DE2940461C2 - Zeilensynchronisierschaltung - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eine Zeilensynchronisierschaltung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist.

Zur Synchronisierung der Ablenkung eines Elektronenstrahls mit der in einem Fernsehsignal übertragenen Information werden die Ablenkschaltungen der Bildwiedergabeeinrichtung mit Synchronisiersignalen synchronisiert, die zusammen mit der Bildinformation im Videosignalgemisch enthalten sind. Das von einem Fernsehempfänger empfangene Videosignalgemisch kann z. B. durch elektrisches und thermisches Rauschen verformt sein. Die Wiederholungsfrequenz der gesendeten Synchronisiersignalimpulse wird sorgfältig gesteuert und ist extrem stabil. Da jedoch die Synchronisiersignale durch das Rauschen in statistischer Weise überlagert werden, hat es sich eingebürgert, die Synchronisierung der Horizontal- oder Zeilenablenkschaltung mit den Horizontal- oder Zeilensynchronisiersignalimpulsen mittels eines Oszillators zu synchronisieren, dessen Frequenz durch eine Phasenregelschleife geregelt und gleich der Synchronisiersignalfrequenz gemacht wird. Wenn ein Synchronisierimpuls durch eine Störung überdeckt wird, bleibt die Oszillatorfrequenz im wesentlichen unverändert und die Ablenkschaltung wird mit regelmäßigen Ablenksteuerimpulsen weiter versorgt

Beim normalen Betrieb einer Fernsehwiedergabeeinrichtung liefert die Zeilenablenkschaltung Hochspannungsimpulse bei der sich relativ schnell wiederholenden Ablenkung. Es ist üblich, die die für den Betrieb der Bildröhre erforderliche Hochspannung durch Gleichrichten und Glätten dieser Hochspannungsimpulse zu erzeugen. Ferner speist die Horizontalablenksehaltung häufig eine Stromversorgung, die eine niedrige Spannung für andere Schaltungen des Fernsehempfängers liefert. Es hat sich gezeigt, daß sich die zeitliche Lage der von der Zeilenablenkschaltung erzeugten Rücklaufimpulse in Abhängigkeit von der Belastung der Ablenkschaltung ändert, z. B. in Abhängigkeit von der Helligkeit des durch die Bildröhre wiedergegebenen Fernsehbildes. Diese Änderung der zeitlichen Lage der Rücklaufimpulse führt zu einer Verzerrung des wiedergegebenen Bildes.

Aus der US-PS 38 91 800 ist eine Synchronisierschaltung bekannt, bei der mit dem Ausgang der erstgenannten Phasenregelschleife eine zweite Phasenregelschleife gekoppelt ist, die einen zweiten Oszillator und einen zweiten Phasendetektor enthält. Mit dem Ausgang der Zeilenablenkschaltung ist eine Integrierschaltung gekoppelt, welche die Rücklaufimpulse integriert und das resultierende sägezahnförmige Signal einem Eingang des Phasendetektors zuführt, um dieses Signal mit den Impulsen zu vergleichen, die gemäß der mittleren Wiederholungsfrequenz der empfangenen Synchronisierimpulse gesteuert werden. Der Ausgang des zweiten Phasendetektors ist über ein Filter mit kurzer Zeitkonstante mit dem zweiten Oszillator gekoppelt, um dessen Phase so zu steuern, daß die Rücklaufimpulse mit dem Ausgangssignal der ersten Phasenregelschleife synchron gehalten werden. Diese Schaltung hat den Nachteil, daß die Phasenregelung in der zweiten Schleife von der Dauer der Rücklaufimpulse abhängt.

Aus der Firmenschrift »Mullard Technical Communications« Nr. 118, April 1973 ist ebenfalls eine Schaltungsanordnung mit zwei Regelschleifen bekannt, in der ein Sägezahnoszillator durch eine erste Phasenregelschleife entsprechend dem Mittelwert der empfangenen oder ankommenden Synchronisiersignale gesteuert wird. Mit dem Sägezahn-Ausgang des Oszillators ist eine zweite Phasenregelschleife gekoppelt, die einen steuerbaren Phasenschieber und einen zweiten Phasendetektor enthält. Der Phasendetektor spricht auf das Sägezahn-Ausgangssignal des Oszillators sowie die Rückiaufimpulse an und erzeugt ein Signal, das mit einer kurzen Zeitkonstante gefiltert und zur Steuerung der Phase des steuerbaren Phasenschiebers verwendet wird, der zwischen den Oszillator und die Zeilenablenkschaltung gekoppelt ist, so daß die Rücklaufimpulse mit dem Mittelwert der ankommenden Synchronisiersignale synchronisiert gehalten werden.

Es ist hinsichtlich der Stabilität wünschenswert, einen Oszillator zu verwenden, der durch eine Induktivität und eine Kapazität anstatt durch einen Widerstand und eine Kapazität gesteuert wird Wenn der Oszillator jedoch bei der Zeilenablenkfrequenz arbeiten soll, benötigt man große Induktivitäten und Kapazitäten, die nicht nur kostspielig sind und viel Raum einnehmen, sondern auch dazu neigen, Signale von Ablenkschaltungsteilen höherer Leistung aufzunehmen, wodurch die Stabilität des Oszillators beeinträchtigt wird. Es ist daher wünschenswert, für den Zeilenoszillator Induktivitäten und Kapazitäten kleiner Werte als frequenzbestimmende Elemente zu verwenden. Dies bedingt jedoch eine verhältnismäßig hohe Arbeitsfrequenz. Mit dem Aufkommen der integrierten Schaltungen ist es möglich >⁵ geworden, ein zeilenfrequentes Signal mit hoher Stabilität durch Verwendung eines mit hoher Frequenz arbeitenden Zeilenoszillators und einer Kette digitaler Frequenzteiler zu erzeugen. Die Frequenzteilerkette liefert jedoch ein digitales oder zweiwerrges Ausgangssignal, also ein Signal, das alternativ einen von zwei festgelegten Werten annehmen kann. Das zweiwertige Signal kann mit der mittleren Frequenz der empfangenen Synchronisiersignale durch eine erste Phasenregelschleife synchronisiert werden, wie sie in der US-PS 38 91 800 beschrieben ist Es ist immer wünschenswert, die Anzahl der für die Erzielung einer Funktion erforderlichen Signalverarbeitungsstufen so klein wie möglich zu halten, bei der Verwendung von integrierten Schaltungen ist es außerdem besonders wichtig, mit ^3C möglichst wenig Verbindungen zwischen einer integrierten Schaltung und äußeren Schaltungsteilen auszukommen.

Aus der DE-OS 28 53 927 ist eine Zeilensynchronisierschaltung bekannt, bei welcher die Zeilenablenkschaltung unter Steuerung durch Treiberimpulse einen Ablenkstrom und Rücklaufimpulse erzeugt, die je nach Belastung der Ablenkschaltung gegenüber den Treiberimpulsen unterschiedlich verzögert sind. Eine Phasensynchronisierschleife erzeugt ein erstes Signal mit zwei «> Pegeln, zwischen denen in Synchronismus mit den Zeilensynchronsignalen jeweils ein sprungförmiger Übergang auftritt. Der Synchronismus zwischen diesem Signal und den Rücklaufimpulsen wird mit Hilfe einer Phasenregelschleife aufrechterhalten, die einen Phasendetektor enthält, dessen ersten Eingang vom Ausgang der Phasensynchronisierschleife das erste Zweipegelsignal zugeführt wird, und dessen Eingang ein zweites Zweipegelsigr.al zugeführt wird, das aus den Rücklaufimpulsen abgeleitet ist und zwischen dessen Pegeln ebenfalls jeweils ein sprungförmiger Übergang auftritt. Wenn diese beiden Zweipegelsignale einen ersten Signalzustand aufweisen, dann erzeugt der Phasendetektor einen Strom einer ersten Polarität, und wenn das erste Signal seinen ersten und das zweite Signal seinen zweiten Pegelzustand aufweisen, erzeugt er einen Strom einer zweiten Polarität. An den Ausgang des Phasendetektors ist ein Schleifenfilter angeschlossen, welches diese Ströme zu einem Regelsignal filtert, das einer phasenregelbaren Schaltung zugeführt wird, in welcher es mit einem Sägezahnsignal verglichen wird. Aufgrund dieses Vergleiches werden die Treiberimpulse für die Ansteuerung der Horizontalablenkschaltung so erzeugt, daß die Rücklaufimpulse in Synchronismus mit dem ersten Zweipegelsignal gehalten werden. Das &5 Sägezahnsignal für diesen Vergleich wird von einem Oszillator mit der doppelten Zeilenfrequenz erzeugt. Dadurch ergibt sich jedoch der Nachteil, daß man Phasenfehler der Rücklaufimpu'se nur über ein halbes Zeilenhinlaufintervall korrigieren kann. Wenn die Abweichung von Rücklaufimpulsen aber über eine halbe Zeilendauer hinausgeht, also mehr als ein Sägezahnintervall beträgt, dann springt die Schaltung innerhalb eines Rücklaufintervalls von einem Sägezahn auf den nächsten über, und die Zeilensynchronisation für das wiedergegebene Bild geht völlig verloren.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung der vorgenannten Art gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 anzugeben, die in der Lage ist, auch größere Änderungen der Rücklaufimpulsphase zu kompensieren, die über das gesamte Zeilenintervall reichen können.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Infolge der erfindungsgemäßen Maßnahme wird die gesamte Ablenkschaltung flexibler, und die Horizontalausgangsschaltung wird weniger kritisch, da Abweichungen der Rücklaufimpulsphase über einen wesentlich größeren Bereich als im bekannten Falle zulässig sind.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand eines in den beiliegenden Zeichnungen veranschaulichten Ausführungsbeispiels im einzelnen erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild eines Fernsehempfängers, der eine Schaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung enthält,

F i g. 2 und 3 den zeitlichen Verlauf der Amplitude verschiedener Spannungen, die in dem Fernsehempfänger gemäß F i g. 1 auftreten.

Der Fernsehempfänger gemäß Fig. 1 ist mit einer Antenne 10 gekoppelt, die am unteren Rand des Schaltbildes etwas links von der Mitte dargestellt ist und gesendete Fernsehsignale empfängt, die einem Eingangsteil 12 des Fernsehempfängers zugeführt werden, welcher einen Tuner, einen Zwischenfrequenzverstärker und einen Demodulator enthält, durch die eine Selektion, Verstärkung und Demodulation des empfangenen Signals bewirkt werden, wobei ein Videosignal· gemisch erzeugt wird. Das Videosignalgemisch wird verschiedenen Leuchtdichtesignal- und Farbsignal-Schaltungen zugeführt, die durch einen Block 14 dargestellt sind, und die Ausgangssignale dieser Schaltungen werden einer Bildröhre 16 zur Wiedergabe zugeführt. Das Videosignalgemisch wird ferner einer Synchronisiersignal-Abtrennschaltung 18 zugeführt, die der Einfachheit halber im folgenden als »Amplitudensieb« bezeichnet werden soll und die Abtrennung von Vertikal- und Horizontal- oder Bild- und Zeilen-Synchronisiersignalen bewirkt. Die Vertikal-Synchronisiersignale werden einer Vertikalablenkschaltung zur Steuerung eines Ablenkstromes in einer der Bildröhre 16 zugeordneten Vertikalablenkwicklung 22 zugeführt.

Die durch die Kurve 251 in Fig. 2a dargestellten Zeilensynchronisiersignale werden vom Amplitudensieb 18 über eine Leitung A einer in Fig. 1 links dargestellten phasensynchronisierten Regelschleife zugeführt, die als Ganzes mit 30 bezeichnet ist. Die Regelschleife 30 erzeugt zweiwertige Impulse, die über Leitungen G und U einer Phasenregelschleife 70 zugeführt werden, die Steuerimpulse über eine Leitung S an eine in F i g. 1 unten rechts als Block 140 dargestellte Horizontal- oder Zeilenablenkschaltung liefert. Die Zeilenablenkschaltung 140 erzeugt in einer der Bildröhre 16 zugeordneten Zeilenablenkwicklung 142 einen Ablenkstrom, der sich wiederholende Hinlaufund Rücklaufintervalle enthält. Die Zeilenablenkschal-

tung 140 liefert ferner eine Hochspannung für die Bildröhre 16 und wird durch diese, wie bekannt, unterschiedlich belastet.

Die phasensynchronisierte Regelschleife 30 enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), der als Block 32 dargestellt ist und auf einer Leitung B 503,5-kHz-Impulse liefert, die in Fig.2b durch die Kurve 252 dargestellt sind. Das Oszillatorsigna! wird einem Teiler mit dem Teilungsfaktor 32 zugeführt, der D-Typ-Flipflops (FF) 34, 40, 46, 52 und 58 enthält. Der (^-Ausgang eines D-Flipflops nimmt den D-Zustand (Daten-Zustand) beim Auftreten der Rückflanke eines seinem C-Eingang (Taktkomplemen^Eingang) zugeführten Signals an. Wenn der (^-Ausgang eines D-Flipflops mit dem D-Eingang gekoppelt ist, teilt das Flipflop die Frequenz des seinem Takteingang zugeführten Signals durch zwei und liefert ein geteiltes Signal am (^-Ausgang. Das VCO-Signal 252 wird durch das Flipflop 34 durch zwei geteilt, das an seinem ζΧ-Ausgang ein Signal liefert, wie es durch die Kurve 253 in Fig. 2c dargestellt ist. Dieses Signal wird über eine Leitung Czwei hintereinandergeschalteten invertierenden Verstärkern 36 und 38 zugeführt. Ein erster Ausgang 38a des zweiten invertierenden Verstärkers 38 ist mit dem Taktkomplement-Eingang des Flipflops 40 gekoppelt und ein zweiter Ausgang 38b dieses Verstärkers ist mit einer Leiterschiene H gekoppelt. Das Flipflop 40 teilt durch zwei und erzeugt an seinem ζί-Ausgang ein Signal, wie es durch die Kurve 254 in F i g. 2d dargestellt ist. Dieses Signal wird über eine Leitung D dem Eingang e'nes invertierenden Verstärkers 42 zugeführt. Ein Ausgang 42a des invertierenden Verstärkers 42 ist mit dem Eingang eines Inverters 44 gekoppelt, dessen Ausgang 44a mit dem Taktkomplement-Eingang des Flipflops 46 gekoppelt ist. Das FlipHop 46 teilt das seinem Taktkomplement-Eingang zugeführte Signal durch zwei und erzeugt an seinem (^Ausgang ein Signal, wie es durch die Kurve 255 in F i g. 2e dargestellt ist. Der (»-Ausgang des Flipflops 46 ist über eine Leitung Emit dem Eingang eines Inverters 48 gekoppelt, der mit einem Ausgang 48a mit dem Eingang eines Inverters 50 und mit einem anderen Ausgang 48Z? mit der Leiterschiene H gekoppelt ist. Der Ausgang des Inverters 50 ist mit dem C-Eingang des Flipflops 52 gekoppelt, an dessen Q-Ausgang ein durch die Kurve 256 in Fig.2f dargestelltes geteiltes Signal auftritt, das über eine Leitung F dem Eingang eines Inverters 54 zugeführt wird. Ein Ausgang 54b des Inverters 54 ist mit der Leiterschiene H gekoppelt und ein Ausgang 54a ist mit dem Eingang eines Inverters 56 gekoppelt Der Ausgang des Inverters 56 ist mit dem C-Eingang des Flipfiops 58 gekoppelt. Am (^-Ausgang des Flipflops 58 tritt ein durch die Kurve 257 in F i g. 2g dargestelltes Signal auf, das über eine Leitung C dem Eingang eines Inverters 60 und der Phasenregelschleife 70 zugeführt wird. Der Q-Ausgang des Flipflops 58 ist außerdem über einen Puffer- oder Trennverstärker 59 mit der Leiterschiene //gekoppelt. Das Ausgangssignal des Inverters 60 ist das Inverse oder Komplement 257 des Signals 257 und ist über eine Leitung G mit einem Eingang eines Phasendetektors oder Phasenvergleichers 62 und der Phasenregelschleife 70 gekoppelt

Der Phasenvergleicher 62 vergleicht das Signal 257 mit den Zeilensynchronisiersignalen 251 und erzeugt ein Steuersignal, das einem Schleifenfilter 64 zugeführt und zum Steuereingang des spannungsgesteuerten Oszillators 32 weitergeleitet wird. Die phasensynchronisierte Regelschieife 30 steuert binäre oder zweiwertige Signale 257 auf Leitungen C und C derart, daß ein Übergang oder Amplitudensprung im Schwingungssignal 257 im Synchronismus mit dem vom Amplitudensieb 18 erzeugten mittleren oder durchschnittlichen ^r> Synchronisierimpulssignal gehalten wird.

Es war bereits erwähnt worden, daß eine lastabhängige Verzögerung zwischen der zeitlichen Lage der Zeilenablenk-Steuerimpulse und der resultierenden Zeilensynchronisierimpulse auftreten kann. Diese Ver-

K) zögerung kann bis zu 15 Mikrosekunden betragen, was ungefähr 90° der Zeilenperiode darstellt. Die Phasenregelschleife 70 enthält eine steuerbare Phasenschieberoder Verzögerungsschaltung 72, der die von der Regelschleife 30 erzeugten Signale zugeführt werden.

Die Verzögerung der Verzögerungsschaltung 72 wird durch das Ausgangssignal eines Phasendetektors oder Phasenvergleichers 92 gesteuert, der durch die Zeilenrücklaufimpulse freigegeben oder aufgetastet wird und einen Strom mit einer ersten oder zweiten Polarität liefert, wenn die von der Regelschleife 30 erzeugten zweiwertigen Signale 257 ihren ersten bzw. zweiten Zustand haben. Der durch den Phasendetektor 92 erzeugte Strom wird gefiltert und der Verzögerungsschaltung 72 zugeführt, um den Synchronismus zwi-

2*> sehen den Rücklaufimpulsen und den erwähnten Amplitudensprüngen oder Übergängen im zweiwertigen Signal aufrechtzuerhalten.

Die Phasenregelschleife 70 enthält eine als Ganzes mit 122 bezeichnete Rücklaufimpulsformungsschaltung

ίο (in Fig. 1 unten rechts), eine als Ganzes mit 150 bezeichnete Ablenksteuerdauerschaltung (F i g. 1 oben rechts) und als Ganzes mit 200 bezeichnete logische oder Verknüpfungs-Schaltungen (oben Mitte). Die Verknüpfungsschaltungen 200 erzeugen Steuersignale für die Verzögerungsschaltung 72 und bewirken eine Signalverarbeitung, die ein Impulsausgangssignal auch dann gewährleistet, wenn die Verzögerungsschaltung 72 an einer Grenze ihres Arbeitsbereiches arbeitet. Die Verknüpfungsschaltungen 200 enthalten einen Inverter 202, dessen Eingang mit der Leiterschiene Wund dessen Ausgang mit einem weiteren Inverter 204 gekoppelt sind. Ein Ausgang 204a des Inverters 204 ist mit einem Ausgang 426 des Inverters 42 gekoppelt und das durch die Kurve 259 in Fig. 2i dargestellte kombinierte Ausgangssignal wird über eine Leitung / dem Eingang eines Inverters 194 zugeführt In entsprechender Weise ist ein Ausgang 2046 des Inverters 204 mit einem Ausgang 44b des Inverters 44 gekoppelt und das durch die Kurve 260 in Fig.2j dargestellte Signal wird über eine Leitung / dem Eingang eines Inverters 196 zugeführt Die Signale 259 und 260 haben eine feste zeitliche Beziehung zu den Signalen 257. Ein Ausgang 196a des Inverters 196 ist mit einem Eingang eines Flipflops X78 gekoppelt, das Inverter 180 und 182 enthält Der Ausgang des Inverters 180 ist mit dem Eingang des Inverters 182 gekoppelt und ein Ausgang 182a des Inverters 182 ist mit dem Eingang des Inverters 180 gekoppelt Ein Ausgang 194a des Inverters 194 ist mit dem Eingang des Inverters 182 gekoppelt Das Ausgangssignal des Flipflops 178 wird von einem Ausgang 182fc des Inverters 182 einer Leitung K zugeführt

Ein Ausgang 1966 des Inverters 196 ist mit dem Eingang eines Inverters 186 gekoppelt, der unter Bildung eines Flipfiops 184 über Kreuz mit einem Inverter 188 gekoppelt ist Dies garantiert ein Ausgangssignal vom FDpflop 184.
An einem Ausgang 1946 des Inverters 594 tritt ein in

F i g. 2m dargestelltes Signal 263 auf, das über eine Leitung Meinem Eingang eines Inverters 192 zugeführt wird. Der Eingang des Inverters 192 ist außerdem mit dem Kollektor eines npn-Transistors 91 am Ausgang der Verzögerungsschaltung 72 gekoppelt. Der Inverter 192 liefert ein Signal, wie es durch die Kurve 264 in Fig. 2n dargestellt ist, und dieses Signal wird über eine Leitung N einem Eingang eines Inverters 190 zugeführt, dessen Ausgang mit dem Eingang des Inverters 188 des Flipflops 184 gekoppelt ist. Der Eingang des Inverters κι 190 ist außerdem mit einem Ausgang 196cdes Inverters 1% gekoppelt.

Das Ausgangssignal des Flipflops 178 wird über eine Leitung K auf die Basis eines npn-Transistors 74 gekoppelt. Der Basis des Transistors 74 wird ferner eine ι ^Γ> Vorspannung von einer Vorspannungsquelle B+ über einen Widerstand 75 zugeführt. Die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 74 ist über eine Leitung L einem Sägezahn- oder Rampenkondensator 78 parallelgeschaltet, um diesen periodisch zu entladen. Dem 2» Kondensator 78 wird ein Ladestrom von B+ über einen Widerstand 80 zugeführt. Die periodische Spannungsrampe (Sägezahnspannung), die am Kondensator 78 auftritt, wird der Basis eines pnp-Transistors 86 eines als Ganzes mit 82 bezeichneten Vergleichers zugeführt. 2^r> Der Vergleicher 82 enthält ferner einen pnp-Transistor 84, dessen Emitter mit dem Emitter des Transistors 86 und über einen Widerstand 88 mit B+ gekoppelt ist. Der Kollektor des Transistors 86 ist mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors 84 ist mit der κ> Basis des Transistors 91 und über einen Widerstand 90 mit Masse gekoppelt. Dem Widerstand 90 ist der Basis-Emitter-Übergang eines Transistors 91 parallelgeschaltet, um dem Eingang des Inverters 192 ein verzögertes Signal zuzuführen. π

Der Ausgang des Flipflops 184 ist über eine Leitung O mit dem ^-Eingang eines Flipflops 174 der Ablenksteuerdauerschaltung 150 gekoppelt. Der (^-Ausgang des Flipflops 174 ist mit dem Eingang eines Inverters 176 gekoppelt, der mit einem Ausgang 176a mit dem w D-Eingang des Flipflops 174 und mit einem anderen Ausgang 1766 über eine Leitung P mit der Basis eines npn-Schalttransistors 156 gekoppelt ist Die Ausgänge 176a und 176f> liefern Signale, die mit dem Signal am (^-Ausgang des Flipflops 174 in Phase sind. Der Basis « des Transistors 156 wird ferner ein Vorspannungsstrom von B+ über einen Widerstand 158 zugeführt und die Kollektor-Emitter-Strecke dieses Transistors ist durch eine Leitung Q einem Sägezahn- oder Rampenkondensator 152 parallelgeschaltet. Der Kondensator 152 wird w von B+ über einen Widerstand 154 aufgeladen. Das sich wiederholende, rampenförmige Ausgangssignal vom Kondensator 152 wird der Basis eines pnp-Transistors 168 eines als Ganzes mit 160 bezeichneten Vergleichers zugeführt Der Vergleicher enthält ferner einen Transistor 162, dessen Emitter mit dem Emitter des Transistors 168 und über einen Widerstand 166 mit B+ gekoppelt ist Der Kollektor des Transistors 162 ist mit Masse verbunden und die Basis dieses Transistors ist an den Schleifer eines Potentiometers 164 angeschlossen, «> das zwischen B+ und Masse geschaltet ist und die Ablenksteuerdauer einzustellen gestattet Das Ausgangssignal des Vergleichers 160 wird an einem Widerstand 170 abgenommen, der zwischen den Kollektor des Transistors 168 und Masse geschaltet ist Dem Widerstand 170 ist der Basis-Emitter-Obergang eines npn-Transistors 172 parallelgeschaltet dessen Kollektor mit einem Rücksetzeingang des Flipflops 174 verbunden ist. Der (^-Ausgang des Flipflops 174 ist über einen Puffer- oder Trennverstärker 146 mit dem Eingang eines invertierenden Verstärkers 144 gekoppelt. Der Ausgang des invertierenden Verstärkers 144 ist über eine Leitung S mit dem Eingang der Zeilenablenkschaltung 140 gekoppelt.

Die Rücklaufimpulse, die die Zeilenablenkschaltung 140 entsprechend der Ablenksteuerung auf der Leitung 5 liefert, werden über eine Leitung T der Rücklaufimpulsformungsschaltung 122 zugeführt. Die Impulsformungsschaltung 122 enthält einen Spannungsteiler 123 aus Widerständen 124 und 126. Dem Widerstand 126 ist der Basis-Emitter-Übergang eines npn-Transistors 128 parallelgeschaltet. Der Kollektor des Transistors 128 ist über einen Arbeitswiderstand 130 mit ß+ und außerdem mit der Basis eines npn-Transistors 132 gekoppelt, dessen Emitter an Masse liegt. Der Kollektor des Transistors 132 ist über einen Arbeitswiderstand 134 mit B+ gekoppelt. Der Kollektor des Transistors 132 ist ferner mit der Anode einer Diode 136 verbunden, deren Kathode an Masse liegt. Der Diode 136 ist der Basis-Emitter-Übergang eines npn-Transistors 98, der einen Eingang des Phasenvergleichers oder Phasendetektors 92 darstellt, parallelgeschaltet. Der Kollektor des Transistors 98 ist mit den Emittern von npn-Transistoren 94 und 96 gekoppelt, um diesen einen Strom zuzuführen. Zur Vorspannung der Basen der Transistoren 94 und % sind diese über einen Widerstand 106 bzw. 108 mit dem Abgriff eines Spannungsteilers 100 gekoppelt, der Widerstände 102 und 104 enthält und zwischen B+ und Masse geschaltet ist. Der Kollektor des Transistors 94 ist mit dem Kollektor des Transistors % über eine Stromspiegelschaltung 109 gekoppelt. Die Stromspiegelschaltung 109 enthält einen pnp-Transistor 110, dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors 94 und mit dem Kollektor eines pnp-Transistors 112 verbunden ist. Der Emitter des Transistors 110 ist mit der Basis des Transistors 112 verbunden und mit B+ über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 116 und einer Diode 118 gekoppelt. Der Emitter des Transistors 112 ist über einen Widerstand 114 mit B+ gekoppelt Der Kollektor des Transistors 110 ist mit dem Kollektor des Transistors 96 verbunden, um einen Ausgangsanschluß des Phasendetektors 92 zu bilden. Der Ausgangsanschluß des Phasendetektors 92 ist mit der Basis des Transistors 84 über eine Leitung μ gekoppelt Zwischen die Leitung μ und Masse ist ein Filterkondensator 120 geschaltet, um den vom Phasendetektor 92 erzeugten Strom zu glätten und ein Phasensteuersignal zu erzeugen, durch das die Verzögerungsschaltung 72 und damit die Ablenksteuerung so gesteuert werden, daß der Synchronismus zwischen den Zeilenrücklaufimpulsen und den zweiwertigen Signalen 257 auf den Leitungen G und G aufrechterhalten wird.

Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 1 läßt sich am besten unter Bezugnahme auf die in F i g. 2 dargestellten Kurven näher erläutern. Die in den Fig.2a bis 2t dargestellten Kurven stellen den zeitlichen Verlauf der Spannungen auf den mit dem entsprechenden Buchstaben bezeichneten Leitungen in F i g. 1 dar. Allgemein gesprochen erzeugt die phasensynchronisierte Regelschleife (PLL) 30 Signale 259 und 260, die in zeitlicher Beziehung zu den Signalen 257 und 257 stehen. Die Signale 259 und 260 werden durch das Verknüpfungsschaltwerk 200 der Verzögerungsschaltung 72 zugeführt, um ein Signal 265 zu erzeugen, das der Ablenksteuerdauerschaltung 150 zugeführt wird. Die Ablenksteuerdauerschaltung 150 liefert einen

Steuerimpuls konstanter Dauer für die Zeilenablenkschaltung 140. Die Zeilenablenkschaltung erzeugt jeweils einen Rücklaufimpuls, der geformt und dann im Phasendetektor 92 mit den Signalen 257 verglichen wird. Jede Phasenabweichung erzeugt ein Fehlersignal, das die Verzögerungsschaltung 72 im Sinne einer Verringerung der Phasenabweichung steuert.

Im Betrieb erzeugt der spannungsgesteuerte Oszillator 32 503-kHz-lmpulse 252 und die Zählerkette der Regelschleife 30 erzeugt der Reihe nach die Schwingungen 253 bis 257. Der Phasendetektor 62 spricht aut das Signal 257 an und korrigiert den spannungsgesteuerten Oszillator 32 in bekannter Weise derart, daß der in negativer Richtung verlaufende Übergang oder Spannungssprung des Signals 257 mit der Zeit 7o in der Mitte des Zeilensynchronisierimpulses 251 zusammenfällt. Die Spannung auf der Leitung H wird durch die Ausgangssignale der Inverter 38, 48, 54 oder des Pufferverstärkers 59 auf einen negativeren Wert entsprechend einer logischen Null abgesenkt. Wird sie nicht abgesenkt, so bleibt sie hoch, d. h. auf einem Wert entsprechend einer logischen Eins. Die Leiterschiene H wird dementsprechend während derjenigen Zeitintervalle negativ sein, in denen das Signal 253 oder 257 negativ ist und außerdem auch wenn das Signal 255 oder 256 positiv ist. Das Signal 258 bleibt also in den Intervallen T₀-T₅, T₇-T^ und Γ9—Γιο negativ. Das Signal 259 auf der Leitung / ist negativ, wenn das Signal 258 auf der Leiterschiene H negativ ist und außerdem auch, wenn das Signal 254 auf der Leitung D positiv ist. Das Signal 259 auf der Leitung / ist also nur während des Intervalles Ti— Ti positiv. In entsprechender Weise ist das Signal 260 auf der Leitung J negativ, wenn das Signal 254 oder 258 negativ ist, so daß das Signal 260 nur im Intervall Tg- Tt positiv sein kann. Im Intervall vor Ts befindet sich das Flipflop 178 in einem solchen Zustand, daß das Signal 261 auf der Leitung K einen niedrigen Wert hat. Im Zeitpunkt Ts nimmt das Signal 259 auf der Leitung / einen hohen Wert an und der Eingang des Inverters 182 einen niedrigen Wert, so daß das Flipflop 178 umschaltet und auf der Leitung K ein Signal entsprechend dem Logikwert Eins erzeugt. Der umgeschaltete Zustand wird bis zu einem späteren Zeitpunkt T₈ beibehalten, in dem das Signal 260 auf der Leitung J positiv wird und das Flipflop 178 zurücksetzt. Auf der Leitung K wird also im Intervall Ts-Tg ein Impuls erzeugt, das eine feste zeitliche Beziehung zum Zeitpunkt To hat, auf den die Regelschleife 30 synchronisiert ist. Der Impuls im Signal 261 bewirkt, daß der Transistor 74 im Intervall Ts — 7i leitet und der Kondensator 78 vor dem Erzeugen einer Spannungsrampe entladen wird. Im Zeitpunkt 7g wird der Transistor 74 gesperrt und auf der Leitung L beginnt die Spannung rampenartig anzusteigen, wie die Kurve 262 in Fig.2 zeigt. In dem unmittelbar auf Tg folgenden Intervall leitet der Transistor 86 des Vergleichers 82, während der Transistor 84 gesperrt ist. Der Transistor 91 ist dementsprechend ebenfalls gesperrt.

Die rampenartige Spannung 262 steigt an, bis sie durch den nächsten Impuls 261 wieder zurückgestellt wird. In einem bestimmten Zeitpunkt, wie Tt, wird die Rampenspannung 262 gleich der Ausgangsspannung des Phasendetektors 92 und der Vergleicher 82 schaltet dann und bewirkt, daß der Transistor 91 leitet und die Spannung auf der Leitung M nach unten zieht, wie es in F i g. 2m dargestellt ist Der Inverter 192 invertiert das Signal 263, wobei auf der Leitung N das in F i g. 2n dargestellte Signal 264 erzeugt wird, das seinerseits bewirkt, daß das Flipflop 184 schaltet und auf der Leitung O ein ins Negative gerichteter Impuls beginnt, wie die Kurve 265 in Fig. 2o zeigt. Der Zeitpunkt 7i definiert die Zeit, in der der Steuerimpuls beginnt, der "> der Zeilenablenkschaltung 140 zugeführt wird.

Das Flipflop 174 der Ablenksteuerdauerschaltung 150 befindet sich unmittelbar vor dem Zeitpunkt Tt im rückgesetzten Zustand, in dern_das (?-Ausgangssignal einen niedrigen Wert und das Q-Ausgangssignal einen

ίο hohen Wert haben. Im Zeitpunkt T> wird das Flipflop 174 durch den in negativer Richtung verlaufenden Spannungssprung des Signals 265, der_ seinem Takteingang zugeführt wird, gesetzt. Der ^-Ausgang nimmt eine niedrige Spannung an und wegen des Inverters 144

is wird auf der Leitung S ein Steuerimpuls positiver Richtung erzeugt, wie die Kurve 269 in Fig. 2s zeigt. Gleichzeitig nimmt das CXAusgangssignal den Logikwert Eins an, was bewirkt, daß das Ausgangssignal des Inverters 176 auf der Leitung P den Logikwert Null

μ annimmt, wie der Spannungsverlauf 266 in F i g. 2p zeigt. Wenn die Spannung auf der Leitung P den Logikwert Null hat, wird der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 156 gesperrt und der Kondensator 152 beginnt sich aufzuladen, wobei auf der Leitung Q die durch die Kurve 267 in F i g. 2q dargestellte rampenartig ansteigende Spannung entsteht. Diese rampenförmige Spannung steigt bis zu einem Zeitpunkt, wie 7"io, an. in dem sie gleich der der Basis des Transistors 162 zugeführten Bezugs- oder Referenzspannung wird. Im

^Jü Zeitpunkt Ti₀ schaltet der Vergleicher 160 daher und sperrt den Transistor 172; bei gesperrtem Transistor 172 steigt die Spannung auf der Leitung R an und bildet einen Impuls, wie er durch die Kurve 268 in Fig. 2r dargestellt ist. Der Logikwert Eins auf der Leitung R

^ setzt das Flipflop 174 zurück, wodurch der Transistor 156 aufgetastet und der Kondensator 152 in Vorbereitung des nächsten Arbeitszyklus entladen werden. Das Zurücksetzen des Flipflops 174 im Zeitpunkt Γιο beendet den der Zeilenablenkschaltung 140 zugeführten Ablenksteuerimpuls 269. Die Zeilenablenkschaltung 140 erzeugt dann später einen Rücklaufimpuls 270, der in Fig. 2t dargestellt ist. Der Rücklaufimpuls 270 ist, wie dargestellt, um etwa sieben Zyklen der 503-kHz-lmpulse, d. h. etwa 14 MikroSekunden verzögert.

Bei der Erläuterung des Restes der Regelschleife soll auf F i g. 3 Bezug genommen werden, in der der Verlauf verschiedener Signale in der Nähe des Zeitpunkts T₀ in einem gegenüber Fig. 2 vergrößerten Zeitmaßstab dargestellt sind. Der Zeilenrücklaufimpuls 270, der von der Zeilenablenkschaltung 140 im Intervall T^- T2 auf der Leitung Terzeugt wird, ist in Fig.3a dargestellt Der Rücklaufimpuls 270 beginnt im Zeitpunkt Tn als Ansprache auf die Beendigung des Steuerimpulses 269 im Zeitpunkt 71ο. In den F i g. 3b und 3c sind die Signale 257 bzw. 257 dargestellt, die dem Phasendetektor 92 über die Leitungen G und G zugeführt werden. Der Impuls 270 wird in der Impulsformungsschaltung 122 verstärkt und begrenzt, der resultierende Impuls am Kollektor des Transistors 132 ist als Impuls VC132 in F i g. 3d dargestellt Die Vorderflanke des Impulses 132 tritt im Zeitpunkt Ti 3 auf, die Rückflanke im Zeitpunkt Γι. Der Transistor 98 spricht auf den Impuls VC132 mit einem Kollektorstrom an, der von der Impulsamplitude abhängt Da die Impulsamplitude konstant ist liefert der Transistor 98 einen Kollektorstromimpuls konstanter Amplitude, wie er durch den Impuls /C98 in F ϊ g. 3e dargestellt ist Dieser Kollektorstrom steht für die Transistoren 94 und 96 zur Verfügung.

In Abhängigkeit von der zugeführten Basisspannung leitet entweder der Transistor 94 oder der Transistor 96 den vom Transistor 98 zur Verfügung gestellten Strom. Wie F i g. 3 zeigt, ist die Spannung 257, die im Intervall vor To der Basis des Transistors 94 zugeführt wird, positiver als die Spannung 257, die an der Basis des Transistors 96 liegt. Der Transistor 94 leitet daher unter Ausschluß des Transistors 96, wie die Kollektorstromkurven /C94 und /C96 in den F i g. 3f und 3g zeigen, im Intervall Tn-T₀. Der Stromfluß im Transistor 94 bewirkt einen gleichen Stromfluß im Transistor 110 der Stromspiegelschaltung 109. Der Stromfluß im Transistor UO strebt dazu, den Kondensator 120 mit einem Strom aufzuladen, der als positiver Strom /120 in F i g. 3h dargestellt ist. Der konstante Ladestrom, der im Intervall Γη- To in den Kondensator 12OfHeBt, ergibt in bekannter Weise eine zunehmend positiver werdende rampenartige Spannung VC120, die in Fig. 3i dargestellt ist.

Im Zeitpunkt Tp wird die Spannung 257 positiver als die Spannung 257, so daß der Transistor 96 nun unter Ausschluß des Transistors 94 leitet, wie durch die Kollektorströme /C94 und /C96 dargestellt ist. Das Leiten des Transistors % hat zur Folge, daß in den Kondensator 120 ein Strom fließt, der diesen Kondensator zu entladen strebt, wie durch den negativen Strom /120 in Fig.3h dargestellt ist. Der Entladestrom im Transistor % ist gleich dem vorherigen Ladestrom. Der konstante Entladestrom, der dem Kondensator 120 im Intervall T₀-T₁ entnommen wird, läßt die Spannung VC120 mit derselben Geschwindigkeit rampenartig abfallen, wie sie vorher durch die Transistoren 94, 110 und 112 aufgeladen worden war, wie in Fig.3i dargestellt ist. Im Intervall T₀- 71 sinkt die Spannung am Kondensator 120 auf den selben Wert linear ab, den sie vor dem Zeitpunkt Tu hatte. Wenn also das Rücklaufimpulsintervall Tn- 7} bezüglich des Zeitpunktes zentriert ist, indem der Spannungssprung im Signal 257 auftritt, wird der Kondensator 120 im Effekt weder aufgeladen noch entladen und die dem Vergleicher 82 der Verzögerungsschaltung 72 zugeführte Referenzspannung bleibt unverändert.

Bei einer stärkeren Belastung der Zeilenablenkschaltung 140 kann der Rücklaufimpuls weiter verzögert werden und z. B. im Intervall Ti₄ — Ti auftreten, wie es in F i g. 3a durch die gestrichelte Kurve 302 dargestellt ist.

■> Unter diesen Bedingungen fließt der Kollektorstrom im Transistor 98 praktisch während des ganzen Intervalles TU - Ti. wie durch die gestrichelte Kurve 304 in F i g. 3e dargestellt ist. In den Transistoren 94 und 110 wird dann im Intervall 7"i₄ — T₀ ein Strom fließen und im Transistor

ι» 96 während des wesentlich längeren Intervalles T₀- Ts. Dementsprechend wird das Intervall, während dessen der Kondensator 120 entladen wird, viel größer sein als das Intervall, in dem er aufgeladen wird. Wie die gestrichelte Kurve 310 in Fig. 3i zeigt, bewirkt die

'■> Ungleichheit der Lade- und Entladezeiten, daß am Kondensator 120 und damit auf der Leitung μ nach dem Vergleichsintcrval! eine negativere Spannung verbleibt. Diese negativere Spannung bewirkt, wenn sie dem Vergleicher 82 als Referenzspannung zugeführt wird, daß der Zeitpunkt T* beim nächsten Zyklus früher auftritt, der Steuerimpuls 269 dadurch früher beginnt und die Zunahme der Verzögerung Γιο—ΤΌ zwischen dem Ende des Steuerimpulses und der gewünschten Mitte des Rücklaufimpulsintervalles kompensiert wird.

- j Auf die Vorteile der obenbeschriebenen Schaltungsanordnung ist eingangs bereits verwiesen worden.

Der beschriebene Aufbau des Verknüpfungsschaltwerkes 200 eignet .»ich für schnell arbeitende Logikschaltungen; wenn Logikschaltungen mittlerer Arbeitsgeschwindigkeiten, wie integrierte Injektions-Logikschaltungen verwendet werden, muß die Schaltungskonfiguration gegebenenfalls geändert werden, wie der Fachmann weiß. Insbesondere sollten die Leitungen / und J mit den Eingängen der Inverter 196 bzw. 194 verbunden werden, um die Phasenverschiebungen der I²L-Schaltungen zu kompensieren. Bekanntlich kann ein steuerbarer Oszillator anstelle der Verzögerungsschaltung 72, des Verknüpfungsschaltwerkes 200 und der Impulsbreitensteuerschaltung 150 verwendet werden, wobei dann die Zeilenablenkschaltung-Steuerimpulse, wie sie in F i g. 2s dargestellt sind, direkt erzeugt werden und die Signale gemäß F i g. 2h bis 2r entfallen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Zeilensynchronisierschaltung für ein Fernsehwiedergabegerät mit einer Zeilensynchronsignalquelle und einer Zeilenablenkschaltung, die unter Steuerung durch Treiberimpulse einen Ablenkstrom mit sich wiederholenden Hinlauf- und Rücklaufintervallen erzeugt und außerdem Rücklaufimpulse liefert, die je nach Belastung der Ablenkschaltung gegenüber den Treiberimpulsen unterschiedlich verzögert sind, ferner mit einer Phasensynchronisierschleife zur Erzeugung eines ersten Zweipegelsignals, in dem zwischen einem ersten und einem zweiten Signalzustand jeweils ein sprungförmiger Übergang in Synchronismus mit den Zeilensynchronsignalen auftritt, und mit einer den Synchronismus zwischen den Rücklaufimpulsen und dem ersten Zweipegelsignal aufrechterhaltenden Phasenregelschleife, die einen Phasendetektor enthält, dessen erstem Eingang vom Ausgang der Phasensynchronisierschleife das erste Zweipegelsigrial zugeführt wird und dessen zweitem Eingang ein zweites, aus den Rücklaufimpulsen abgeleitetes Zweipegelsignal zugeführt wird, in dem zwischen dem ersten und dem zweiten Signalzustand jeweils ein sprungförmiger Übergang auftritt, und der dann, wenn das erste und das zweite Zweipegelsignal ihren ersten Signalzustand aufweisen, einen Strom einer ersten Polarität erzeugt und dann, wenn das erste Zweipegelsignal seinen zweiten Signalzustand und das zweite Zweipegelsignal seinen ersten Signalzustand aufweisen, einen Strom einer zweiten Polarität liefert, und mit einem an den Ausgang des Phasendetektors angeschlossenen Schleifenfilter zur Filterung der Ströme der ersten und zweiten Polarität zu einem Regelsignal, und mit einer phasenregelbaren Schaltung, deren Regeleingang an das Schleifenfilter angeschlossen ist und die da.^c Regelsignal mit einem Sägezahnsignal zur Erzeugung der Treiberimpulse vergleicht derart, daß die Rücklaufimpulse in Synchronismus mit dem ersten Zweipegelsignal gehalten werden, dadurch gekennzeichnet, daß die phasenregelbare Schaltung (72) einen Generator (76) zur Erzeugung des Sägezahnsignals mit der Frequenz der Zeilensynchronsignale enthält.

2. Zeilensynchronisierschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dem Generator (76) über eine Koppelschaltung (48, 202, 204, 196, 180, 182,74) von der Phasensynchronisierschleife (30) ein Steuersignal für die Erzeugung des Sägezahnsignals zugeführt ist.