DE3017908C2 - Phasenregelschaltung für den Oszillator eines Fernsehgerätes - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eine Phasenregelschaltung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs I als aus der US-PS 44 544 bekannt vorausgesetzt wird. <>5

Die im Videosignalgemisch enthaltenen Vertikalsynchronsignale sind Impulse mit hoher Amplitude, welche niederfrequente Komponenten haben. Das richtige Vertikalsynchronisiersignal hat eine Dauer von drei Horizontalzeilen. Um den Horizontalsynchronisierinformationsfluß während des Vertikalsynchronisierintervalls aufrechtzuerhalten, enthält der Vertikalsynchronimpuls Impulsstücken, durch weiche der Horizontaloszillator synchronisiert werden kann. Beim NTSC-System wird die Vertikaiabtastung während zweier aufeinanderfolgender Halbbildintervalle durchgeführt, deren Horizontalabtastzeilen ineinandergescnachtelt sind. Diese Ineinanderschachtelung erfordert, daß die zeitliche Steuerung des Vertikaloszillators in genauer Beziehung zur Horizontalfrequenz gehalten wird. Um den Vertikalsynchronsignaldetektor bei der Einhaltung der exakten Steuerung für das Abtrennen der Vertikalsynchronimpulse zu unterstützen, sind im Videosignalgemisch während einer Periode von drei Horizontalzeilen vor und nach dem Vertikalsynchronintervall Ausgleichsimpulse vorgesehen, die mit der doppelten Frequenz der Horizontalsynchronimpulse auftreten.

Obwohl die Frequenz der Synchronsignalimpiilse senderseitig sorgfältig überwacht wird und extrem stabil ist, können auf dem Übertragungsweg auftretende Störungen die Synchronsignale unkontrolliert überdekken, so daß es allgemein üblich ist, die Synchronisation der Horizontalablenkschaltung mit drm Horizontalsynchronimpulssignai unter Verwendung eines Oszillators durchzuführen, dessen Freilauffrequenz nahe der Horizontalablenkfrequenz liegt, wobei die genaue Frequenz und Phase indirekt mit Hilfe einer Phasensynchronisierschleife geregelt wird, die als AFPC-Schleife (automatische Frequenz- und Phasenregelschleife) bekannt ist. Auch wenn irgendein Synchronimpuls von einer Störung überdeckt ist. bleibt die Oszillatorfrequenz im wesentlichen unverändert, und die Ablenkschaltungen erhalten weiterhin reguläre Ablenksteuerimpulse.

In einer PhasensynchronisierschJeife (PLL-Schleife) vergleicht ein Phasendetektcr das ι eingangssignal des Horizontaloszillators mit den durch die Synchronsignaltrennschaltung abgetrennten Horizontalsynchronimpulsen und erzeugt ein impulsförmiges Regelsignal entsprechend dem Frequenz- und Phasenunterschied zwischen diesen beiden Signalen. Das Regelsignal wird dann gefiltert und dem Oszillator so zugeführt, daß die Oszillatorfrequenz und -phase in Synchronismus mit der mittleren Frequenz und Phase der empfangenen Synchronimpulse bleibt. Jedoch verhindern Perioden, in denen ein Horizontalsynchronimpulsverlust auftritt, daß die Schleife auf Änderungen der Phasenlage zwischen Ablenk- und Videosignalen anspricht. Es ist daher wünschenswert, alle Horizontaisynchronimpulse. die nicht durch Störungen überdeckt sind, einschließlich der in den Vertikalsynchron- und Ausgleichsintervallen auftretenden, für die Synchronisierung heranzuziehen.

Weil die PLL-Schleife aber ein rückgekoppeltes System ist, bleibt ein unerwünschter Rest-Phasenfehler zwischen Oszillatorsignal und Synchronisiersignal. Um diesen Phasenfehler möglichst klein zu halten, benötigt man eine hohe Schleifenverstärkungj aber dann wird die Schleife empfindlicher gegen Störungen. Man kann dem begegnen, indem man die für geschlossene Schleife geltenden Bandbreite der Phasenregelschleife herabsetzt, dann kann aber die Ansprechzeit bei Übergängen unerwünschterweise reduziert werden. Damit ist oft ein Kompromiß zwischen Schleifenverstärkung und Bandbreite notwendig.

Mit der Einführung integrierter Schaltungen für die

Verarbeitung von Signalen niedriger Leistung in Fernsehgeräten ist es üblich geworden, mit einer Phasenregelschleife die von der Synchronsignaltrennschaltung gelieferten Horizontalsynchronsignale mit einer von dem geregelten Horizontaloszillator erzeugten Rechteckschwingung anstatt mit einem Sägezahnsignal zu vergleichen. Während des Synchrcriimpulsintervalls schaltet die Phasenregelschleife eine erste Stromquelle C.:, welche einen Speicherkondensator mit einer ersten P-jIarität auflädt, wenn die Osziliatorrecht- to eckausgangsschwingung einen hohen Wert hat, und sperrt die erste Stromquelle unter Einschaltung einer zweiten Stromquelle, die so gepolt ist, daß sie den Kondensator entlädt, wenn das Oszillatorausgangssignal einen niedrigen Wert hat Wenn die Rechteck-Schwingungsflanke des Oszillatorausgangssignals zentrisch zum Synchronimpuls liegt, dann sind die Lade- und Entladeauswirkungen gleich, und die mittlere Kondensatorspannung ändert sich nicht Dabei wird die Oszillatorfrequenz konstant gehalten. Hierbei kann die Phasendetektorverstärkung und damit die Schleifenverstärkung der Phasenregelschleife wahrend der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpulsintervalle abnehmen, weil während dieser Intervalle das Synclfronsignal zweimal während jeder Ausgangsrechteckschwingung des geregelten Oszillators auftritt und daher der Phasendetektor Vergleiche sowohl bei der Anstiegszeit wie auch der Abfallzeit der Rechteckschwingung durchführt. Änderungen der Oszillatorphase mit Änderungen des Ausgangssignals des Phasendetektors während einer Hälfte der Rechteckschwingung führen zu einer gleichgroßen, aber entgegengesetzten Änderung während der anderen Hälfte der Rechteckschwingung, und es tritt somit im Mittel keine Änderung im Ausgangssignal auf. Der Oszillator kann so in » unkontrollierter Weise während der Vertikalsynchronisier- und Ausgleichsimpulsintervalle abwandern.

Eine solche Abnahme der Verstärkung der Phasenregelschleife kann von Nachteil sein, wenn im Vertikalaustastintervall eine schnelle Änderung der Horizontalos- ·»<> zillatorfrequenz oder -phase notwendig ist, wie etwa im Falle einer Wiedergabe von einem Heimvideorecorder. Solche Bandaufzeichnungsgeräte haben oft mehrere Wiedergabeköpfe, die jeweils das Band mechanisch überstreichen. Bei einem üblichen System werden zwei ⁴ⁱ Köpfe verwendet, die das Band pbwechselnd für den Zeitraum eines Vertikalhalbbildes überstreichen. Zur Vermeidung von Ausfällen oder Unterbrechungen der Wiedergabe beginnt die Abtastung des nachfolgenden Halbbildes durch den zweiten Kopf im wesentlichen >ⁿ gleichzeitig mit dem Schluß der Abtastung durch den ersten Kopf. Jedoch führen leichte Unterschiede in der Banddehnung oder den Abmessungen der Bandtransportmechanik, die bei der Wiedergabe auf das Band einwirkt, verglichen mit den Verhältnissen bei der " Bandaufnahme zu Zeitunterschieden zwischen den Horizontalsynchronimpulsen, insbesondere im Übernahmebereich zwischen den beiden Köpfen. Dies führt zu einer Diskontinuität oder zu sprunghaften Änderungen der Phase der Horizontalsynchronimpulse und ein Sprung tritt normalerweise etwa fünf Höfizöntälzeilen vor Ende eines Vertikalabtastintervalls und Beginn des Vertikalaustastintervalls auf. Um die Horizontaloszillatorphase mit der Synchronsignalphase nach der Sprungänderung in Übereinstimmung zu bringen, muß der Oszillator während des Vertikalaustastintervalls schnell nachgeregelt -verden und zwar, ehe die Abtastung des nächsten Halbbildes beginnt, damit das gewünschte Bild richtig wiedergegeben wird. Eine durch die Ausgleichsimpulse hervorgerufene Abnahme der PLL-Schleifenverstärkung während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpulsintervalle kann eine schnelle Nachregelung des Horizontaloszillators und damit das Ausgleichen solcher Sprungänderungen verhindern. Dies kann zu einer scheinbaren Verbiegung oder zu Verzerrungen von Vertikallinien an der Rasteroberssite des wiedergegebenen Bildes führen.

Es ist aus der US-PS 38 46 584 bekannt, zur Erhöhung der Schieifenverstärkung für ein unmittelbar auf das Auftreten des Vertikalsynchronintervalls folgendes Intervall das Schleifenfilter von der Phasenregelschleife abzutrennen, aber eine Abnahme der Phasendetektorverstärkung während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpulsintervalle, wie es beim Auftreten von Ausgleichsimpulsen oder Impulslücken der Fall sein kann, mag dennoch nicht eine schneite Änderung des Horizontaloszillators verhindern und somit zu dem oben env ahnten scheinbaren Verbiegen oder Verzerren der Vertikallinien im wiederge£. t>enen Bild führen. Selbst wenn die zu dem wiederc jgebenden Bild gehörigen Synchronisiersignale ihre Phasenlage nicht sprunghaft ändern, kann eine Abnahme der PLL-Schleifenverstärkung während der Ausgleichs- und Vertikalsynch.'Dnimpulsintervalle ungünstig sein, beispielsweise dann, wenn die beiden getasteten Stromquellen bei dem vorerwähnten Phasendetektortyp ungleiche Stromwerte liefern. Ungleiche Auf- und Entladeströme ergeben eine zunehmende Änderung im Steuersignal für den Horizontaloszllator und können dazu führen, daß der Oszillator während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronintervalle, wo die PLL-Schleifenverstärkung niedrig ist, in seiner Frequenz weggesteuert wird. Wird das Schleifenfilter während dieses Intervalls gemäß dem Vorschlag des obenerwähnten US-Patentes abgetrennt, dann kann der Oszillator sehr schnell aus seiner Frequenz weggeregelt werden, und dann kann die Zeit vor Beginn des nächstfolgenden Abtasiintetvalls für eine Korrektur nicht mehr ausreichen, so daß die Vertikallinien des Wiedergabebildes verbogen oder verzerrt erscheinen.

In der bereits erwähnten US-PS 41 44 544 ist eine Phasenregelschaltung für einen Fernsehoszillator beschrieben, der von Synchronimpulsen schlechter Konstanz synchronisiert werden soll, wie es etwa bei der Wiedergabe von Videobandaufzeichnungen der Fall ist. Damit die Phasenregelschaltung eine hohe Schleifenverstärkung hat, ohne gegen Störungen empfindlich zu sein, wird die Schleifenverstärkung unmittelbar vor dem erwarteten Auftre-ten der Vertikalsynchronsignale heraufgesetzt: Daher hat diese Schaltung für die Vertikalsynchroninformation eine hohe Schleifenverstärkung, dagegen während des eigentlichen Vertikalablenkintervalls einen niedrige Schleifenverstärkun?, so daß sie dann gegen Störungen relativ unempfindlich ist. Die Synchronisiereigenschaften ließen sich jedoch noch weiter verbessern, weil nämlich die Rückflanke des der dortigen Vergleichsschaltung zugeführten Ablenkimpulses während des Vertikalaustastintervalles mit einem der dann auftretenden Ausgleichsimpulse zusammenfallen kann. Die dabei auftretenden Verhältnisse führen zu einer Unempfindlichkeit des Phasendetektors gegenüber Phasenänderungen.

Ferner ist es aus -1er DF.-AS 24 09 166 bekannt, jeden zweiten Ausgleichsimpüls auszublenden, damit die Phasenvergleichsschaltung die Synchronimpulse während des Vertikalaustastintervalls in gleicher Weise wie

während der Vertikalablenkung verarbeiten kann. Wegen der schmalen Breite der Ausgleichsimpulse und wegen der Ignorierung der Hälfte der Ausgleichsimpulse verringert sich dadurch jedoch die Verstärkung der PLL-Schleife.

Die Aufgabe der Erfindung besteht nun in der Angabe von Maßnahmen, welche eine solche Verminderung der Empfindlichkeit bei der Feststellung von Phasenunterschieden verhindern.

Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden in Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform einer Phasenverriegelungsschleifenschaltung für den Horizontaloszillator eines Fernsehempfängers ist ein steuerbarer Oszillator mit einem Ausgangsanschluß, an dem r> Oszillatorsignale mit aufeinanderfolgenden Übergängen zwischen ersten und zweiten Polaritäten erzeugt werden, und ffiii einem StCUCr- oder RcgclCP.gaP.gSanschluß vorgesehen. Ein Phasendetektor ist mit einem ersten Eingangsanschluß an den Ausgangsanschluß des J" regelbaren Oszillators angeschlossen, ferner hat er einen zweiten Eingangsanschluß und ist mit einem Ausgangsanschluß an den Regeleingang des Oszillators angeschlossen. Der Fernsehempfänger hat eine Quelle von Horizontalsynchronsignalen, welche horizontalfre- -ί quente Impulse und im Intervall zwischen diesen auftretende Zwischenimpulse aufweist. Die Zwischenimpulse treten während eines Teils des Vertikalaustastintervalls auf. Eine Phasensynchronisierschleife, die auf die Synchronisiersignale anspricht und die Frequenz des J" Oszillators synchronisiert sowie seine Phase regelt, enthält einen Schalter zur wahlweisen Steuerung der Kopplung des Oszillators oder der Synchronsignale zum Eingangsanschluß des Phasendetektors derart, daß die Synchronsignale im wesentlichen in zeitlicher Koinzi- n deriz nur mit den ersten Polaritätswechseln der zugeführten Oszillatorsignale auftreten.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von in den Zeichnungen veranschaulichten Ausführungsbeispielen im einzelnen erläutert. In den Zeichnungen zeigt ^4f)

Fig. 1 einen Fernsehempfänger mit einer Frequenz- und Phasenregelschleife nach dem Stand der Technik;

F i g. 2 und 3 zeitliche Amplitudenverläufe bestimmter Spannungen und Ströme zur Veranschaulichung der Betriebsweise der Schaltung gemäß F i g. 1:

F i g. 4a einen anderen Fernsehempfänger mit einer Frequenz- und Phasenregelschleife nach dem Stande derTechnik;

F i g. 4b ein Schleifenfilter mit umschaltbarer Zeitkonstante zur Verwertung bei der in F i g. 4a dargestellten w Schleife;

Fig.5 eine Fernsehempfängerschaitung gemäß der Erfindung;

Fig.6 ein Schaltbild eines Teiles der in Fig.5 gezeigten Schaltung;

F i g. 7 zeitliche Amplitudenverläufe bestimmter Spannungen und Ströme, wie sie beim Betrieb der Schaltung gemäß F i g. 5 auftreten;

F i g. 8 das Schaltbild eines anderen Fernsehempfängers, der gemäß der Erfindung aufgebaut ist; &°

F i g. 9 eine zeitliche Darstellung von Amplitudenverläufen zur Erläuterung der Betriebsweise der in F i g. 8 gezeigten Schaltung; und

F i g. 10 είπε weitere alternative Ausführungsform der Erfindung.

Der in F i g. 1 dargestellte Fernsehempfänger hat eine Antenne 10 zum Empfang von Rundfunk-Fernsehsignalen, und diese Antenne ist an einen Tuner angeschlossen, der auch den ZF-Verstärker und Videodetektor enthält und insgesamt als Block 12 dargestellt ist. Er liefert ein Videosignalgemisch, das über eine Leitung / zu geeigneten Leuchtdichte- und Farbsignalverarbeitungsschaltungen 14 sowie zu einer Synchronsignalabtrennschaltung 16 gelangen. Die von der Schaltung 14 gelieferte Leuchtdichte- und Farbinformation wird einer Bildröhre 20 über Leuchtdichte- und Farbtreiberschaltungen 18 zugeführt.

Die Abtrennschaltung 16 trennt die Vertikalsynchronsignale vom Videosignalgemisch ab und koppelt sie über eine Leitung V zu einer Vertikalablenkschaltung 28, welche sich wiederholende sägezahnförmige Treibersignale erzeugt, die in Synchronismus mit den Vertikalsynchronsignalen den Vertikalablenkwicklungen 29 der Bildröhre 20 zugeführt werden.

Die Abtrennschaltung 16 trennt auch die Horizontalsynchronimpulse aus dem Virjpo'ignnlgemisch ab und führt sie über eine Leitung A einem Phasendetektor 30 zu, der ein erstes und ein zweites UND-Tor 32 bzw. 34 hat, die mit je einem Eingang an die Leitung A angeschlossen sind. Ein Phasendetektor-Integrationsoder Filterkondensator 41 ist mit einem Ende an Masse angeschlossen und erhält von einer Spannungsquelle B+ über eine getastete Stromquelle 42 einen Ladestrom. Eine zweite getastete Stromquelle 44 liegt parallel .-.am Kondensator 40 zu dessen Entladung. Die getastete Stromquelle 42 wird durch das Ausgangssignal des UND-Tores 32 gesteuert, die getastete Stromquelle 44 durch das Ausgangssignal des UND-Tores 34. Die Spannung am Kondensator 40 ikt das Ausgangssignal der Phasenvergleichsschaltung 30. Diese Ausgangsspannung wird einem in seiner Frequenz regelbaren Horizontaloszillator 50 zugeführt, dessen Ausgangssignale dem Eingang einer Horizontalablenkschaltung 51 zugeführt werden. Die Ablenkschaltung 51 erzeugt unter Steuerung durch den Oszillator 50 einen Horizontalablenkstrom, welcher den Horizontalablenkwicklungen 58 der Bildröhre 20 zugeführt wird. Die Horizontalablenkschaltung 51 steuert auch einen Hochspannungsgenerator 56 zur Erzeugung einer Endanodengleichspannung für die Bildröhre.

Das Ausgangssignal des Oszillators 50 wird auch über eine Leitung Seinem zweiten Eingang des UND-Tores 34 und über einen Inverter 36 einem zweiten Eingang des UND-Tores 32 zugeführt

Im Betrieb selektiert der Tuner ein Funkträgersignal und mischt es mit einer Zwischenfrequenz, und nach Verstärkung und Demodulierung wird ein Videosignalgemisch geliefert, welches der Information des s>alektierten Funksignales entspricht Die Färb- und Leuchtdichteanteile des Videosignalgemisches werden den Steuerelementen der Bildröhre über die Signalverarbeitungsschaltung 14 und die Treiberschaltung 18 zugeführt, und die von der Abtrennschaltung 16 abgetrennten Vertikalsynchronsignale steuern die Vertikalablenkung.

Ein Amplituden/Zeit-Diagramm des Videosignalgemisches auf der Leitung / in der Nähe des Vertikalaustastintervalls ist in F i g. 2 gezeigt Das Vertikalaustastintervall reicht vom Zeitpunkt TO, wo es beginnt bis zum Zeitpunkt TB und dauert etwa 19 Horizontalzeilen. Das Vertikalabtastintervall vor dem Zeitpunkt 7*0 und nach dein Zeitpunkt 7"8 bis zum nächstfolgenden Zeitpunkt TO enthält Videoinformation und Horizontalsynchronsignale. Die Horizontalsynchronsignale wie Impulse 220,22i sind durch Intervalle 230 getrennt, in denen die Videoinformation mit einer niedrigeren Amplitude als

die Synchronimpulse enthalten ist.

Die Vertikalsynchronisierinformation in dem in Fig. 2 gezeigten Videosignalgemisch tritt im Intervall zwischen den Zeitpunkten 72 und Γ 4 des Vertikalaustaslintervalls auf. Während dieses Intervalls 72 bis 74 ί erlauben sechs breite Impulse, die durch fünf Einschnitte getrennt sind, eine Aufladung eines nicht dargestellten RC-Integrators tier Synchronsignalabtrennschaltung auf einen S^^uwellwert. Wegen des Halbzeilenunterschiedes dr.> Beginnzeitpunktes aufeinanderfolgender Vertikalhalboildcr würde im Intervall 70 bis 72 auftretende Horizontalsynchronimpulse wie 220, 221 bewirken, daß der /?C-lntegrator in aufeinanderfolgenden Halbbildern zum Zeitpunkt Γ2. wo uas Synchronisierintcrvall beginnt, etwas unterschiedliche Ladungszustände einnimmt. Dies kann zu sich wiederholenden Änderungen bei der Triggerung des Schwellwertelementes der Synchronsignalabtrennschaltung führen, woraus wiederum Fehler bei der Bildverschachtelung resultieren können. Um dieses Problem zu vermeiden 2n enthält das Videosignalgemisch im Zeitraum 70 bis 72 Ausgleichsimpulse wie 240, welche mit der doppelten Horizontalfrequenz auftreten. Damit ergibt sich kein Unterschied im Intervall 70 bis 72 vor dem Vertikalsynchronintervall zwischen geraden und ungeraden Halbbildern, und die Ladung des /?C-Integrators zum Zeitpunkt 72 sucht konstant zu bleiben. Da aufeinanderfolgende Halbbilder bezüglich der Phasenlage der Vertikalsynchronisierung einen Halbzeilenunterschied aufweisen, erfordert die Verschachtelung weitrrhin, daß die Einschnitte mit der doppelten Zeilenfrequenz auftreten, damit die Phasenlage des Integratorausgangssignals gegenüber dem Beginn der Vertikalsynchronimpulse konstant bleibt.

Im Betrieb erzeugt die Synchronsignalabtrennschaltung 16 während des Vertikalabtastintervalles auf der Leitung A Synchronisiersignalimpulse, wie sie in F i g. 3a ausgezogen dargestellt sind. Der impuls 300 dauert vom Zeitpunkt 70 bis zum Zeitpunkt 72 der Fig.3, und dieser Zeitraum fällt im wesentlichen mit der Zeit eines Horizontalimpulses wie des Impulses 220 gemäß F i g. 2 zusammen. Die Phasensynchronisierschleife spricht auf die Impulse an, und der Oszillator 50 erzeugt an seinem Ausgang eine Rechteckschwingung 310 (Fig.3b), die eine Flanke im Zeitpunkt 71 zwischen 70 und 72 hat. Die UN D-Tore 32 und 34 werden so vorbereitet, daß sie auf an ihren zweiten Eingängen liegende Signale ansprechen, wenn ein Synchronimpuls, wie der Impuls 300, auf der Leitung A entsteht. Die Tore 32 und 34 werden somit im Intervall 70 bis 72 zum Leiten vorbereitet. Im Intervall 70 bis 71, wenn die Rechteckschwingung 310 einen niedrigen Wert hat, liefert der Inverter 36 ein Signal hohen Wertes an den zweiten Eingang der Torschaltung 32, die daraufhin an ihrem Ausgang einen Stromquellen-Tastimpuls 320 (F i g. 3c) liefert Die Stromquelle 42 gibt daraufhin einen Stromimpuls ab, welcher den Kondensator 40 auflädt und ebenfalls durch den Impuls 320 dargestellt sein kann.

Im Intervall 71 bis 72 haben sowohl der Synchronimpuls 300 als auch die Rechteckschwingung 310 hohe Werte, so daß das Tor 34 einen Torimpuls 330 (F i g. 3d) erzeugt. Hat die Rechteckschwingung 310 einen hohen Wert, dann läßt der Inverter 36 ein Eingangssignal des Tores 32 einen niedrigen Wert annehmen, und der vom UND-Tor 32 erzeugte Tastimpuls 320 endet. Damit leitet im Intervall 71 bis 72 die Aufladestromquelle 42 nicht und die Entladestromquielle 40 leitet Solange der Zeitpunkt 71, wo die Flanke der Rechteckschwingung 310 auftritt, zentrisch im Intervall 70 bis 72 bleibt, haben die Torimpulse 320 und 330 die gleiche Dauer, und die Tore 32 und 34 leiten abwechselnd. Sind die Amplituden der Stromquellen 42 und 44 gleich, dann bleibt die Ladung auf dem Kondensator 40 im Mittel erhalten.

W«nn die Phase des vom Oszillator als Rechlt^lisch wingung gelieferten Ausgangssignals 310 abwandert, wie dies im Intervall 76 bis 79 gezeigt ist, dann tritt die Flanke der Rechteckschwingung zu einem Zeitpunkt 77 auf, der nicht zentrisch im Intervall 76 bis 79 liegt. Dies führt dazu, daß der Ladestrominipuls 320 und der Entladestromimpuls 330 ungleich lang werden, so daß sich die mittlere Kondensatorspannung ändert, und dadurch werden mittels einer Rückkopplung Frequenz und Phase des Horizontaloszillators 50 so verändert, daß die Flanke auf dem Synchronimpuls zentriert bleibt.

Während der Vertikalsynchron- und Ausgleichsimpulsintervalle 70 bis 76, die in Fig. 2 gezeigt sind, bewirken die Ausgleichsimpulse und die Einschnitte der doppelten Horizontalfrequenz ein doppelt häufiges Ansprechen der Synchronsignalabtrennschaltung 16. Daher werden zusätzlich zu den Impulsen 300 und 304 (Fig.3a) zusätzliche Zwischenimpulse 302 auf der Leitung A erzeugt. Ein zusätzlicher Impuls 302 im Intervall 73 bis 75 bereitet die Tore 32 und 34 zum Leiten vor. Wie F i g. 3b zeigt, kann die Rechteckschwingung 310 in diesem Intervall eine Flanke haben. Im Intervall 73 bis 74 steuern Impulse 302 und die Rechteckschwingung 310 die Entladestromquelle 44 im Sinne der Erzeugung eines weiteren Entladestromes an, wie dies bei 332 veranschaulicht ist, und im Intervall 74 bis 75 erzeugt sie einen Tastimpuls 322, welcher die Ladestromquelle 42 aktiviert. Eine Änderung der Phasenlage der Oszillatorschwingung, wie es in F i g. 3b dargestellt ist, würde zu einer Änderung der Dauer des Impulses 322 führen, die gleich groß aber von entgegengesetzter Polarität wie die Änderung der Dauer des Impulses 320 ist. Dies gilt auch für den Impuls 332 bezüglich des Impulses 330. Infolge dieses zusätzlichen Ansprechens während der Vertikalsynchron- und Ausgleichsimpulsintervalle wird der Phasendetektor relativ unempfindlich auf Änderungen der Phase.

Fig.4a zeigt das Blockschaltbild eines anderen bekannten Fernsehempfängers, der demjenigen gemäß Fig. 1 ähnlich ist. Entsprechende Elemente sind daher mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet.

Die Synchronsignalabtrennschaltung 16 trennt bei Fig.4a die Vertikalsynchronsignale vom Videosignalgemisch ab und koppelt sie über eine Leitung V zum Logikteil 22 einer Vertikal-Count-Down-Schaltung 24, die auch einen durch 525 dividierenden Teiler 26 enthält. Die Schaltung 24 erzeugt vom Zähler abgeleitete Vertikaltreibersignale, die durch die Vertikalsynchronimpulse synchronisiert werden, welche als solche der Logikschaltung 22 zugeführt werden. Derartige Count-Down-Schaltungen sind bekannt und beispielsweise in der US-PS 36 88 037 vom 29. August 1972 (Erfinder Ipri) und US-PS 38 78 335 vom 15. April 1975 (Erfinder Balaban) beschrieben.

Der Oszillator 50 erzeugt Ausgangssignale hoher Frequenz, wie etwa 503 kHz, welche dem Eingang eines durch 16 dividierenden Teilers 52 zugeführt werden. Der Teiler 52 liefert ein Ausgangssignal der doppelten Zeilenfrequenz (2 fH), welches dem Teiler 26 als Takteingangssignal und einem durch 2 dividierenden

Teiler 54 zur Erzeugung von Horizontalablenktreibersignalen der Horizontalfrequenz (fH) zugeführt werden. Diese /Η-Signale vom Teiler 54 werden einer Horizontalablenk- und Hochspannungserzeugerschaltung 56 zugeführt, welche die Endanodenspannung für die Bildröhre 20 und außerdem einen Sägezahnablenkstrom erzeugt, der durch die Horizontalablenkspulen 58 der Bildröhre 20 .iießt.

Im Betrieb arbeitet die Schaltung gemäß Fig.4 ähnlich derjenigen gemäß F i g. 1, und die Erläuterungen der in den Fig. 2 und 3 dargestellten Kurvenformen gelten auch für den Betrieb der Schaltung gemäß F i g. 4a.

F i g. 4b zeigt ein Schleifenfilter, welches den Kondensator 40 ersetzen kann und zwischen einem langsamen und einem schnellen Reaktionszustand umschaltbar ist.

Es wurde bereits gesagt, daß Einbußen hinsichtlich des Ansprechens auf Phasenänderungen einem Zustand niCurigcr

Verstärkung de

des Phasend

ndetektcrs entsprechen, und dies ist insbesondere dann nachteilig, wenn die Phasensynchronisierschleife aufgrund von Videosignalen arbeiten muß, die von einem Bandgerät stammen, wobei der Oszillator zu einem Zeitpunkt nahe des Vertikalaustastintervalles seine Betriebsweise schnell ändern muß. Außerdem kann infolge der niedrigen 2> Schleifenverstärkung der Oszillator aus der richtigen Phasenlage abwandern, wenn keine Sprungänderungen in der Phase des Eingangssignals auftreten. Dies kann beispielsweise eintreten, wenn die erwähnten Stromquellen 42 und 44 in ihrer Amplitude nicht perfekt sn einander angeglichen sind. Dann besteht nämlich eine mittlere Stromunsymmetrie, welche die Ladung auf dem Kondensator 41 verändert und zu Oszillatorschwingungsänderungen führt, die Zeit für die Wiederherstellung der richtigen Phasenlage nach dem Ende des » Ausgleichsimpulsintervalls benötigt. Die Schnelligkeit des Weglaufens aus der richtigen Phasenlage kann im Zustand niedriger Verstärkung des Phasendetektors außerordentlich lang dauern, wenn das umschaltbare Schleifenfilter gemäß Fig.4b in seinem schnellen Zustand geschaltet ist. Ein solches Umschalten ist in dem bereits erwähnten «JS-Patent von höh und im US-Patent 41 44 544 (Erfinder Fernsler) beschrieben.

Fig.5 zeigt als Blockschaltbild einen erfindungsgemäßen Fernsehempfänger. Entsprechende Elemente sind in gleicher Weise wie in Fig. 1 bezeichnet. In der Schaltung gemäß F i g. 5 wird ein Horizontaloszillator 450 durch eine Steuergleichspannung vom Phasendetektor 30 geregelt. Der Oszillator 450 arbeitet mit einer hohen Frequenz wie etwa 503 kHz. Ein durch 16 dividierender Teiler 452 verringert das Ausgangssignal des Oszillators auf etwa 32 kHz, also die doppelte Horizontalablenkfrequenz (2 /HJL Das 2 /H-Ausgangssignal des Teilers 452 wird einem durch 525 dividierenden Teiler 454 einer Vertikal-Count-Down-Schaltung zugeführt, die eine Logikschaltung 456 enthält, welche" auf die verschiedenen Zustände des Teilers 454 und die Vertikalsynchronimpulse von der Abtrennschaltung 16 reagiert und ein Vertikaltreibersignal für die Vertikalablenkschaltung 28 erzeugt Eine solche Vertikal-Count-Down-Schaltung kompensiert, wie bereits erwähnt, die übermäßige Empfindlichkeit der Synchronsignalabtrennschaltung gegen Störungen, in dem alle abgetrennten Synchronsignale außer denjenigen, die positiv als Vertikalsynchronsignale identifiziert worden sind, ausschließt und teilerzeugte Vertikaltreiberimpifce kontinuierlich an die Ablenkschaltung 28 liefert, gleichgültig ob von der An trennschaltung 16 identifizierbare Synchronsignale vorhanden sind oder nicht. Mit Hilfe der Logikschaltuiig 456 können in bekannter Weise zu vorgewählten Zeiten zusätzliche Teilerausgangssignale erhalten werden.

Das 2 /H-Ausgangssignal des Teilers 452 wird auch einem durch 2 dividierenden Multivibrator 458 zugeführt, der Signale mit der Horizontalablenkfrequenz (fH) liefert, welche der Horizontalablenkschaltung 51 zugeführt werden. Das /H-Ausgangssignal des Multivibrators 456 wird auch einem Eingang eines gesteuerten Schalterkreises 460 zugeführt. Einem anderen Eingang dieses Schalterkreises wird das 2 /H-Ausgangssignal des Teilers 452 zugeführt. Der Schalterkreis 460 führt dem Phasendetektor 30 unter Steuerung durch ein von der Logikschaltung 456 erzeugtes vertikalfrequentes Signal 630 (Fig. 7d) selektiv /H- oder 2/H-Rechteckschwin gungen zu.

Fig.6 zeigt eine für den steuerbaren Schalterkreis 460 ir. F: g. 5 geeignete Schaltung. Gemäß F i g. 6 hat ein insgesamt mit 560 bezeichneter steuerbarer Schalter einen ersten und einen zweiten Eingangsanschluß (oder entsprechende Buchsen) 510 und 512, welchen Signale der Frequenz fH und 2 fH vom Multivibrator 458 bzw. Zähler 452 zugeführt werden. Der steuerbare Schalter 560 hat einen weiteren Eingangsanschluß 514, der mit der Logikschaltung 456 gekoppelt ist und dem ein vertikalfrequentes Schaltersteuersignal 630 zugeführt wird. Der positiv gerichtete Teil des Signals 630 hat eine Dauer, die Synchron- und Ausgleichsimpulsteile des Vertikalaustastintervalles umfaßt. Der steuerbare Schalter 560 erzeugt an einem Ausgangsanschluß 516 Signale der Frequenz fH während derjenigen Intervalle, in denen das Steuersignal 630 negativ gerichtet oder niedrig ist, und Signale der Frequenz 2 fH während derjenigen Intervalle, wo das Steuersignal 630 positiv oder hoch ist.

Der steuerbare Schalter 560 enthält einen NPN-Transistor 520, dessen Basis mit dem Anschluß 510 und dessen Emitter mit Masse gekoppelt ist. Ein Transistor 522 ist mit seiner Basis an den Anschluß 512 und mit seinem Emitter an Masse gekoppelt. Der Ku"ektor des Transistors 520 liegt über einen Widerstand 524 an einer Betriebsspannungsquelle B+, und der Kollektor des Transistors 522 liegt über einem Widerstand 526 ebenfalls an B+. Die Basis eines NPN-Transistors 530 ist mit dem Kollektor des Transistors 520, und sein Emitter ist mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors 530 liegt an einem Ende eines summierenden Lastwiderstandes 532, dessen anderes Ende an B+ liegt. Ein NPN-Transistor534 ist mit seiner Basis an den Kollektor des Transistors 522 und mit seinem Emitter an Masse angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 534 ist mit dem Kollektor des Transistors 530 und dem Ausgangsanschluß 516 verbunden. Die Basis des Transistors 530 ist an den Kollektor eines NPN-Transistors 536 angeschlossen, dessen Emitter an Masse liegt und dessen Basis mit dem Eingangsanschluß 514 verbunden ist. Die Basis des Transistors 534 ist an den Kollektor eines NPN-Transistors 538 angeschlossen, dessen Emitter an Masse liegt und dessen Basis ein Vorspannungsstrom über dem Widerstand 540 von der Spannungsquelle B+ aus zugeführt wird. Ein invertierender NPN-Transistor 542 ist mit seinem Kollektor an die Basis des Transistors 538 angeschlossen, mit seinem Emitter Hegt er an Masse und mit seiner Basis am Anschluß 514.

Im Betrieb werden während des Vertikalabtastintervalls Oszillatorsignale der Frequenzen /Hund 2 fH den

Anschlüssen 510 bzw. 512 zugeführt, und das Eingangssignal am Anschluß 514 hat einen niedrigen Wert, bei welchem die Transistoren 536 und 542 keine Basis-Emitter-Vorspannung erhalten und nichtleitend sind. Daher leitet der Transistor 538 und hält das Basispoten'ial des Transistors 534 nahe bei Masse ohne Rücksicht auf das vom Transistor 522 gelieferte Steuersignal 2 fH. Somit kann der Transistor 534 nicht auf 2 //-/-Signale reagieren. Be^: gesperrtem Transistor 536 wird die Basis des Transistors 530 durch das /Η-Signal umgeschaltet, das nichtinvertiert am Ausgangsanschluß 516 erscheint und dem Phasendetektor 30 zugeführt wird. Während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpulsteile des Vertikalaustastsignals hat das dem Eingangsanschluß 514 zuge^cührte Steuersignal 630 einen hohen Wert, so ι; daß die Transistoren 536 und 542 leitend werden. Der Transistor 542 nimmt dem Transistor 538 die Basisvorspannung, so daß dieser gesperrt wird und der Transistor 534 durch den Transistor 522 mit 2 fH angesteuert werden kann, so daß an dem Anschluß 5iö ^u ein nichtinvertiertes 2 fH- Ausgangssignal erscheint. Der leitende "i ransistor 536 hält dann die Basis des Transistors 530 auf niedriger Spannung ohne Rücksicht auf die /"/-/-Ansteuerung vom Transistor 520 und verhindert damit ein Auftreten von ///-Signalen am Ausgangsanschluß 516.

Beim Betrieb der Schaltung nach Fig.5 erzeugt die Abtrennschaltung 16 auf der Leitung A Synchronsignale 620, wie F i g. 7c zeigt. Die Synchronsignale 620 kehren mit der Horizontalfrequenz //."im Intervall 70 bis 7"6 und mit 2 fH im Intervall T6 bis 724 wieder. Damit stellt der Zeitraum 70 bis Γ24, für den die Schwingungen in F i g. 7 gezeigt sind, ein Zeitintervall dar, welches das Ende des Vertikalabtastintervalles und den Beginn des Vertikalaustastintervalls umfaßt

Vor dem Zeitpunkt TO läßt der Schalter 460 infolge des Tastsignales 630 das ///-Ausgangssignal des Multivibrators 458 über die Leitung £zurn Eingang des Phasendetektors 30 gelangen. Das Signal auf der Leitung E ist in Fig. 7e mit 640 bezeichnet. Während ·"> einiger Horizontalzeiten vor dem Zeitpunkt 70 hat der Phasendetektor 30 Synchronsignale 620 mit dem Signal 640 verglichen zur Erzeugung getasteter Stromimpulse für die Entladung und Aufladung, die in Fig. 7f bzw. 7g mit 650 bzw. 660 dargestellt sind. Das gefilterte « Ausgangssignal des Phasendetektors 30, das in Fig. 7h mit 680 bezeichnet ist, war dem Horizontalosziliator 450 zugeführt worden, um das Signal 610 in Übereinstimmung mit dem Synchronsignal 620 zu bringen, ähnlich wie es in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben worden war.

Der Phasendetektor 30 wird im Intervall 70 bis 74 durch Synchronimpulse 620 aktiviert und antwortet mit einem Entladestromimpuls 650 in dem Intervall, in welchem das Signal 640 einen niedrigen Wert hat, und mit einem Ladestromimpuls 660, wenn das Intervall 640 einen hohen Wert hat Dies führt zu einer Entladung des Steuersignalkondensators im Intervall 70 bis 72 und zu einer Aufladung im Intervall 72 bis 74, was wiederum zu einer Störung führt, die in Fig.7h übertrieben dargestellt ist Weil die Impulse 650 und 660 die gleiche Dauer haben, nimmt die Regelspannung 680 nach dem Synchronimpuls denselben Wert an, den sie vorher hatte, und die Phasensynchronisierschleife ändert die Oszillatorfrequenz nicht

Zu einem Zeitpunkt, der zu Veranschaulichungszwekken bei 76 liegt, jedoch in einem weiten Bereich liegen kann, erreicht der Teiler 454 einen vorbestimmten Zählstand, und die Logikschaltung 456 antwortet .nit einer positiven Flanke des Tastsignals 630. Bei positivem Tastsignal 630 koppelt der Schalter 460 die 2 ///-Signale 600 vom Teiler 452 auf die Leitung E anstatt der 2 /H-Signale 610 vom Multivibrator 458. Daher hat vom Zeitpunkt 76 bis nacH dem nicht dargestellten Ende des positiven Teils des Impulses 630 das über die Leitung E zum Phasendetektor 30 ^ η Vergleich mit den Synchronsignalen 620 gelangte Signal 640 die doppelte Horizontalfrequenz.

Im Intervall nach 76 werden Phasenvergleiche zweimal so oft durchgeführt, und die Verstärkung der Phasensynchronisierschleife wird somit erhöht, und der Oszillator kann gegebenenfalls schneller nüchgesteuert werden. Beispielweise liegen im Intervall 78 bis 712 die Flanke des Oszillatorsignals 600 und das entsprechende, dem Phasendetektor 30 zugeführte Signal 640 zentrisch mit dem Synchronsignal 620, so daß die Stromtreibersignale 650 und 660 die gleiche Dauer haben und das ösziiiatorsteuersignai 680 unverändert bleibt. Nimmt man an, daß die Oszillatorphase sich nach dem Zeitpunkt 712 wegen Temperatur- oder Spannungsänderungen ändert, dann ist der Zeitpunkt 716, wo die Flanke im Signal 600 und entsprechend im Signal C40 auftritt, nicht zentrisch im Intervall 714 bis 718, in welchem der Synchronimpuls 620 auftritt. Daher nimmt die Dauer des Entladestromimpulses 650 ab und des Ladestromimpulses 660 zu, so daß die mittlere Regelspannung 680 ansteigt. Ähnlich wird im nächsten Synchronimpulsintervall 720 bis 724 die Regelspannung neuerlich bei Anwachsen des Korrektursignales erhöht. Hätte der Phasenvergleich im Phasendetektor 30,zwischen den Synchronsignalen 620 und dem Signal 610 stattgefunden, wie beim Stand der Technik, anstatt zwischen dem Synchronsignal 620 und dem Signal 600 wie bei der Erfindung, dann hätte das in Fig. 7h dargestellte Oszillatorregelsignal sich gemäß dem gestrichelten Teil 6S2 verändert, und es haue bei dem Phasenfehler keine Korrektur insgesamt stattgefunden.

Es ist nicht notwendig, das dem Phasendetektor zugeführte Signal von 2 fH auf ///umzuschalten, wie es in F i g. 5 der Fall ist. Wenn 2 ///-Signale dem Phasendetektor 30 kontinuierlich zugeführt werden, dann wächst die Verstärkung der PhasensyrK r ronisierschleife automatisch während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpulsintervalle an. Eine solche Anordnung weist ohne weitere Maßnahmen eine 180°- Phasenmehrdeutigkeit auf, die jederzeit auftreten kann, wenn die Signalquelle momentan unterbrochen wird, also beim Senderumschalten. Diese Mehrdeutigkeit kann wie hier behoben werden durch einne Schalteranordnung, welche dem Phasendetektor ///-Signale genügend lange zuführt, so daß die Phasensynchronisierschleife die Synchronisierung durchführen kann.

F i g. 8 zeigt als Blockdiagramm eine andere Ausführungsform des nach den Prinzipien der Erfindung gebauten Fernsehempfängers. Entsprechende Elemente sind hier in gleicher Weise wie in F i g. 4 bezeichnet In Fig.8 wirkt eine Logikschaltung 60 als ein Schalter zwischen der Synchronsignalabtrennschaltung 16 und dem Phasendetektor 30. Die getastete Schaltung 60 läßt allgemein Synchronimpulse zum Phasendetektor 30 gelangen, um die Ansteuerung für die Horizontalablenkung mit der. Synchronsignalen zu synchronisieren. Jeder zweite Ausgleichsimpuls kann jedoch nicht zum Phasendetektor gelangen (da nämlich der Schalter während jedes zweiten Ausgleichsimpulses geöffnet ist), so daß der Phasendetektor und die Phasensvnchroni-

sierschleife nicht auf den jeweils zweiten Ausgleichsimpuls reagieren und die volle Phasensynchronisierschleifenverstärkung während der Vertikalsynchron- und Ausgleichsimpulsintervalle aufrechterhalten bleibt Die Schaltung 60 enthält ein Daten-(T>>Flipflop 62, dessen D-Eingang mit der Leitung B verbunden ist und vom Teiler 54 /H-Signale erhält Der Takt-Eingang des Flipflops 62 ist über eine Leitung C mit dem 2 ///-Ausgang des Teilers 52 verbunden. Der Q-Ausgang des Flipflops 62 ist über eine Leitung D mit einem Eingang eines NAND-Tores 64 verbunden, dessen anderer Eingang über eine Leitung E an die Logikschaltung 22 angeschlossen ist Der Ausgang des NAND-Tores 64 ist über eine Leitung F mit einem Eingang eines UND-Tores 66 verbunden, dessen anderem Eingang über die Leitung A von der Trennschaltung 16 Synchronimpulse zugeführt werden. Der Ausgang des UND-Tores 66 ist über eine Leitung G mil dem Phasendetektor 30 gekoppelt

Im Betrieb erzeupt die Synchronsignalabtrennschaltung 16 auf der Leitung A sich wiederholende Synchronimpulse, die in F i g. 9a mit 300 bezeichnet and. Die Synchronimpulse wiederholen sich mit der doppelten Horizontalfrequenz im Intervall zwischen 70 und T6 entsprecnend den Vertikalsynchron- und Ausgleichsimpulsintervallen, wie es im Zusammenhang mit F i g. 2 erläutert worden war. Das ///-Ausgangssignal des Teilers 54 auf der Leitung B ist durch die Spannungsform 310 in Fig.9b veranschaulicht. Das 2 ///-Ausgangssignal des Teilers 5Z welches über die Leitung C dem Flipflop 62 zugeführt wird, ist in F i g. 9c durch die Kurvenform 500 dargestellt Während jeder negativen Flanke der Schwingung 500 wird der dem D- Eingang des Flipflops 62 zugeführte Logikpege! zum Q-Auygang übertragen und dort beibehalten bis zur nächsten negativ gerichteten Ranke der Schwingung 500. Das Signal am (^-Ausgang ist in Fig.9d durch die Schwingungsform 510 veranschaulicht. Man sieht daß diese Schwingung 510 ähnlich der Schwingung 310, jedoch gegenüber dieser um 90° phasenverschoben ist « Das Eingangssignal der NAND-Schaltung 64 auf der Leitung E ist in F i g. 9e durch die Schwingungsform 520 veranschaulicht, die während des gesamten Vertikalabtastintervalls einen niedrigen Wert beibehält und auf einen hohen Wert nahe dem Zeitpunkt 70 übergeht, bei *5 dem das Vertikalabtastintervall endet und das Vertikalaustastintervall beginnt Die Schwingung 520 bleibt auf einem hohen Wert bis zu einem späteren Zeitpunkt wie T6. wo die Ausgleichsimpulse enden. Die genaue Anfangs- und Endzeit der Schwingungsform 520 ist für die Erfindung nicht kritisch. Die Erzeugung von Signalen wie 520 bei einem Vertikal-Count-Down sind bekannt, worauf bereits hingewiesen wurde, so daß hier keine weitere Beschreibung notwendig ist Die NAND-Schaltung 64 wird durch das Signal 520 während des SS dem Zeitpunkt 70 vorangehenden Vertikalabtastintervalls gesperrt und kann auf das phasenverschobene Signal 510 auf der Leitung D nur währenddes Intervalls TO bis 7*6 reagieren, wo das Signal 520 einen hohen Wert hat. Im Intervall TQ bis 76 erzeugt die ω NAND-Schaltung 64 auf der Leitung Fein Signal 530 (Fig.9f), welches in diesem Intervall invers zur phasenverschobenen Schwingung 510 verläuft. Hat das Signal 530 einen hohen Wert, dann wird das UND-Tor 66 aktiviert und kann Synchronimpulse durchlassen. &5 Während derjenigen Intervalle, wo das Signal 530 einen niedrigen Wert hat, wird das UND-Tor 66 gesperrt und kann keine Synchronimpulse von der Abtrennschaltung 60 zum Phasendetektor 30 durchlassen. Da die Schwingung 530 gegenüber dem ///-Signal 310 in der Phase verschoben ist, ist sie auch gegenüber den Synchronimpulsen 300 phasenverschoben. Das bedeutet daß anstelle eines Zusammenf aliens der Flanken des Signals 530 mit denjenigen der Synchronimpulse 300 letztere auftreten, wenn das Signal 530 entweder einen hohen oder einen niedrigen Pegel aufweist Damit wird verhindert daß jeder andere Synchronimpuls 300 den Phasendetektor 30 im Intervall Γ0 bis T6 erreicht, wie dies durch das Signal 540 in F i g. 9g gezeigt ist In dieser Figur veranschaulicht die ausgezogene Linie 540 die über die Leitung A durch das UND-Tor 66 zur Leitung G gelangenden Signale, während die gestrichelten Impulse 542 jeden zweiten Ausgleichsimpuls darstellen, der ausgetastet wird.

Bei der in Fig.8 gezeigten Anordnung erhält der Phasendetektor während der Vertikalsynchron- und Ausgleichsintervalle nur im Bereich positiv gerichterer Flanken des ///-Signals 310 Synchroninipulse, nicht aber im Bereich negativ gerichteter Flanken. Damit wird die Verstärkung der Phasensynchronisierschleife sogar während der Ausgleichsintervalle beibehalten. Es sei darauf hingewiesen, daß die in Fig.9 gezeigten Impulsforrnen aus Gründen der Klarheit übertrieben und nicht im genauen Maßstab dargestellt sind.

Die Wirkung des Phasendetektors auf die Phasensynchronisierschleife während jedes zweiten Ausgleichsimpulses kann auch durch andere Anordnungen unterbunden werden. Fig. 10 zeigt einen Teil eines Fernsehempfängers mit einer alternativen Ausführungsfonn der Erfindung. In Fig. 10 werden einem Phasendetektor 30, der dem anhand der F i g. 1,4 und 8 beschriebenen gleicht abgetrennte Horizontalsynchronimpulse über eine Leitung A zugeführt Ein als Relais 668 gezeigter Schalter hat einen Arbeitskonakt 669, über welchen das Ausgangssignal des Phasendetektors 30 dem Schleifenfilterkondensator 41 zur Siebung des Regelsignals für den Oszillator 50 zugeführt wird. Eine getastete Schaltung 660 enthält ein D-Fliplop 662 und eine NAND-Schaltung 664. Das Flipflop 662 erhält über eine Leitung B vom Ausgang einer nicht dargestellten Zählerkette ///-Impulse. Ein Takt-Eingang des Flipflops 662 erhält 2 ///-Signale über eine Leitung C vom 2 ///-Ausgang der nicht dargestellten Zählerkette. Der NAND-Schaltung 664 wird eine Leitung D ein Signal zugeführt welches ähnlich dem Signal 510 in F i g. 9d ist. Ein dem Signal 520 in F i g. 9e ähnliches Signal wird dem anderen Eingang der NAND-Schaltung 664 über eine Leitung Ezugeführt. Die NAND-Schaltung 664 führt ein dem Signal 530 in Fig.9f ähnliches Signal der Erregerspule des Relais 668 über eine Leitung F zu. Während der Intervalle, wo das Signal 530 einen hohen Wert hat. wird die Spule des Relais 668 erregt, und sein Schalter ist geschlossen. Damit können Lade- und Entladeströme über den Filterkondensator 41 aufgrund der Synchronimpulse 300 fließen. Während derjenigen Intervalle, in denen das Signal 530 einen niedrigen Wert hat und die jedem zweiten Ausgleichsimpuls im Intervall 70 bis 76 entsprechen, wird die Relaisspule nicht erregt und die Arbeitskontakte öffnen, so daß kein Strom im Kondensator 41 fließen kann, auch wenn die Stromquellen erregt sind. Damit verhindert die Anordnung der Tastschaltung 660 und des Relais 668. daß ein Ausgangssignal vom Phasendetektor 30 während jedes zweiten Ausgleichsimpulses erzeugt wird.

Andere Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich für den Fachmann. Insbesondere ist es bezüglich

einer abgewandelten Fig.5 ersichtlich, daß bei kontinuierlicher Zuführung von 2 /H zum Phasendetektor die Phasenmehrdeutigkeit in anderer Weise gelöst werden kann als durch Zufühning von /7/-Signalen zum Phasendetektor während eines Teils des Vertikalabtast-Intervalls. Beispielsweise kann man eine Torschaltung benutzen, um das ///-Ausgangssignal des Oszillators mit den von der Trennschaltung gelieferten Horizontalsynchronsigna'en zu vergleichen, und ein 180°-Phasenschieber k-inri zwischen den Ausgang des durch 2 dividierenden Flipflops, welcher das /H-Signal erzeugt, und die Horizontalablenkschaltung geschaltet werden. Der Phasensdtieber wird inaktiviert wenn das /H-Treibersignal für die Horizontalablenkschaltung gegenüber dem Ausgangssignal der Abtrennschaltung die falsche is

Phase hat

Auch F i g. 8 kann in verschiedener Weise abgewandelt werden. Beispielsweise können die aktiven Komponenten des Phasendetektors 30 während jedes zweiten Ausgleichsimpulses inaktiv gemacht werden, beispielsweise durch Unterbrechung der Verbindung zwischen den UND-Toren 32 und 34 und den gesteuerten Stromquellen 42 und 44. D:; in F. 10 veranschaulichte Relais kann durch eine geeignete Übertragungsschaltung ersetzt werden. Das dem Phasendetektor zugeführte Ausgangssignal des Oszillators kann von der Horizontaiablenkschaltung 56 statt vom Teiler 54 abgeleitet werden. Auch kann der Oszillator direkt mit der Zeilenfrequenz arbeiten, wobei Teiler überflüssig werden.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Phasenregelschaltung für den Oszillator eines Fernsehgerätes mit einer Synchronsignalquelle, deren Synchronsignale mit der Horizontalablenkfrequenz in ersten Zeitabschnitten auftretende erste Signalanteile und mit einer höheren Frequenz in periodischen zweiten Zeitabschnitten auftretende zweite Signalanteile enthalten, und mit einem Phasendetektor, dessen erster Eingang über eine Koppelschaltung mit einem ein erstes Oszillatorsignal liefernden ersten Ausgang des regelbaren Oszillators verbunden ist und dessen zweitem Eingang die Synchronsignale zuführbar sind und dessen Ausgang mit dem Regeleingang des Oszilla- is tors gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (450, 452, 458) einen zweiten Ausgang (von 452) zur Lieferung eines zweiten Oszillatorsignals einer zweiten, in Beziehung zu de/ treten stehenden, höheren Frequenz hat, und daß die Koppelschaltung einen steuerbaren Schalter (460) enthält, welcher derart mit den beiden Ausgängen (für f_H und 2 f_H) des Oszillators und mit dem ersten Eingang (E) des Phasendetektors (30) gekoppelt ist, daß diesem während im wesentlichen der ersten Zeitabschnitte das exste Oszillatorsignal (7h) und während im wesentlichen der zweiten Zeitabschnitte das zweite Oszillatorsignal (2 fa) zugeführt wird.

2. Phasenregelschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Zeitabschnitte der Koppelung der zweiten Oszillatorsignale

(2 fn) zum ersten Eingang des Phasendetektors im wesentlichen den die Ausgieichi-Tipulse enthaltenden Teil des Vertikalaustastimervalls umfassen, während die ersten Zeitabschnitte der Koppelung der ersten Oszillatorsignale (f_H) zum ersten Eingang des Phasendetektors die restliche Zeit umfassen.

3. Phasenregelschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (460) einen to ersten und einen zweiten hintereinandergeschalteten Inverter (520 bzw. 530) enthält, dessen erstem eingangsseitig die ersten Oszillatorsignale (f_H) vom ersten Ausgang des Oszillators (450, 452, 458) zugeführt werden und deren zweiter mit seinem « Ausgang an einem Summierungsausgang angeschlossen ist, ferner einen dritten und einen vierten hintereinandergeschalteten Inverter (522 bzw. 534). deren drittem eingangsseitig von dem zweiten Ausgang des Oszillators die zweiten Oszillatorsigna-Ie der höheren Frequenz (2 f_H) zugeführt werden, sowie eine Tastschaltung (542,536,538). die mit den beiden Zusammenschaltungspunkten der beiden Inverterpaare verbunden ist und abwechselnd den zweiten und vierten Inverter derart aktiviert, daß abwechselnd die ersten bzw. zweiten Oszillatorsignale zum ersten Eingang des Phasendetektors (30) gelangen.