DK146370B - Vandret afboejningskreds med korrektion for belastningsafhaengige tidsfejl - Google Patents

Description

(19) DANMARK (j|f)

|j| os, FREMLÆGGELSESSKRIFT (,,,146370 B

DIREKTORATET FOR PATENT- OG VAREMÆRKEVÆSENET

(21) PatentansBøgning nr.: 5137/77 (51) IntCI.3: Η 04 N 3/22 (22) tndleveringsdag: 18 nov 1977 (41) Aim. tilgængelig: 20 maj 1878 (44) Fremlagt: 19 sep 1983 (86) International ansøgning nr.: -(30) Prioritet: 19 nov 1976 US 743313 (71) Ansøgen *RCA CORPORATION; New York, US.

(72) Opfinder: Leroy William ‘Nero; US, Ronald Eugene *Femsler; US.

(74) Fuldmægtig: Ingeniørfirmaet Budde, Schou & Co (54) Vandret afbøjningskreds med korrektion for belastningsafhængige tidsfejl

Opfindelsen vedrører vandrette afbøjningskredse i fjernsynsmodtagere, hvilke vandrette afbøjningskredse er af den i krav l's indledning omhandlede art.

Videosignaler, svarende til et billede der skal fremvises, behandles af fjernsynsmodtageren med henblik på fremvisning af billedet på skærmen i et katodestrålerør. Det sammensatte videosignal omfatter I signaler, der repræsenterer et billede der skal fremvises, samt tids-f styringsinformation i form af synkroniseringsimpulser, der er overlej-j ret på videosignalernes slukkedele.

| Videoinformation fremvises på katodestrålerøret ved modulering af en eller flere elektronstråler, som afbøjes i lodret og vandret ! retning til dannelse af et raster. Den vandrette afbøjning af elektron- ^ strålen opnås ved at frembringe en lineær savtandformet "vandret" 2 146370 afbøjningsstrøm i den vandrette afbøjningsspole eller -vikling (med betegnelserne "vandret" og "lodret" menes i nærværende beskrivelse funktioner eller komponenter, der er forbundet med den vandrette henholdsvis den lodrette afbøjning af elektronstrålen). Den vandrette skanderingslinies midtpunktbør falde sammen med skærmens vandrette centrum. Dette punkt indtræder normalt når afbøjningsstrømmen er lig med nul.

Der kan indtræde forskellige raster-forvrængninger under sådanne betingelser, hvor der er en kraftig videobelastning af de højspændingskredse, der tilvejebringer accellerationsspændinger for elektronstrålerne. En sådan forvrængning, der også kendes under betegnelsen "blooming" eller defokusering, medfører symmetriske størrelsesvariationer i rasteret, og skyldes et fald i højspændingen i de øjeblikke, hvor video-belastningen er kraftig..En forøgelse af rasterbredden på grund af en sådan defokusering kan modvirkes ved at formindske B+ spændingen, der anvendes som drivspænding for den vandrette afbøjningsspole for at tilvejebringe en savtandformet skanderingsstrøm, når belastningen er høj. En formindskelse i B+ spændingen bevirker en formindskelse af skanderingsstrømmens spids-til-spids-værdi, hvorved der opnås en kompensation for defokuseringseffekten.

En anden art raster-forvrængning kan opstå, dersom der optræder eventuelle forskydninger i den gennemsnitlige afbøjningsstrøm under kraftig video-belastning. Som det fremgår af USA-patentskrift nr. 3.959.689 (J. Ikoma), medfører en video-belastning af højspændingskredsen at der overføres mere energi fra tilbageløbsimpulserne i den vandrette afbøjningsspole til højspændingskredsen af den vandrette udgangstransformator. Dette medfører en forskydning i den gennemsnitlige vandrette afbøjningsstrøm og en fysisk forvrængning af rasteret, idet rasterets vandrette linier forskydes i forhold til katodestråle-rørets skærm. En spænding, der er analog med den gennemsnitlige vandrette afbøjningsstrøm, frembringes ved eksemplering af elektronstråle-strømmen. Denne spænding overføres til den vandrette oscillator for derved at ændre oscillatorfrekvensen på en sådan måde, at der kompenseres for forvrængningen.

Årsagen til yderligere rasterforvrængning er forklaret i USA--patentskrift nr. 3.426.244 (G. Strachanow). Kraftig video-belastning kan bevirke en udvidelse af de tilbageløbsimpulser, der som sammenligningsimpulser overføres til en fase-detektors fase-diskriminerende dioder. Fase-detektoren reagerer på uønsket måde på tilbageløbsimpulsernes forøgede bredde ved at frembringe en fejlspænding til ændring 3 146370 af den vandrette oscillatorfrekvens, hvad der medfører en forskydning af de vandrette linier og en forvrængning af det fremviste billede.

En kompensationsspænding, der frembringes ved at eksemplere strømmen gennem den vandrette udgangstransistor, dannes over en modstand og overføres til forbindelsespunktet mellem fase-diskriminatorens dioder, og herved udlignes fejlspændingen, og forvrængningen korrigeres.

Endnu en art rasterforvrængning forårsages af variationer i den ladnings-oplagringsbetingede forsinkelse af afskæringen af den vandrette udgangstransistor efter at dennes basis-emitter-strækning er blevet forspændt bagud, og dette medfører variationer i påbegyndelsen af tilbageløbsintervallet. På grund af disse variationer er afbøjningsstrømmen ikke længere synkroniseret med synkroniseringsimpulserne, og video-informationen fremvises ikke længere i de rigtige positioner i hver enkelt rasterlinie, hvad der medfører en forvrængning af billedet.

En måde til at kompensere for denne forvrængning kendes fra USA-patentskrift nr. 3.891.800 (P.J.H. Janssen m.fl.) og indebærer at man i en yderligere fase-komparator sammenfører tilbageløbsimpulserne med udgangssignalet fra en oscillator, der er synkroniseret med synkroniseringsimpulserne. Udgangssignalet fra denne yderligere fase--komparator tjener som fejlspænding til justering af den vandrette oscillators frekvens med henblik på at kompensere for billedforvræng-ningen. I et sådant korrektionsarrangement behøves der to fase-kom-paratorer og to oscillatorer.

Det er opfindelsens formål at afhjælpe eller korrigere ovennævnte rasterforvrængning, og dette opnås med en afbøjningskreds af den i krav l's indledning angivne art, der ifølge opfindelsen er ejendommelig ved den i krav l's kendetegnende del angivne udformning.

Afbøjningskredsen ifølge opfindelsen er i stand til at opretholde synkronisering mellem de modtagne signaler og afbøjningsoscillatoren, selv når der er store hastighedsvariationer i det vandrette afbøjningskredsløb, som kendte synkroniseringskredsløb ikke ville være i stand til at kompensere for. Med henblik på at korrigere for fejl i synkroniseringen, som forekommer med en frekvens, der er højere end den, som kan korrigeres ved hjælp af sædvanlige synkroniseringskredsløb, tilvejebringer en savtandspændingsgenerator en savtandspænding som svar på tilbageløbssignaler. Savtandspændingens spidser separeres af en spidsseparationskreds og føres til oscillator- og drivgeneratoren, så at der derved frembringes korrektionssignaler.

4 146370

Opfindelsen skal i det følgende forklares nærmere under henvisning til tegningen, hvor fig. 1 viser et udførelseseksempel på en vandret afbøjningskreds ifølge opfindelsen, og fig. 2A-2D viser bølgeformer for forskellige funktioner i den i fig. 1 viste kreds.

Som det fremgår af fig. 1, føres positive vandrette synkroniseringsimpulser 101 med en frekvens på TH^, som fremkommer fra en ikke vist synkroniseringsudskiller, ved en klemme A gennem en kondensator 21 til anoderne i et par fasediskriminerende dioder 22 og 23 i en sædvanlig automatisk fase- og frekvensreguleringskreds (AFFR-kreds) 30 tilhørende en vandret afbøjningskreds 20. Positivt rettede vandrette tilbageløbsimpulser 102, som frembringes i en sekundærvikling 24b i en vandret udgangstransformator -24, føres til en klemme B.

Et integrationsnetværk bestående af kondensatorer 25 og 26 og en modstand 27 er forbundet med klemmen B. Tilbageløbsimpulserne 102 optræder som en savtandspænding 103 ved forbindelsespunktet mellem kondensatoren 26 og modstanden 27. Savtandspændingerne føres til katoden i dioden 22 og anoden i dioden 23 ved hjælp af en kondensator 28 henholdsvis 29. Et par belastningsmodstande 31 og 32 er forbundet tværs over dioderne 22 og 23.

Et spændingsdelernetværk bestående af modstande 33-35 inklusive er forbundet mellem en +22V forsyning og jord. En jævnspænding, der optræder ved forbindelsesstedet mellem modstandene 34 og 35, udgør et jævnspændings-referenceniveau for dioderne 22 og 23 ved hjælp af kondensatorer 36 og 37 og modstande 38 og 39.

Dersom tilbageløbsimpulserne 102 ikke er synkroniseret med synkroniseringsimpulserne 101, fremkommer der en netto vekselspænding ved en klemme C, som er forbundet med forbindelsesstedet mellem kondensatoren 28 og katoden i dioden 22. Denne vekselspænding udglattes af et filternetværk bestående af en modstand 41 mellem klemmen C og en indgangsklemme D og en kondensator 37 og af en kondensator 42 mellem klemmen D og en modstand 43. En klemme E udgør forbindelsespunktet mellem kondensatoren 42 og modstanden 43.

Den ved klemmen D optrædende, udglattede spænding tjener som styrespænding til styring af frekvensen i en spændingsstyret oscillator 40.

I det typiske tilfælde er filternetværkets RC-konstanter således valgt, at de er forholdsvis store sammenlignet med den vandrette frekvens Τ ’*·. Herved forhindres støjimpulser og andre falske signaler fra at il ændre oscillatorfrekvensen for tidligt eller tilfældigt.

5 146370

Oscillatoren 40 er udformet på samme måde som den der er beskre-vet i USA-patentskrift nr. 3.611.176, og dens virkemåde skal derfor kun beskrives ganske kort. En øvre triggerspænding er tilvejebragt ved en klemme F ved hjælp af de spændingsdelende modstande 33-35. Klemmen F er forbundet med jord gennem et seriefilter bestående af en kondensator 44 og en modstand 45. Klemmen F er endvidere forbundet med basis i en kobletransistor 46, hvis emitter er forbundet med emit-teren i en triggertransistor 47, og hvis kollektor er forbundet med basis i en inverterende transistor 48 og med +22V forsyningsspændingen gennem modstanden 49 og 51. Basis og kollektor i transistoren 48 er forbundet med hinanden gennem en integrationskondensator 52. Emit-teren i transistoren 48 og en afkoblingskondensator 53 er forbundet med kollektoren i transistoren 47 ved forbindelsespunktet mellem modstandene 49 og 51.

Kollektoren i transistoren 48 er gennem en modstand 54 forbundet med klemmen F og med jord gennem et integrationsnetværk bestående af en modstand 55 i parallel med serieforbindelsen af en modstand 56 og en kondensator 57. Basis i transistoren 47 er forbundet med forbindelsespunktet mellem modstanden 56 og kondensatoren 57, og den samme transistors kollektor er gennem en modstand 58 forbundet med klemmen E. Emitteren i transistoren 47 er gennem en modstand 99 forbundet med jord.

Når klemmen F befinder sig på den øvre triggerspænding V2, leder transistoren 46 og giver derved transistoren 48 en fremadrettet forspænding, så at den leder. Kondensatoren 57 er under opladning til spændingen V2, idet strømmen flyder fra +22V forsyningen gennem modstanden 51, transistoren 48, og modstanden 56 til kondensatoren 57.

Når kondensatoren 57 er opladet til spændingen forspændes trigger-transistoren 47 fremad og bliver ledende, hvorved den gør transistorerne 46 og 48 ikke-ledende. En ny, nedre triggerspænding er nu tilvejebragt ved klemmen F.

Kondensatoren 57 begynder nu at udlades til jord gennem modstandene 56 og 55. Da spændingen ved emitteren i transistoren 47 nu er V^-Vtø^, vil transistoren 47 blive ikke-ledende, når kondensatoren 57 er afladet til den nedre triggerspænding V^, Transistoren 46 leder, idet den gør transistoren 48 ledende og genopretter den øvre triggerspænding V2 ved klemmen F og fuldfører derved én oscillatorperiode.

Den nøjagtige oscillatorfrekvens styres af en transistor 59, hvis kollektor og emitter er forbundet med kollektoren henholdsvis 6 146370 emitteren i transistoren 46. Basis i transistoren 59 er forbundet med indgangsklemmen D. Spændingen ved klemmen D tilvejebringer den nedre triggerspænding V1# ved hvilken triggertransistoren 47 bliver ikke-ledende. AFFR-kredsen 30 leverer til klemmen D en styrespænding, som varierer den nedre triggerspænding med henblik på at synkronisere de af den vandrette udgangstransformator 24 frembragte tilbageløbsimpulser med de indkommende synkroniseringsimpulser.

Kollektoren i transistoren 48 er forbundet med basis i en buffertransistor 61. Emitteren i transistoren 61 er gennem en modstand 76 forbundet med en drivkreds 50 ved basis i en drivtransistor 62. Emitteren er også forbundet med jord gennem modstanden 63 og 64. Kollektoren i transistoren 61 er gennem en modstand 65 forbundet med en +27V forsyningsspænding og er også forbundet med en afkoblingskondensator 66. En kondensator 67 'forbinder forbindelsespunktet mellem modstandene 63 og 64 med basis i transistoren 62.

Kollektoren i transistoren 62 er forbundet med den ene ende af en primærvikling 68a i en drivtransformator 68. Den anden ende af primærviklingen 68a er forbundet med jord gennem filterkomponenter 69-72. Forbindelsespunktet mellem modstanden 71 og kondensatoren 72 er forbundet med +27V forsyningsspændingen. Mellem kollektoren og emitteren i transistoren 62 er der forbundet en impulsformnings- og dæmpningsnetværk, der omfatter en kondensator 73 og serieforbindelsen af en modstand 74 og en kondensator 75.

Når transistoren 48 bliver ikke-ledende, bliver transistoren 61 ikke-ledende, og gør transistoren 62 ikke-ledende. Med de i fig. 1 viste viklingspolariteter frembringes der et positivt åbningsspændings--drivsignal i en sekundærvikling 68b i drivtransformatoren 68. Den ene ende af sekundærviklingen 68b er gennem en modstand 77 og en selvinduktion 78 forbundet med basis i en udgangstransistor 79 tilhørende en afbøjningsudgangskreds 60. Den anden ende af viklingen 68b er forbundet med emitteren i transistoren 79 og med jord. Mellem basis og emitter i transistoren 79 er der forbundet en modstand 81 og en kondensator 82.

Mellem kollektoren og emitteren i transistoren 79 er der forbundet en dæmpediode 83, en tilbageløbskondensator 84, samt serieforbindelsen af en vandret afbøjningsspole 85 og en S-formningskonden-sator 86.

B+ afbøjningsspændingen, der i det viste eksempel er +107V, fremkommer ved en klemme G og er forbundet med afbøjningsspolen 85 gennem 7 146370 en højspændings-afstemningskreds bestående af en selvinduktion 87 og en kondensator 88 og derfra gennem en primærvikling 24a i den vandrette udgangstransformator 24. B+ spændingen muliggør frembringelsen af en fremløbsstrøm 104 i afbøjningsspolen 85. B+ spændingen frembringes af en reguleret jævnstrømforsyning 89, som er forbundet med vekselstrømnettet gennem klemmer L-L.

Det positive åbningssignal frembringes i sekundærviklingen 68b nær ved midten af fremløbsintervallet i hver afbøjningscyklus. Transistoren 79 bliver ledende og leder fremløbsstrømmen. Hen imod afslutningen af fremløbet bliver transistoren 48 ikke-ledende, hvorved den gør transistorerne 61 og 62 ikke-ledende. Et negativt spærrespændings-drivsignal føres til basis i transistoren 79. Komponenterne 77, 78 81 og 82 tjener til hurtig afskæring af udgangstransistoren 79 og til at forhindre at der i spærresignalet fremkommer en eventuel efter-svingningskomposant ("ringe"-komposant), som kunne åbne eller spærre transistoren 79 for tidligt.

Selv om basis-emitterstrækningen i transistoren 79 er forspændt bagud, falder basisstrømmen ikke Øjeblikkeligt til nul ved påtrykningen af det bagud-forspændende signal, idet der i et ikke ubetydeligt tidsrum flyder en bagudrettet basisstrøm. Denne bagudrettede basisstrøm forårsages af ladninger, som under mættet drift oplagres i basisområdet i transistoren 79. Strømmen flyder således vedblivende ind i kollektoren og ud af basis, indtil den oplagrede ladning er "skyllet" ud af basis-kollektor-strækningen.

Når den oplagrede overskudsladning er fjernet, falder den bagudrettede strøm hen til nul, og kollektorspændingen i udgangstransistoren 79 begynder at stige, hvorved den igangsætter tilbageløbsintervallet. AFFR-kredsen 30 vil normalt synkronisere fasen for oscillatoren 40 på en sådan måde, at de indkommende vandrette synkroniseringsimpulser 101 centreres inden for tilbageløbsintervallet og derved sørger for at billedet fremtræder rigtigt.

Under tilbageløbet og mens transistoren 79 er ikke-ledende, danner afbøjningsspolen 85 og kondensatoren 84 en svingkreds, der arbejder i en halv periode, hvorpå afbøjningsstrømmen 104 skifter retning. Positive tilbageløbsimpulser 105 frembringes i primærviklingen 24a, og føres gennem en tertiærvikling 24c i den vandrette udgangstransformator 24 til en højspændingskreds 91, som ved en klemme H tilvejebringer højspænding for ultor-elektroden i et ikke vist katodestrålerør.

8 146370 Dæmpedioden 83 er forspændt fremad under den negative halvperiode af resonanssvingningen mellem spolen 85 og kondensatoren 84, og den afslutter tilbageløbsintervallet og leder strøm under den første del af fremløbsintervallet.

Når video-belastningen er høj, kan det ske at strømforsyningen 89 ikke kan levere den korrekte B+ spænding ved klemmen G. Variationer i B+ spændingen vil forårsage variationer i afbøjningsstrømmen som målt fra spids til spids i afbøjningsspolen 85, og disse variationer er ved første tilnærmelse proportionale med B+ spændingen. Eventuelle variationer i B+ spændingen vil således medføre variationer i spidsstrømmen gennem afbøjningsspolen 85 og i spidsstrømmen gennem kollek-toren i udgangstransistoren 79 hen imod slutningen af fremløbsintervallet.

Da størrelsen af den tidsforsinkelse, der skyldes de oplagrede ladninger, afhænger af transistorens kollektorstrøm, vil variationer i kollektorstrømmen hen imod slutningen af fremløbet medføre variationer i denne tidsforsinkelse. Variationer i den tidsforsinkelse, der skyldes de oplagrede ladninger, vil medføre variationer i tidspunkterne for påbegyndelsen af tilbageløbs- og fremløbsintervallerne i forhold til det forud bestemte tidspunkt for ankomsten af de vandrette synkroniseringsimpulser .

Sådanne tids-fejl, som bevirker en forvrængning af det fremviste billede, optræder ved frekvenser der er højere end de frekvenser, hvorved AFFR-kredsen 30 kan reagere. Filterkomposanterne 37 og 41-43 afleder eventuelle højfrekvente spændinger fra AFFR-kredsen 30 fra indgangsklemmen D til oscillatoren 40. Det ville ikke være hensigtsmæssigt at forhøje den. frekvens, hvorved AFFR-kredsen 30 reagerer, da falske støj signaler og transienter på uheldig måde ville kunne udløse kobletransistoren 46 og triggertransistoren 47.

En korrektionskreds 70 tilvejebringer korrektionsspændingssignaler til oscillatoren 40 til korrektion af de variationer i påbegyndelsen af tilbageløbsintervallet, som ikke kompenseres af AFFR-kredsen 30. Korrektionskredsen 70 har sin udgang forbundet med klemmen E i oscillatoren 40 gennem en koblingskondensator 92. På tidspunktet T^, jfr. fig. 2A, er spændingen på basis i triggertransistoren 47 faldet til den nedre triggerspænding V^, så at transistoren afskæres. På grund af den af de oplagrede ladninger forårsagede forsinkelse begynder det vandrette tilbageløb ikke før tidspunktet T2· Negativt rettede vandr rette tilbageløbsimpulser 106, som frembringes i en sekundærvikling 9 146370 24d i den vandrette udgangstransformator 24, føres til et integrationsnetværk, der omfatter en modstand 93 og en kondensator 94.

Som det fremgår af fig. 2A og 2B, integreres den negativt rettede tilbageløbsimpuls 106, idet den falder fra +U^ til —, af modstanden 93 og kondensatoren 94, så at der over kondensatoren 94 fremkommer en negativt rettet savtandspænding 107, som i løbet af tidsrummet T2~T4 fa-^er fra +ui til -Ug. Strøm flyder fra jord gennem kondensatoren 94 og modstanden 93 og gennem sekundærviklingen 24d og tilbage til jord. Under fremløbsintervallet T^-T^ er spændingen over kondensatoren 94 en positivt rettet savtandspænding.

Over kondensatoren 94 er der forbundet en serieforbindelse af en kondensator 95 og en modstand 96. Katoden i en diode 97 er forbundet med forbindelsespunktet mellem kondensatoren 95 og modstanden 96. Den ene ende af en modstand 98 er forbundet med anoden i dioden 97, og den anden ende af modstanden 98 er forbundet med jord. Den ene side af koblingskondensatoren 92 er forbundet med forbindelsespunktet mellem modstanden 98 og dioden 97, og den anden side af kondensatoren 92 er forbundet med klemmen E.

Modstandsværdien af modstanden 96 er valgt meget større end modstandsværdien af modstanden 98. Komponenterne 95-98 danner en spidsseparatorkreds, hvis virkemåde er belyst af fig. 2B og 2C. Inden fjernsynsmodtageren strømforsynes er kondensatoren 95 uopladet. Efter tilkobling af strømforsyningen begynder kondensatoren 95 at blive opladet i negativ retning under tilbageløbsintervallerne af de negativt rettede tilbageløbsimpulser.106. Strømmen flyder fra sekundærviklingen 24d til jord, gennem modstanden 98, dioden 97, kondensatoren 95 og modstanden 93, og tilbage til sekundærviklingen 24d. Under de efterfølgende tilbageløbsintervaller aflades kondensatoren 95 kun ganske lidt, da den kun kan aflades gennem modstanden 96, hvis modstandsværdi er høj. Efterhånden bliver kondensatoren 95 opladet til i nærheden af den negative spidsspænding -U3, hvortil kondensatoren 94 oplades ved slutningen af hvert tilbageløbsinterval.

Ved tidspunktet har den negativt rettede savtandspænding 106 nået værdien -Uder er lig med spændingen under den langsomme afladning af kondensatoren 95. Efterhånden som kondensatoren 94 oplades mere i negativ retning, forspændes dioden 97 fremad og begynder at lede. Kondensatoren 95 ophører med at aflades og begynder at oplades negativt af tilbageløbsimpulsen 106, således som det kan ses af bølgeformdelen 108a i fig. 2B. Strømmen flyder fra jord gennem 10 146370 modstanden 98, dioden 97, kondensatoren 95, modstanden 93 og sekundærviklingen 24b tilbage til jord.

Kondensatoren 95 bliver ved med at oplades i negativ retning indtil tidspunktet Tg, som indtræder under afladningsdelen af savtand-spændingen 107. Ved tidspunktet Tc er spændingen over kondensatoren

D

94 faldet til -Ug fra dens negative spidsværdi ved “Ug. Dioden 97 er ikke længere forspændt fremad, og afskæres. Kondensatoren 95 ophører med at oplades i negativ retning og begynder at aflades langsomt gennem modstanden 96, således som det er vist ved bølgeformdelen 108b i fig. 2B, indtil tidspunktet Tg, hvor cyklen gentager sig selv. Mens kondensatoren 95 oplades under tidsrummet T^-Tg flyder der strøm gennem modstanden 96. Som det fremgår af fig. 2C, er spændingen over modstanden 98 en negativ spændingsimpuls 109, der indtræder omkring tidspunktet T^, på hvilket tidspunkt savtandspændingen 107 har nået sin negative spidsværdi.

Vekselstrømskomposanten af de negative spændingsimpulser 109 overføres ved hjælp af koblingskondensatoren 92 til klemmen E tilhørende den vandrette oscillator 40. De negative impulser 109 omdannes, som vist i fig. 2D, til et korrektionssignal 110 for den vandrette oscillator 40. Den negative del af korrektionssignalet 110 fremtræder under et tidsrum omtrent fra Tg til Tg som en negativ delimpuls 110a, og fra Tg til Tg som en negativt rettet savtand-delspænding 110b, der imidlertid har positiv værdi.

Korrektionsspændingen Vq på klemmen E ved tidspunktet Tg adderes ved hjælp af koblingskondensatoren 42 til de eksisterende spændinger på indgangsklemmen D til dannelse af den nedre triggerspænding V^. Således vil ændringer i korrektionsspændingen 110 ved tidspunktet Tc,

O

nemlig det tidspunkt hvor basis i triggertransistoren 47 nærmer sig sin nedre triggerspænding V^# medføre ændringer i oscillatoren 40's frekvens.

Værdien af korrektionsspændingen 110 nær ved tidspunktet T,.,

O

d.v.s. når triggertransistoren 47 afskæres, bestemmer afskæringstidspunktets nøjagtige beliggenhed. En hvilken som helst variation i påbegyndelsen af tilbageløbsintervallet i forhold til den indkommende synkroniseringsimpuls, f.eks. på grund af variationer i den af ladnings-oplagringen forårsagede forsinkelse, vil medføre en variation i korrektionsspændingen nær ved tidspunktet Tg. Den varierende korrektions-spænding vil forskyde afskæringspunktet i på hinanden følgende afbøjningsperioder for triggertransistoren 47 på en sådan måde, at der sker il U6370 en væsentlig formindskelse af variationerne i påbegyndelsen af tilbageløbsintervallet .

Som det kan ses i fig. 2A, har ved tidspunktet en betydelig video-belastning af højspændingskredsen 91 medført en forøgelse i den af de oplagrede ladninger forårsagede forsinkelse af påbegyndelsen af tilbageløbsintervallet. Når triggertransistoren 47 afskæres ved tidspunktet Tg, vil tilbageløbsimpulsen 106 ikke begynde ved tidspunktet - således som den ville dersom belastningen var lille - med den begynder ved et senere tidspunkt T^. I den derpå følgende afbøjningscyklus er det øjeblik, hvor spændingen ved basis i triggertransistoren 47 når sin nedre triggerspænding, nu tidspunktet T12· På grund af den forøgede forsinkelse som følge af ladnings-oplagringen ligger den negativt rettede savtand-delspænding af korrektionsspændingen 110 nu på en værdi V, som er større end spændingen V ved det tilsvarende foregående tidspunkt Tg, idet forskellen udgør AV... Denne forøgelse i korrektionsspændingen medfører en forøgelse af oscillatorfrekvensen, som i sin tur og efter et antal afbøjningscykler re-synkroniserer tilbageløbsintervallerne med de indkommende synkroniseringsimpulser.

Den elementære korrektionsspænding A. V , som tilvejebringes af korrektionskredsen 70, afhænger af de valgte kredsløbsparametre. Dersom der ønskes en hurtig indlåsning, vælges kredsløbsparametrene med henblik på tilvejebringelse af en forholdsvis hurtigt varierende A. Afskæringen af triggertransistoren 47 er ret følsom over for værdien af den nedre triggerspænding ved klemmen D. I det typiske tilfælde med komponentværdier i oscillatoren som angivet i tabellen nedenfor, vil ændringer på kun nogle tiendedele volt i den nedre triggerspænding V^ bevirke tidsvariationer på flere mikrosekunder. Den elementære korrektionsspænding AV behøver således ikke at være særligt stor.

Korrektionskredsen 70 er ikke så behæftet med oversving-problemer som det kan være tilfældet med fasekomparator-oscillator-kredse i lukkede sløjfer. En eventuel overkorrigering fra korrektionskredsen 70 vil være lille, idet den samlede korrektionsspænding, som kredsen 70 skal levere, ikke behøver at være stor, og korrektionsspændingen skal således ikke udvise store udsving for at der skal kunne opnås en tilfredsstillende korrektion.

Komponentværdierne for mange af de vigtige kredsløbsorganer er opført i nedenstående tabel.

12 146370

T_A_B_E_L

Modstand 27 68 kiloohm

Modstand 31 100 kiloohm

Modstand 32 82 kiloohm

Modstand 33 15 kiloohm

Modstand 34 1 kiloohm

Modstand 35 15 kiloohm

Modstand 38 390 kiloohm

Modstand 39 330 kiloohm

Modstand 41 390 kiloohm

Modstand 43 4,7 kiloohm

Modstand 45 10 ohm

Modstand 49 2,7 kiloohm

Modstand 51 47 ohm

Modstand 54 39 kiloohm

Modstand 55 5,6 kiloohm

Modstand 56 34,7 kiloohm

Modstand 58 4,7 kiloohm

Modstand 93 15 kiloohm

Modstand 96 1,5 megohm

Modstand 98 4,3 kiloohm

Modstand 99 8,2 kiloohm

Kondensator 21 56 picofarad

Kondensator 25 33 picofarad

Kondensator 26 2200 picofarad

Kondensator 28 1000 picofarad

Kondensator 29 150 picofarad

Kondensator 36 0,033 mikrofarad

Kondensator 37 8200 picofarad

Kondensator 42 1 mikrofarad

Kondensator 44 270 picofarad

Kondensator 52 10 picofarad

Kondensator 53 4,7 mikrofarad

Kondensator 57 3900 picofarad

Kondensator 92 2200 picofarad

Kondensator 94 4700 picofarad

Kondensator 95 0,01 mikrofarad 13 U6370

Spænding i synkroniseringsimpuls 101 22V spids til spids

Spænding i tilbageløbsimpuls 102 260V spids til spids

Spænding i tilbageløbsimpuls 106 -200V spids til spids

Claims (2)

14 146370 Patentkrav.

1. Afbøjningskreds til en fjernsynsmodtager til frembringelse af afbøjningsstrøm synkront med synkroniseringssignaler (101) og af den art der omfatter a) et udgangstrin (60), der er forbundet med en afbøjningsspole (85), og som får en afbøjningsstrøm til at flyde i afbøjningsspolen (85) under styring af drivsignaler og frembringer signaler svarende til påbegyndelsen af tilbageløbsintervallet, b) en drivsignalgenerator (40,50) der styres af et synkroniseringskredsløb (30) og en korrektionskreds (70), hvorved synkroniseringskredsløbet (30) styres af synkroniseringssignalerne (101) og tilbageløbssignalerne (106), og korrektionskredsen (70) er indrettet til at afgive korrektionssignaler (110) for derved at kompensere for hurtige variationer i fasen af udgangssignalet fra afbøjningstrinnet (60) og omfatter en savtandspændingsgenerator (93,94), der er indrettet til at frembringe en savtandspænding under styring af tilbageløbssignalerne (106), kendetegnet ved, at savtandsspændingsgeneratoren (93,94) er forbundet med en spidsseparationskreds (95-98), der er indrettet til at frembringe spændingsimpulser, der er repræsentative for tilbageløbssignalerne (106) og herved reagere på et spidsamplitudeområde for savtandspændingen, hvilke spændingsimpulsers amplitude varierer, når tilbageløbsimpulserne forsinkes, og føres som korrektionssignaler (110) gennem et koblingsorgan (92) til drivsignalgeneratoren (40,50), for herved at variere frekvensen af drivsignalgeneratoren (40,50) når tilbageløbssignalerne (106 forsinkes.

2. Afbøjningskreds ifølge krav 1, kendetegnet ved, at spidsseparationskredsen omfatter a) en kondensator (95), der er forbundet med savtandspændingsgeneratoren (93,94) med henblik på opladning af kondensatoren under en første del af savtandspændingens udsving, b) en diode (97), der er forbundet med kondensatoren (95) og indrettet til at reagere på savtandspændingsgeneratoren (93,94) og er således polrettet, at den leder strøm, når savtandspændingens størrelse over-