten Rücklaufimpulsc mit den ankommenden Synchronisierimpulsen synchronisiert werden.

Der Kollektor des Transistors 48 ist mit der Basis eines Puffer-Transistors 61 verbunden. Der Emitter des Transistors 61 ist über einen Widerstand 76 mit der Basis eines Ansteuer-Transistors 62 in einer Ansteuerschaltung 50 gekoppelt. Der Emitter ist außerdem über Widerstände 63 und 64 mit Masse gekoppelt. Der Zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 79 liegen ein Widerstand 81 und ein Kondensator 82.

Zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 79 liegen eine Dämpfungs-Diode 83, ein Rücklauf-Kondensator 84 sowie die Serienschaltung

einer Horizontal-Ablenkwicklung 85 mit einem »3«-Formungs-Kondensator 86.

An einem Anschluß C wird eine Ablenkspannung S+, die als Beispiel zu +107 V angegeben ist, erhalten

in und über ein Hochspannungs-Abstimmnetzwerk aus einer Induktivität 87 und einem Kondensator 88 sowie über die Primärwicklung 24,7 des Horizontal-Ausgangsübertragers 24 der Ablenkwicklung 85 zugeführt. Die Spannung D+ bewirkt die Erzeugung eines Vorlauf·

r> stromes 104 in der Ablenkwicklung 85. Die Spannung B+ entsteht am Ausgang eines geregelten Gleichspannungs-Netzgerätes 89. das an Anschlüssen L-I. die Netzwechselspannung erhält.

Das positive Einschaltsignal wird in der Sekundärwicklung 68£>ungefähr in der Mitte des Vorlaufintervalls jedes Ablenkzyklus erzeugt. Der Transistor 79 schaltet durch und führt Vorlaufstrom. Am Ende des Vorlaufes sperrt Transistor 48 und bringt dadurch die Transistoren 61 und 62 in den Sperrzustand. Ein negatives

ri Abschalt-Spannungsstcuersignal wird der Basis des Transistors 79 zugeführt. Die Bauelemente 77, 78, 81 und 82 dienen zur schnellen Abschaltung des Ausgangs-Transistors 79 und verhindern die Entstehung von Nachschwing-Komponenten im Abschalt-Signal. durch

Hi welche der Transistor 79 vorzeitig ein- oder abgeschaltet würde.

Obwohl der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 79 in Sperrichtung vorgespannt ist. fällt der Basisstrom nicht unmittelbar nach Anlegen des Rückwärts- bzw.

i> Sperr-Vorspannungssignales auf 0 ab. Vielmehr gibt es während eines signifikanten Zeitraumes einen Rückwärts-Basisstrom. Dieser Rückwärts-Basisstrom entsteht durch Ladung, die in der Basiszone des Transistors 79 während des Sättigungsbetriebes gespeichert wurde.

4" Ein Strom fließt so lange in den Kollektor hinein und aus

65 mit einer +27 V-Speisequelle und außerdem mit einem Sieb-Kondensator 66 verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 63 und 64 ist über einen Kondensator 67 mit der Basis eines Transistors 62 gekoppelt.

Der Kollektor des Transistors 62 ist mit der einen Seite der Primärwicklung 68a eines Ansteuer-Übertragers 68 verbunden. Die andere Seite der Primärwicklung 68a ist über Filterelemente 69—72 mit Masse gekoppelt. Der Verbindungspunkt zwischen Widerstand 71 und Kondensator 72 liegt an der +27 V-Speisequelle. Zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 62 liegt ein Impulsformungs- und Dämpfungsnetzwerk aus einem Kondensator 73 sowie aus einer Serienschaltung eines Widerstandes 74 und eines Kondensators 75.

Wenn der Transistor 48 sperrt, sperrt auch Transistor 61 und bringt seinerseits den Transistor 62 in den Sperrzustand. Bei den in F i g. 1 angegebenen Wicklungs-Polaritäten entsteht in der Sekundärwicklung 68f> des Ansteuer-Obertragers 68 ein positives Einschalt-Spannungssteuersignal. Eine Seite der Sekundärwicklung 68i> ist über einen Widerstand 77 und eine Induktivität 78 mit der Basis eines Ausgangs-Transistors 79 einer Ausgangs-Ablenkschaltung 60 gekoppelt. Die andere Seite der Sekundärwicklung 686 ist mit dem Emitter des Transistors 79 und mit Masse verbunden.

gespeicherte Ladung abgeführt ist.

Nach Entfernung der überschüssigen gespeicherten Ladung fällt der Rückwärtsstrom auf 0 ab und die

■»"> Kollektorspannung des Ausgangs-Transistors 79 beginnt anzusteigen, wodurch das Rücklaufintervall eingeleitet wird. Die Phasen- und Frequenzsteuerschaltung 30 synchronisiert normalerweise die Phasenlage des Oszillators 40 derart, daß die ankommenden

ϊο Horizontal-Synchronisierimpulse 101 jeweils in der Mitte des Rücklaufintervalls liegen, wodurch sich die richtige Bildwiedergabe ergibt.

Während des Rücklaufs, wenn Transistor 79 gesperrt ist, bilden die Ablenkwicklung 85 und der Kondensator 84 eine Resonanzschaltung, welche für eine Hälfte eines Zyklus arbeitet, und der Ablenkstrom 104 kehrt seine Richtung um. In der Primärwicklung 24a werden positive Rücklaufimpulse 105 erzeugt und über eine Tertiärwicklung 24c des Horizontal-Ausgangsübertra gers 24 einer Hochspannungsschaltung 91 zugeführt. Die Hochspannungsschaltung 91 liefert an einem Anschluß H eine Hochspannung für die Hochspannungs- bzw. Endanode einer nicht gezeigten Kathodenstrahlröhre.

Die Dämpfungs-Diode 83 ist während des negativen Halbzyklus der Resonanz der Wicklung 85 in Vorwärtsrichtung vorgespannt, und der Kondensator 83, das Rücklaufintervall beendend, führt Strom während der

ersten Hälfte de» Voflsufinfervalls.

Bei starker Videobelastung kann es sein, daß das Neuteil 98 nicht in der Lage ist, am Anschluß G die richtige Spannung 6+ zu liefern. Veränderungen der Spannung B+ fahren zu Veränderungen des Spitze· Spitze·Wertes des Ablenkstromes in der Ablenkwicklung «5, der in erster Näherung der Spannung B \- propor'l»4ial ist jede Veränderung der Spannung B+ fahrt zu Veränderungen des Spitzenstromes in der Ablenkwicklung 85 und des Spitzenstrofnes durch den Kollektor des Ausgangs<Transistors 79 am Ende des Vorlaufintervalls.

Da die Größe der Speicherzeit-Verzögerung vom Kollektorstrom des Transistors abhängt, ergeben Veränderungen des Kollektorstromes am Ende des Vorlaufs Veränderungen der Speicherzeit-Verzögerung. Die Veränderungen der Speicherzeit-Verzögerung führen zu Veränderungen bei der Einleitung des Rücklauf- und des VorlaiifintervalU rplativ z'l dem festgelegten Zeitpunkt, an welchem die Horizontal-Synchronisierimpulse jeweils ankommen.

Solche Zeitfehler, welche zu einer verzerrten Bildwiedergabe führen, treten bei Frequenzen oberhalb der Ansprechfrequenz der Phasen- und Frequenzsteuerschaltung 30 auf. Die Filterelemente 37 und 41-43 leiten alle höherfrequenten Spannungen der Phasen- und Frequenzsteuerschaltung 30 vom Eingangsanschluß D des Oszillators 40 ab. Eine Vergrößerung der Ansprechfrequenz der Phasen- und Frequenzsteuerschaltung 30 ist unzweckmäßig, da dann Streu- und Störsig-'ale sowie Einschwingvorgänge den Steuer-Transistor 64 und den Trigger-Transistor 63 unerwünscht triggern wurden.

Eine Korrekturschaltung 70 liefert Korrektur-Spannungssignale zum Oszillator 40 zur Korrektur hinsichtlich derjenigen Veränderungen bei der Einleitung des Rücklaufintervalls, die von der Phasen- und Frequenzsteuerschaltung 30 nicht kompensiert werden. Die Korrekturschaltung 70 ist mit ihrem Ausgang über einen Koppel-Kondensator 92 an den Anschluß E der Oszillatorschaltung 40 angekoppelt. Zum Zeitpunkt 7i gemäß Fig. 2A ist die Spannung an der Basis des Ti igger-Transisiors 47 auf den wert der unteren Triggerspannung Vl abgefallen, wodurch der Transistor gesperrt bzw. abgeschaltet ist. Aufgrund der Speicherzeit-Verzögerung beginnt der Horizontal-Rücklauf nicht vor Erreichen des Zeitpunkts T₂. Negative Horizontal-Rücklaufimpulse 106, die von der Sekundärwicklung 24c/ des Horizontal-Ausgangsübertragers 24 erzeugt werden, gelangen zu einem Integriernetzwerk aus einem Widerstand 93 und einem Kondensator 94.

Gemäß Fig.2A und 2B wird der negative Rücklauf impuls 106, der von + U\ auf - U₂ abfällt, mittels des Widerstand 93 und des Kondensators 94 integriert, wodurch am Kondensator 94 eine, negative Sägezahnspannung 107 entsteht, die während des Intervalls T₂- 71 von + U, auf - U₃ abfällt Strom fließt von Masse durch den Kondensator 94 und dem Widerstand 93 sowie durch die Sekundärwicklung 2Ad hindurch und zurück nach Masse. Während des Vorlaufintervalls 7} — Tj ist die Spannung am Kondensator 94 ein positiver Sägezahn.

Parallel zum Kondensator 94 liegt die Serienschaltung eines Kondensators 95 mit einem Widerstand 96. Die Kathode einer Diode 97 ist an den Verbindungspunkt von Kondensator 95 und Widerstand 35 angeschlossen. Eine Seite eines Widerstandes 98 ist mit der Anode der Diode 97 verbunden, während seine andere Seite an Masse Hegt. Eine Seite des Koppel-Kondensators 92 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen Widerstand 98 und Diode 97 verbunden, während die andere Seite zum Anschluß £ geführt ist.

Der Widerstandswert des Widerstandes 96 ist erheblich größer als der Widerstandswert des Widerstandes 98. Die Bauelemente 95—98 bilden eine Spitzen-Abtrennschaltung, deren Wirkungsweise unter Bezugnahme auf die Signalverläufe gemäß Fig. 2B und

ίο 2C erläutert wird. Bevor der Fernsehempfänger eingeschaltet bzw. mil dem Netz verbunden wird, ist der Kondensator 95 entladen. Nach dem Einschalten wird der Kondensator 95 während der Rücklatifintcrvalle durch die negativen Rücklaufimpulse 106 allmählich negativ aufgeladen. Strom fließt von der Sekundärwicklung 24c/über Masse, dem Widerstand 98, die Diode 97. den Kondensator 95 und den Widerstand 93 zurück zur Sekundärwicklung 24c/. Während der anschließenden Vorlaufip.tervsüe ^vird der Kondensator 95 nur !eich!

entladen, da eine Entladung nur über den Widerstand 96 erfolgen kann, der einen hohen Widerstandswert hai. Schließlich ist der Kondensator 95 bis fast auf die negative Spitzenspannung - U₃ aufgeladen, auf die sich der Kondensator 94 am Ende jedes Rücklaufintervalls auflädt.

Zum Zeitpunkt T₃ hai der negative Sägezahn 107 den Wert - ίΛ erreicht, welcher der langsam sich entladenden Spannung am Kondensator 95 gleicht. Mit zunehmender negativer Aufladung des Kondensators 94

jo bekommt die Diode 97 eine Vorwärts-Vorspannung und wird leitend. Der Kondensator 95 wird nicht länger entladen, sondern es beginnt seine negative Aufladung durch die Rücklaufimpulse 106. wie es durch den Kurvenabschnitt 108a in Fig.2B gezeigt ist. Strom

J5 fließt von Masse über den Widersland 98. die Diode 97. den Kondensator 95. den Widerstand 93 und die Sekundärwicklung 246zurück nach Masse.

Der Kondensator 95 wird weiter negativ aufgeladen, und zwar bis zum Zeitpunkt 7s, der während des Entlade-Abschnittes der Sägezahnspannung 107 eintritt. Zum Zeitpunkt Ts ist die Spannung am Kondensator 94 von ihrem negativen Spitzenwert — U₃ auf - Uj abgetanen. Die Diode 97 ist nicht mehr in Vorwärtsrichtung vorgespannt und sperrt. Der Kondensator 95 wird nicht länger negativ aufgeladen, sondern beginnt sich langsam über den Widerstand 96 zu entladen, was durch den Kurven-Abschnitt 1086 in Fig. 2B gezeigt ist, und zwar bis zum Zeitpunkt Tg. an welchem sich der Zyklus wiederholt. Während des Intervalls T₃-Ti, wenn sich der Kondensator 95 auflädt, fließt Strom durch den Widerstand 96. Wie es in F i g. 2C gezeigt ist, stellt die am Widerstand 98 abfallende Spannung einen negativen Spannungsimpuls 109 dar, der ungefähr zum Zeitpunkt Ta auftritt, also dem Zeitpunkt an welchem die Sägezahnspannung 107 ihren negativen Spitzenwert erreicht hat

Der negative Spannungsimpuls 109 wird mittels des Koppel-Kondensators 92 wechselstrommäßig zum Anschluß E des Horizontal-Oszillators 40 gekoppelt Der negative Impuls 109 wird in ein Korrektursignal 110 für den Horizontaloszillator 40 transformiert, wie es in F i g. 2D gezeigt ist Der negative Teil des Korrektursignales 110 erscheint als negativer Impuls-Abschnitt 110a ab ungefähr dem Zeitpunkt T₃- T₅ und erscheint als negativ-abfallender, jedoch im positiven Bereich bleibender Sägezahnspannungs-Teil 110&ab 7s— 7J.

Die Korrekturspannung V_c am Anschluß E zum Zeitpunkt Te wird über den Koppel-Kondensator 42 den

vorhandenen Spannungen am Eingangsanschluß O hinzuaddiert, wodurch die untere Triggerspannung K, entsteht Hierdurch führen Veränderungen der Korrekturspannung HO zum Zeitpunkt T₆. also zu dem Zeitpunkt, an dem die Spannung an der Basis des TriggerTransistors 47 die untere Triggerspannung V₁ erreicht, zu FrCjuenzänderungen des Oszillators 40.

Der Wert de» Korrekturspannung 110 ungefähr zum Zeitpunkt 7*, wenn der Trigger-Transistors 47 sperrt, bestimmt den genauen Zeitpunkt der Sperrung bzw. Abschaltung. Jede Veränderung hinsichtlich der Einleitung des Rücklaufintervalls relativ zum ankommenden Synchronisierimpuls, wie sie z. B. durch Veränderungen der Speicherzeit-Verzögerung hervorgerufen wird, führt zu einer veränderten Korrekturspannung beim Zeitpunkt 7i. Die veränderte Korrekturspannung verschiebt den Sperr-Zeitpunkt für die nachfolgenden Ablenk-Zyklen des Trigger-Transistors 47 derart, daß die Veränderungen hinsichtlich der Einleitung des Rücklaufintervalls beträchtlich reduziert werden.

Am Zeitpunkt 7? gemäß Fig. 2A hat eine deutliche Videobelastung der Hochspannungsschaltung 91 zu einer vergrößerten Speicherzeit-Verzögerung bei der Einleitung des Rücklaufintervalls geführt. Wenn der Trigger-Transistor 47 am Zeitpunkt 7? sperrt, beginnt der Rücklaufimpuls 106 nicht im Zeitpunkt Γιο, wie es der Fall bei einer geringen Videobelastung wäre, sondern an einem späteren Zeitpunkt 7~n. Beim nächsten folgenden Ablenkszyklus entspricht der Moment, an welchem die Spannung an der Basis des Trigger-Transistors 47 die untere Triggerspannung erreicht, nunmehr dem Zeitpunkt 7~i2. Aufgrund der vergrößerten Speicherzeit-Verzögeriing befindet sich jedoch der negativ-abfallende Sägezahn-Abschnitt 1106 der Korrekturspannung 110 auf einer Spannung V'_IS die um den Betrag Δ K- größer als die Spannung V₁- des entsprechenden früheren Zeitpunktes 7"<t ist. Die vergrößerte Steuerspannung führt zu einer Erhöhung der Oszillatorfrequenz, wodurch nach mehrcen Ablenkzyklen die Rücklaufintervalle mit den ankommenden Synchronisierimpulsen erneut synchronisiert sind.

UMV. HIM LIItVIItClIl. r\UI I ClMUl njJdllilUllg H V(\ WCIHIC

die Korrekturschaltung 70 liefert, hängt von der konstruktionsbedingten Wahl der Schaltungsparameter ab. Wenn man eine schnelle Verriegelung anstrebt, werden die Schaltungsparameter so gewählt, daß sich ein relativ steil veränderliches Δ K-ergibt. Der Abschaltpunkt des Trigger-Transistors 47 ist ziemlich empfindlich gegenüber dem Wert der unteren Triggerspannung am Eingangsanschluß D. Wenn für den Oszillator die weiter unten aufgeführten Schaltungswerte gewählt werden, ergeben Veränderungen der unteren Triggerspannung Vi um nur wenige Zehntel eines Voltes bereits Zeitverändeningen von mehreren MikroSekunden. Deshalb braucht die inkrementale Korrekturspannung Δ K-nicht sehr groß zu sein.

Die Korrekti/rschaltung 70 ist gegenüber Überschwing-Problemen nicht so anfällig, wie es Oszillatorsysteme mit einer geschlossenen Phasenvergleichs-Schleife sein können, jede Oberkorrektur durch die Korrekturschaltung 70 wird ihrer Natur nach klein sein, da die gesamte, von der Schaltung 70 gelieferte Korrekturspannung nicht groß zu sein braucht und sich die Korrekturspannung zur Erzielung einer befriedigenden Korrektur auch nicht stark zu ändern braucht.

Geeignete beispielhafte Werte für den größeren Teil der wichtigen Bauelemente gehen aus der folgenden Tabelle hervor:

Tabelle

Widerstand 27	68 ΚΩ
Widerstand 31	100 ΚΩ
Widerstand 32	82 ΚΩ
Widerstand 33	15 ΚΩ
Widerstand 34	I ΚΩ
Widerstand 35	I r> ΚΩ
Widerstand 38	J90 ΚΩ
Widerstand 39	330 ΚΩ
Widerstand 41	390 ΚΩ
Widerstand 43	4.7 ΚΩ
Widerstand 45	Ι0Ω
Widerstand 49	2.7 ΚΩ
Widerstands!	47 Ω
Widerstand 54	39 ΚΩ
Widerstand 55	5,6 ΚΩ
Widerstand 56	34.7 ΚΩ
Widerstand58	4.7 ΚΩ
Widerstand 93	15 ΚΩ
Widerstand 96	1.5 ΜΩ
Widerstand 98	4,3 ΚΩ
Widerstand 99	8.2 ΚΩ
Kondensator 21	56 pF
Kondensator 25	33 pF
Kondensator 26	2.2 nF
Kondensator 28	I nF
Kondensator 29	15OpF
Kondensator 36	33 nF
U I .— . -*f	υ.*. Γι ι
Kondensator 42	ΙμΡ
Kondensator 44	27OpF
Kondensator 52	1OpF
Kondensator 53	4.7 μ?
Kondensator 57	3.9 nF
Kondensator 92	2.2 nF
Kondensator 94	4.7 nF
Kondensator 95	1OnF
Spannung des Synchroni
sierimpulses 101	22VSS
Spannung des Rücklauf
impulses 102	260 Vss
Spannung des Rücklauf
impulses 106	200 Vss

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

1. Patentansprüche;

   t. Ablenkschaltung, insbesondere Horizontalablenkschakung, für Fernsehempfänger zur Erzeugung eines Ablenkstromes in Synchronismus mit Synchronsignalen, mit einer an eine Ablenkwicklung angeschlossenen Endstufe, die unter Steuerung durch Treibersignale einen Ablenkstrom in der Ablenkwicklung fließen läßt und den Beginn des Rücklaufintervalls anzeigende Rücklaufimpulse erzeugt, ferner mit einem Treibersignalgenerator, der durch eine ihrerseits von den Synchronsignalen und den Rücklaufsignalen angesteuerte Synchronisierschaltung und durch eine Korrekturschaltung angesteuert wird, welche einen unter Steuerung durch die Rücklaufsignale eine Sägezahnspannung erzeugenden Sägezahngenerator enthält und Korrektursignale für die Kompensation schneller Phasenänderungen des Ausgangssignals der Ablenkstufe liefert, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Sägezahngenerator (93, 94) ein Amplitudenfilter (95—98) gekoppelt ist, welches unter Abtrennung eines Spitzenamplitudenbereiches der Sägezahnspannung Spannungsimpulse erzeugt, deren Amplitude mit zunehmender Verzögerung der Rücklaufimpulse anwächst und die als Korrektursignale über eine Koppelschaltung (92) dem Treibersignalgenerator (40, 50) zur Erhöhung der Treibersignalfrequenz bei Rücklaufimpulsverzögerungen zugeführt werdev..
2. 2. Ablenkschaltung .nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Fndstufe (60) einen mit der Ablenkwicklung (85) gekoppeltr-; Ausgangstransformator (24) enthält, an den eine die Bildröhrenhochspannung liefernde Hochspannungsschaltung (91) angeschlossen ist, deren Belastung Schwankungen des Rücklaufintervallbeginns verursacht.
3. 3. Ablenkschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Amplitudenfilter (95—98) einen mit dem Sägezahngenerator (93, 94) gekoppelten und während eines ersten Abschnittes der Sägezahnspannungsainplitde aufgeladenen Kondensator (95) enthält, mit dem eine vom Sägezahngenerator angesteuerte Diode (57) gekoppelt ist, welche so gepolt ist, daß sie Strom führt, wenn die Sägezahnspannung die am Kondensator liegende Spannung übersteigt, und daß mit dem Kondensator (95) ferner eine Entladeschaltung (Widerstand 96) gekoppelt ist, über die er bei gesperrter Diode (97) entladen wird.
4. 4. Ablenkschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Entladeschaltung einen Widerstand (96) aufweist.
5. 5. Ablenkschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppelschaltung einen Kondensator (92) zur Wechselspannungskopplung der Spannungsimpulse zum Treibersignalgenerator (40,50) aufweis!.