DE3017908A1 - Phasendetektor mit verbesserter verstaerkung fuer horizontalfrequente fernsehsignale - Google Patents

Description

RCA 73515

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Phasendetektor mit verbesserter Verstärkung für horizontal·-

frequente Fernsehsignale

Die Erfindung bezieht sich auf eine automatische Frequenz- und Phasensynchronisierschleife für Fernsehhorizontalfrequenz, bei welcher die Schleifenverstärkung oder Ansprechgeschwindigkeit während des Vertikalablenkzyklus verbessert ist. Insbesondere befaßt sich die Erfindung mit einem Phasendetektor für eine so 1-* ehe Frequenz- und Phasenregelschleife, welcher kein Ausgangssignal für jeden zweiten Synchronimpuls liefert, sowie eine automatische Frequenz- und Phasenregelschleife für Fernsehhorizontalfrequenzen, mit einem mit der doppelten Horizontalf requenz ange*- steuerten Phasendetektor.

Fernsehbilder von Rundfunk-Fernsehsignalen werden erzeugt, indem man einen Elektronenstrahl wiederholt über die Oberfläche des Sichtschirms der Bildröhre führt, so daß eine helle Rasterfläche entsteht. Die Strahlintensität wird durch Videosignale moduliert, so daß auf dem Schirm Bilder entstehen, die dem darzustellenden Bild entsprechen. Beim üblichen Fernsehen ist eine Horizontal-

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abtastung hoher Geschwindigkeit in Verbindung mit einer Vertikalabtastung relativ niedriger Geschwindigkeit vorgesehen. Das Abtasten in den Vertikal- und Horizontalrichtungen wird mit Synchronisiersignalen synchronisiert, die in einem Videosignalgemisch zusammen mit dem darzustellenden Videosignal enthalten sind. Die Synchronisiersignale werden vom Videosignalgemisch abgetrennt und dann zur Synchronisierung der Ablenkschaltungen für Vertikal- und Horizontalrichtung verwendet.

Die Synchronisiersignale werden vom Videosignalgemisch mit Hilfe von Synchronisiersignaltrennschaltungen abgetrennt. Eine solche Schaltung zur Abtrennung des Horizontalsynchronsignals vom Videosignalgemisch enthält eine Differenzierschaltung und eine Schwellwertschaltung. Die Differenzierschaltung koppelt selektiv Signale bei und oberhalb der Horizontalsynchronisierfrequenz auf die Schwellwertschaltung. Die Schwellwertschaltung reagiert auf die differenzierten Teile des Synchronsignals aus dem Videosignalgemisch mit der Erzeugung einer Folge von Impulsen konstanter Breite, welche die horizontalfrequenten Synchronisieranteile des Videosignalgemisches darstellen.

Die im Videosignalgemisch enthaltenen Vertikalsynchronsignale sind Impulse mit hoher Amplitude, welche niederfrequente Komponenten haben. Das richtige Vertikalsynchronisiersignal hat eine Dauer von drei Horizontalzeilen. Um den Horizontalsynchronisierinformationsfluß während des Vertikalsynchronisierintervalls aufrechtzuerhalten, enthält der Vertikalsynchronimpuls Einschnitte, durch welche der Horizontaloszillator synchronisiert werden kann. Beim NTSC-System wird die Vertikalabtastung während zwei aufeinanderfolgender Halbbildintervalle durchgeführt, deren Horizontalabtastzeilen ineinandergeschachtelt sind. Diese Ineinanderschachtelung erfordert, daß die zeitliche Steuerung des Vertikaloszillators in genauer Beziehung zur Horizontalfrequenz gehalten wird. Um den Vertikalsynchrondetektor zu unterstützen bei der Einhaltung der exakten Steuerung für das Abtrennen der Vertikalsynchronimpulse sind im Videosignalgemisch während einer Periode von drei Horizontalzeilen vor und nach dem Vertikal-

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synchronisierintervall Ausgleichsimpulse vorgesehen, die mit der doppelten Frequenz der Horizontalsynchronimpulse auftreten.

Bei Fernsehsystemen, bei welchen das Videosignalgemisch auf einem Träger moduliert ist und gesendet wird, können viele Fernsehempfänger in Gegenden weit vom Sender entfernt betrieben werden, wo ein schwaches Signal zu erwarten ist. Wegen des unvermeidbaren thermischen Rauschens und wegen verschiedener Arten von Störsignalen, die in Empfängernähe auftreten können, ist zu erwarten, daß das empfangene Videosignalgemisch und die aus ihm abgeleiteten Synchronisiersignale mit elektrischen Störungen vermischt sind. Diese elektrischen Störungen äußern sich als zufällige Veränderungen der gewünschten Signalamplitude und können den Betrieb der Wiedergabeeinrichtung stark stören. Im allgemeinen äußern sich Synchronisationsstörungen durch ein Weglaufen oder durch Verzerrungen des auf dem Raster wiedergegebenen Bildes. Die gesendeten Synchronisiersignalimpulse treten mit einer Frequenz auf, die sorgfältig überwacht und extrem stabil ist. Da vorhandene Störungen die Synchronsignale in zufälliger Weise überdecken, ist es allgemein üblich geworden, die Synchronisation der Horizontalablenkschaltung mit dem Horizontalsynchronimpulssignal unter Verwendung eines Oszillators durchzuführen, dessen Freilauf frequenz nahe der Horizontalablenkfrequenz liegt, wobei die genaue Frequenz und Phase indirekt mit Hilfe einer Phasensynchronisierschleife geregelt wird, die als AFPC-Schleife (automatische Frequenz- und Phasenregelschleife) bekannt ist, so daß die Oszillatorfrequenz und Phase mit derjenigen des Synchronisiersignals übereinstimmt. Wenn irgendein Synchronimpuls durch eine Störung überdeckt ist, dann bleibt die Oszillatorfrequenz im wesentlichen unverändert, und die Ablenkschaltungen erhalten weiterhin reguläre Ablenksteuerimpulse.

In einer Phasensynchronisierschleife vergleicht ein Phasendetektor das Ausgangssignal des Horizontaloszillators mit den von der Synchronsignaltrennschaltung abgetrennten Horizontalsynchronimpulsen und erzeugt ein impulsförmiges Regelsignal entsprechend dem Frequenz- und Phasenunterschied zwischen diesen beiden Signa-

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len. Das Regelsignal wird dann gefiltert und dem Oszillator so zugeführt, daß die Oszillatorfrequenz und Phase in Synchronismus mit der mittleren Frequenz und Phase der empfangenen Synchronimpulse bleibt.

Jedoch verhindern Perioden, in denen ein Horizontalsynchronimpulsverlust auftritt, daß die Schleife auf Änderungen der Phasenlage zwischen Ablenk- und Videosignalen anspricht. Es ist daher wünschenswert, alle Horizontalsynchronimpulse heranzuziehen, die nicht durch Störungen überdeckt sind, einschließlich der in den Vertikalsynchron- und AusgleichsIntervallen auftretenden.

Weil die Phasensynchronisier- oder -regelschleife ein rückgekoppeltes System ist, bleibt ein unerwünschter Rest-Phasenfehler zwischen Oszillatorsignal und Synchronisiersignal. IM diesen Phasenfehler möglichst klein zu halten, benötigt man eine hohe Schleifenverstärkung, aber dann wird die Schleife empfindlicher gegen Störungen. Man kann dem begegnen, indem man die für geschlossene Schleife geltende Bandbreite der Phasenregelschleife herabsetzt, dann kann aber die Ansprechzeit bei Übergängen unerwünschterweise reduziert werden. Damit ist oft ein Kompromiß zwischen Schleifenverstärkung und Bandbreite notwendig.

Mit der Einführung integrierter Schaltungen für die Verarbeitung von Signalen niedriger Leistung in Fernsehgeräten ist es üblich geworden, mit einer Phasenregelschleife die von der Synchronsignaltrennschaltung gelieferten Horizontalsynchronsignale mit einer von dem geregelten Horizontaloszillator erzeugten Rechteckschwingung anstatt mit einem Sägezahnsignal zu vergleichen. Während des Synchronimpulsintervalls tastet die Phasenregelschleife eine erste Stromquelle, welche einen Speicherkondensator mit einer ersten Polarität auflädt, wenn die Oszillatorrechteckausgangsschwingung einen hohen Wert hat, und welche die erste Stromquelle sperrt und eine zweite Stromquelle einschaltet, die so gepolt ist, daß sie den Kondensator entlädt, wenn das Oszillatorausgangssignal einen niedrigen Wert hat. Wenn die Rechteckschwingungsflanke des Oszillatorausgangssignals zentrisch zum Synchron-

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impuls liegt, dann sind die Lade- und Entladeauswirkungen gleich, und die mittlere Kondensatorspannung ändert sich nicht. Dabei wird die Oszillatorfrequenz konstant gehalten.

Bei dem beschriebenen Phasendetektortyp kann die Phasendetektorverstärkung und damit die Schleifenverstärkung der Phasenregelschleife während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpulsintervalle abnehmen, weil während der Vertikalsynchron- und Ausgleichsimpulsintervalle das Synchronsignal zweimal während jeder Ausgangs rechteckschwingung des geregelten Oszillators auftritt und daher der Phasendetektor Vergleiche sowohl bei der Anstiegszeit wie auch der Abfallzeit der Rechteckschwingung durchführt. Änderungen der Oszillatorphase mit Änderungen des Phasendetektorausgangssignals während einer Hälfte der Rechteckschwingung führen zu einer gleichgroßen, aber entgegengesetzten Änderung während der anderen Hälfte der Rechteckschwingung,· und es tritt somit im Mittel keine Änderung im Ausgangssignal auf. Der Oszillator kann so in unkontrollierter Weise während der Vertikalsynchronisier- und Ausgleichsimpulsintervalle abwandern.

Eine solche Abnahme der Verstärkung der Phasenregelschleife kann von Nachteil sein, wenn im Vertikalaustastintervall eine schnelle Änderung der Horizontaloszillatorfrequenz oder Phase notwendig ist. Dies kann beispielsweise der Fall sein, wenn der Fernsehempfänger zur Wiedergabe von Information benutzt wird, die auf einem Heimvideorecorder aufgezeichnet ist. Solche Bandaufzeichnungsgeräte haben oft mehrere Wiedergabeköpfe, die jeweils das Band mechanisch überstreichen. Bei einem üblichen System werden zwei Köpfe verwendet, die das Band abwechselnd für einen Zeitraum überstreichen, der demjenigen eines Vertikalhalbbildes entspricht. Zur Vermeidung von Ausfällen oder Unterbrechungen der dargestellten Information beginnt die Abtastung des nachfolgenden Halbbildes durch den zweiten Kopf im wesentlichen gleichzeitig mit dem Schluß der Abtastung durch den ersten Kopf. Jedoch führen leichte Unterschiede in der Banddehnung oder den Abmessungen der Bandtransportmechanik, die bei der Wiedergabe auf das Band einwirkt, verglichen mit der Bandspannung und den Abmes-

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sungen bei der Bandaufnahme zu Zeitunterschieden zwischen aufeinanderfolgenden Horizontalsynchronimpulsen in der Information bei der Aufzeichnung verglichen mit der Wiedergabe, insbesondere im Übernahmebereich zwischen den beiden Köpfen. Dies führt zu einer Diskontinuität oder zu sprunghaften Änderungen der Phase der Horizontalsynchronimpulse, welche für die Synchronisierung des Horizontaloszillators zur Verfügung stehen, und ein Sprung tritt normalerweise etwa fünf Horizontalzeilen vor Ende eines Vertikalabtastintervalls und Beginn des Vertikalaustastintervalls auf. Eine schnelle Oszillatoränderungsgeschwindigkeit während des Vertikalaustastintervalls ist notwendig, um die Horizontaloszillatorphase mit der Synchronsignalphase nach der Sprungänderung in Übereinstimmung zu bringen, und diese Übereinstimmung muß durchgeführt sein, ehe die Abtastung des nächsten Halbbildes beginnt, damit das gewünschte Bild richtig wiedergegeben wird. Eine Abnahme der Phasenregelschleifenverstärkung während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpulsintervalle, wie sie während der Ausgleichsimpulse auftreten kann, kann eine schnelle Änderung des Horizontaloszillators und damit das Ausgleichen solcher Sprungänderungen verhindern. Dies kann zu einer scheinbaren Verbiegung oder zu Verzerrungen von Vertikallinien an der Rasteroberseite des wiedergegebenen Bildes führen.

Es ist aus der US-PS 3 846 584 vom 5. November 1974 (Erfinder Itoh) bekannt, das Schleifenfilter von der Phasenregelschleife abzutrennen, um die Schleifenverstärkung für ein Intervall zu erhöhen, das untermittelbar dem Auftreten des Vertikalsynchronintervalls folgt, aber eine Abnahme der Phasendetektorverstärkung während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpulsintervalle, wie es beim Auftreten von Ausgleichsimpulsen oder Einschnitten der Fall sein kann, mag dennoch nicht eine schnelle Änderung des Horizontaloszillators verhindern und somit zu dem oben erwähnten scheinbaren Verbiegen oder Verzerren der Vertikallinien im wiedergegebenen Bild führen. Selbst wenn die zu dem wiederzugebenden Bild gehörigen Synchronisiersignale ihre Phasenlage nicht sprunghaft ändern, kann eine Abnahme der Phasenregelschleifenverstärkung während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpuls-

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intervalle von Nachteil sein. Dies kann beispielsweise dann der Fall sein, wenn die beiden getasteten Stromquellen bei dem erwähnten Phasendetektortyp ungleiche Amplituden liefern. Ungleiche Auf- und Entladeströme führen zu einer zunehmenden Änderung im Steuersignal für den Horizontalosζillator und können dazu führen, daß der Oszillator während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronintervalle, wo die Phasenregelschleifenverstärkung niedrig ist, in seiner Frequenz weggesteuert wird. Wird das Schleifenfilter während dieses Intervalls gemäß dem Vorschlag des oben erwähnten US-Patentes abgetrennt, dann kann der Oszillator sehr schnell aus seiner Frequenz weggeregelt werden, und es kann dann keine ausreichende Zeit vor Beginn des nächstfolgenden Abtastintervalls für eine Korrektur verbleiben, so daß die Vertikallinien des Wiedergabebildes verbogen oder verzerrt erseheinen.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform einer Phasenverriegelungs-Schleifenschaltung für den Horizontaloszillator eines Fernsehempfängers ist ein steuerbarer Oszillator mit einem Ausgangsanschluß, an dem Oszillatorsignale mit aufeinanderfolgenden Übergängen zwischen ersten und zweiten Polaritäten erzeugt werden, und mit einem Steuer- oder Regeleingangsanschluß vorgesehen. Ein Phasendetektor ist mit einem ersten Eingangsanschluß an den Ausgangsanschluß des regelbaren Oszillators angeschlossen, ferner hat er einen zweiten Eingangsanschluß und ist mit einem Ausgangsanschluß an den Regeleingang des Oszillators angeschlossen. Der Fernsehempfänger hat eine Quelle von Horizontalsynchronsignalen, welche horizontalfrequente Impulse und im Intervall zwischen diesen auftretende Zwischenimpulse aufweist. Die Zwischenimpulse treten während eines Teils des Vertikalaustastintervalles auf. Eine Phasensynchronisierschleife, die auf die Synchronisiersignale anspricht und die Frequenz des Oszillators synchronisiert sowie seine Phase regelt, enthält einen Schalter zur wahlweisen Steuerung der Kopplung des Oszillators oder der Synchronsignale zum Eingangsanschluß des Phasendetektors derart, daß die Synchronsignale im wesentlichen in zeitlicher Koinzidenz nur mit den ersten Polaritätswechseln der zugeführten Oszillatorsignale auftreten.

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In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 einen Fernsehempfänger mit einer Frequenz- und Phasenregelschleife nach dem Stande der Technik;

Fig. 2 und 3 zeitliche Amplitudenverläufe bestimmter Spannungen und Ströme zur Veranschaulichung der Betriebsweise der Schaltung gemäß Fig. 1;

Fig. 4a einen anderen Fernsehempfänger mit einer Frequenz- und Phasenregelschleife nach dem Stande der Technik;

Fig. 4b ein Schleifenfilter mit umschaltbarer Zeitkonstante zur Verwendung bei der in Fig. 4a dargestellten Schleife;

Fig. 5 eine Fernsehempfängerschaltung gemäß der Erfindung;

Fig. 6 ein Schaltbild eines Teiles der in Fig. 5 gezeigten Schaltung;

Fig. 7 zeitliche Amplitudenverläufe bestimmter Spannungen und Ströme, wie sie beim Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 5 auftreten;

Fig. 8 das Schaltbild eines anderen Fernsehempfängers, der gemäß der Erfindung aufgebaut ist;

Fig. 9 eine zeitliche Darstellung von Amplitudenverläufen zur Erläuterung der Betriebsweise der in Fig. 8 gezeigten Schaltung; und

Fig. 10 eine weitere alternative Ausführungsform der Erfindung.

Der in Fig. 1 dargestellte Fernsehempfänger hat eine Antenne zum Empfang von Rundfunk-Fernsehsignalen, und diese Antenne ist an einen Tuner angeschlossen, der auch den ZF-Verstärker und Videodetektor enthält und insgesamt als Block 12 dargestellt ist. Er liefert ein Videosignalgemisch, das über eine Leitung I zu geeigneten Leuchtdichte- und Farbsignalverarbeitungsschaltungen 14 sowie zu einer Synchronsignalabtrennschaltung 16 gelangen. Die von der Schaltung 14 gelieferte Leuchtdichte- und Farbinformation wird einer Bildröhre 20 über Leuchtdichte- und Farbtreiberschaltungen 18 zugeführt.

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Die Abtrennschaltung 16 trennt die Vertikalsynchronsignale vom Videosignalgemisch ab und koppelt sie über eine Leitung V zu einer Vertikalablenkschaltung 28, welche sich wiederholende sägezahnförmige Treibersignale erzeugt, die in Synchronismus mit den Vertikalsynchronsignalen den Vertikalablenkwicklungen 29 der Bildröhre 20 zugeführt werden.

Die Abtrennschaltung 16 trennt auch die Horizontalsynchronimpulse aus dem Viaeosignalgemisch ab und führt sie über eine Leitung A einem Phasendetektor 30 zu, der ein erstes und ein zweites UND-Tor 32 bzw. 34 hat, die mit je einem Eingang an die Leitung A angeschlossen sind. Ein Phasendetektor-Integrations- oder Filterkondensator 41 ist mit einem Ende an Masse angeschlossen und erhält von einer Spannungsquelle B+ über eine getastete Stromquelle 42 einen Ladestrom. Eine zweite getastete Stromquelle 44 liegt parallel zum Kondensator 40 zu dessen Entladung. Die getastete Stromquelle 42 wird durch das Ausgangssignal des ÜND-Tores 32 gesteuert, die getastete Stromquelle 44 durch das Ausgangssignal des UND-Tores 34. Die Spannung am Kondensator 40 ist das Ausgangssignal der Phasenvergleichsschaltung 30. Diese Ausgangsspannung wird einem in seiner Frequenz regelbaren Horizontaloszillator zugeführt, dessen Ausgangssignale dem Eingang einer Horizontalablenkschaltung 51 zugeführt werden. Die Ablenkschaltung 51 erzeugt unter Steuerung durch den Oszillator 50 einen Horizontalablenkstrom, welcher den Horizontalablenkwicklungen 58 der Bildröhre 20 zugeführt wird. Die Horizontalablenkschaltung 51 steuert auch einen Hochspannungsgenerator 56 zur Erzeugung einer Endanodengleichspannung für die Bildröhre.

Das Ausgangssignal des Oszillators 50 wird auch über eine Leitung B einem zweiten Eingang des ÜND-Tores 34 und über einen Inverter 36 einem zweiten Eingang des UND-Tores 32 zugeführt.

Im Betrieb selektiert der Tuner ein Funkträgersignal und mischt es mit einer Zwischenfrequenz, und nach Verstärkung und Demodulierung wird ein Videosignalgemisch geliefert, welches der Information des selektierten Funksignales entspricht. Die Färb-

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und Leuchtdichteanteile des Videosignalgemisches werden den Steuerelementen der Bildröhre über die Signalverarbeitungsschaltung 14 und die Treiberschaltung 18 zugeführt, und die von der Abtrennschaltung 16 abgetrennten Vertikalsynchronsignale steuern die Vertikalablenkung.

Ein Amplituden/Zeit-Diagramm des Videosignalgemisches auf der Leitung I in der Nähe des Vertikalaustastintervalls ist in Fig.2 gezeigt. Das Vertikalaustastintervall reicht vom Zeitpunkt TO, wo es beginnt, bis zum Zeitpunkt T8 und dauert etwa 19 Horizontalzeilen. Das Vertikalabtastintervall vor dem Zeitpunkt TO und nach dem Zeitpunkt T8 bis zum nächstfolgenden Zeitpunkt TO enthält Videoinformation und Horizontalsynchronsignale. Die Horizontalsynchronsignale wie Impulse 220, 221 sind durch Intervalle 230 getrennt, in denen die Videoinformation mit einer niedrigeren Amplitude als die Synchronimpulse enthalten ist.

Die Vertikalsynchronisierinformation in dem in Fig. 2 gezeigten Videosignalgemisch tritt im Intervall zwischen den Zeitpunkten T2 und T4 des Vertikalaustastintervalls auf. Während dieses Intervalls T2 bis T4 erlauben sechs breite Impulse, die durch fünf Einschnitte getrennt sind, eine Aufladung eines nicht dargestellten RC-Integrators der Synchronsignalabtrennschaltung auf einen Schwellwert. Wegen des Halbzeilenunterschiedes des Beginnzeitpunktes aufeinanderfolgender Vertikalhalbbilder würden im Intervall TO bis T2 auftretende Horizontalsynchronimpulse wie 220, 221 bewirken, daß der RC-Integrator in aufeinanderfolgenden Halbbildern zum Zeitpunkt T2, wo das Synchronisierintervall beginnt, etwas unterschiedliche Ladungszustände einnimmt. Dies kann zu sich wiederholenden Änderungen bei der Triggerung des Schwellwertelementes der Synchronsignalabtrennschaltung führen, woraus wiederum Fehler bei der Bildverschächtelung resultieren können. Um dieses Problem zu vermeiden enthält das Videosignalgemisch im Zeitraum TO bis T2 Ausgleichsimpulse wie 240, welche mit der doppelten Horizontalfrequenz auftreten. Damit ergibt sich kein Unterschied im Intervall TO bis T2 vor dem Vertikalsynchronintervall zwischen geraden und ungeraden Halbbildern,

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und die Ladung des RC-Integrators zum Zeitpunkt T2 sucht konstant zu bleiben. Da aufeinanderfolgende Halbbilder bezüglich der Phasenlage der Vertikalsynchronisierung einen Halbzeilenunterschied aufweisen, erfordert die Verschachtelung weiterhin, daß die Einschnitte mit der doppelten Zeilenfrequenz auftreten, damit die Phasenlage des Integratorausgangssignals gegenüber dem Beginn der Vertikalsynchronimpulse konstant bleibt.

Im Betrieb erzeugt die Synchronsignalabtrennschaltung 16 während des Vertikalabtastintervalles auf der Leitung A Synchronisiersignalimpulse, wie sie in Fig. 3a ausgezogen dargestellt sind. Der Impuls 300 dauert vom Zeitpunkt TO bis zum Zeitpunkt T2 der Fig. 3, und dieser Zeitraum fällt im wesentlichen mit der Zeit eines Horizontalimpulses wie des Impulses 220 gemäß Fig. 2 zusammen. Die Phasensynchronisierschleife spricht auf die Impulse an, und der Oszillator 50 erzeugt an seinem Ausgang eine Rechteckschwingung 310 (Fig. 3b), die eine Flanke im Zeitpunkt T1 zwischen TO und T2 hat. Die UND-Tore 32 und 34 werden so vorbereitet, daß sie auf an ihren zweiten Eingängen liegende Signale ansprechen, wenn ein Synchronimpuls, wie der Impuls 300, auf der Leitung A entsteht. Die Tore 32 und 34 werden somit im Intervall TO bis T2 zum Leiten vorbereitet. Im Intervall TO bis T1, wenn die Rechteckschwingung 310 einen niedrigen Wert hat, liefert der Inverter 36 ein Signal hohen Wertes an den zweiten Eingang der Torschaltung 32, die daraufhin an ihrem Ausgang einen Stromquellen-Tastimpuls 320 (Fig. 3c) liefert. Die Stromquelle 42 gibt daraufhin einen Stromimpuls ab, welcher den Kondensator 40 auflädt und ebenfalls durch den Impuls 320 dargestellt sein kann.

Im Intervall T1 bis T2 haben sowohl der Synchronimpuls 300 als auch die Rechteckschwingung 310 hohe Werte, so daß das Tor 34 einen Torimpuls 330 (Fig. 3d) erzeugt. Hat die Rechteckschwingung 310 einen hohen Wert, dann läßt der Inverter 36 ein Eingangssignal des Tores 32 einen niedrigen Wert annehmen, und der vom UND-Tor 32 erzeugte Tastimpuls 320 endet. Damit leitet im Intervall T1 bis T2 die Aufladestromquelle 42 nicht und die Entladestromquelle 40 leitet. Solange der Zeitpunkt T1, wo die Flanke der Rechteckschwingung 310 auftritt, zentrisch im Intervall TO

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bis T2 bleibt, haben die Torimpulse 320 und 330 die gleiche Dauer, und die Tore 32 und 34 leiten abwechselnd. Sind die Amplituden der Stromquellen 42 und 44 gleich, dann bleibt die Ladung auf dem Kondensator 40 im Mittel erhalten.

Wenn die Phase des vom Oszillator als Rechteckschwingung gelieferten Ausgangssignals 310 abwandert, wie dies im Intervall T6 bis T9 gezeigt ist, dann tritt die Flanke der Rechteckschwingung zu einem Zeitpunkt T7 auf, der nicht zentrisch im Intervall T6 bis T9 liegt. Dies führt dazu, daß der Ladestromimpuls 320 und der Entladestromimpuls 330 ungleich lang werden, so daß sich die mittlere Kondensatorspannung ändert, und dadurch werden mittels einer Rückkopplung Frequenz und Phase des Horizontaloszillators 50 so verändert, daß die Flanke auf dem Synchronimpuls zentriert bleibt.

Während der Vertikalsynchron- und Ausgleichsimpulsintervalle TO bis T6, die in Fig. 2 gezeigt sind, bewirken die Ausgleichsimpulse und die Einschnitte der doppelten Horizontalfrequenz ein doppelt häufiges Ansprechen der Synchronsignalabtrennschaltung Daher werden zusätzlich zu den Impulsen 300 und 304 (Fig. 3a) zusätzliche Zwischenimpulse 302 auf der Leitung A erzeugt. Ein zusätzlicher Impuls 302 im Intervall T3 bis T5 bereitet die Tore 32 und 34 zum Leiten vor. Wie Fig. 3b zeigt, kann die Rechteckschwingung 310 in diesem Intervall eine Flanke haben. Im Intervall T3 bis T4 steuern Impulse 302 und die Rechteckschwingung 310 die Entladestromquelle 44 im Sinne der Erzeugung eines weiteren Entladestromes an, wie dies bei 332 veranschaulicht ist, und im Intervall T4 bis T5 erzeugt sie einen Tastimpuls 322, welcher die Ladestromquelle 42 aktiviert. Eine Änderung der Phasenlage der Oszillatorschwingung, wie es in Fig. 3b dargestellt ist, würde zu einer Änderung der Dauer des Impulses 322 führen, die gleich groß aber von entgegengesetzter Polarität wie die Änderung der Dauer des Impulses 320 ist. Dies gilt auch für den Impuls 332 bezüglich des Impulses 330. Infolge dieses zusätzlichen Ansprechens wärend der Vertikalsynchron- und Ausgleichsimpulsintervalle wird der Phasendetektor relativ unempfindlich auf Ände-

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rungen der Phase.

Flg. 4a zeigt das Blockschaltbild eines anderen bekannten Fernsehempfängers, der demjenigen gemäß Fig. 1 ähnlich ist. Entsprechende Elemente sind daher mit den gleichen Bezugsziffern bezeichnet.

Die Synchronsignalabtrennschaltung 16 trennt bei Fig. 4a die Vertikalsynchronsignale vom Videosignalgemisch ab und koppelt sie über eine Leitung V zum Logikteil 22 einer Vertikal-Count-Down-Schaltung 24, die auch einen durch 525 dividierenden Teiler 26 enthält. Die Schaltung 24 erzeugt vom Zähler abgeleitete Vertikaltreibersignale, die durch die Vertikalsynchronimpulse synchronisiert werden, welche als solche der Logikschaltung 22 zugeführt werden. Derartige Count-Down-Schaltungen sind bekannt und beispielsweise in der US-PS 3 688 037 vom 29. August 1972 (Erfinder Ipri) und US-PS 3 878 335 vom 15. April 1975 (Erfinder Balaban) beschrieben.

Der Oszillator 50 erzeugt Ausgangssignale hoher Frequenz, wie etwa 503 kHz, welche dem Eingang eines durch 16 dividierenden Teilers 52 zugeführt werden. Der Teiler 52 liefert ein Ausgangssignal der doppelten Zeilenfrequenz (2fH), welches dem Teiler als Takteingangssignal und einem durch 2 dividierenden Teiler zur Erzeugung von Horizontalablenktreibersignalen der Horizontalfrequenz (fH) zugeführt werden. Diese fH-Signale vom Teiler 54 werden einer Horizontalablenk- und Hochspannungserzeugerschaltung 56 zugeführt, welche die Endanodenspannung für die Bildröhre 20 und außerdem einen Sägezahnablenkstrom erzeugt/ der durch die Horizontalablenkspulen 58 der Bildröhre 20 fließt.

Im Betrieb arbeitet die Schaltung gemäß Fig. 4 ähnlich derjenigen gemäß Fig. 1, und die Erläuterungen der in den Fig. 2 und dargestellten Kurvenformen gelten auch für den Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 4a. .

Fig. 4b zeigt ein Schleifenfilter, welches den Kondensator 40

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ersetzen kann und zwischen einem langsamen und einem schnellen Reaktionszustand umschaltbar ist.

Es wurde bereits gesagt, daß Einbußen hinsichtlich des Ansprechens auf Phasenänderungen einem Zustand niedriger Verstärkung des Phasendetektors entsprechen, und dies ist insbesondere dann nachteilig, wenn die Phasensynchronisierschleife aufgrund von Videosignalen arbeiten muß, die von einem Bandgerät stammen, wobei der Oszillator zu einem Zeitpunkt nahe des Vertikalaustastintervalles seine Betriebsweise schnell ändern muß. Außerdem kann infolge der niedrigen Schleifenverstärkung der Oszillator aus der richtigen Phasenlage abwandern, wenn keine Sprungänderungen in der Phase des Eingangssignals auftreten. Dies kann beispielsweise eintreten, wenn die erwähnten Stromquellen 42 und 44 in ihrer Amplitude nicht perfekt einander angeglichen sind. Dann besteht nämlich eine mittlere Stromunsymmetrie, welche die Ladung auf dem Kondensator 41 verändert und zu Oszillatorschwingungsänderungen führt, die Zeit für die Wiederherstellung der richtigen Phasenlage nach dem Ende des Ausgleichsimpulsintervalls benötigt. Die Schnelligkeit des Weglaufens aus der richtigen Phasenlage kann im Zustand niedriger Verstärkung des Phasendetektors außerordentlich lang dauern, wenn das umschaltbare Schleifenfilter gemäß Fig. 4b in seinem schnellen Zustand geschaltet ist. Ein solches Umschalten ist in dem bereits erwähnten US-Patent von Itoh und im US-Patent Nr. 4 144 544 (Erfinder Fernsler) beschrieben.

Fig. 5 zeigt als Blockschaltbild einen erfindungsgemäßen Fernsehempfänger. Entsprechende Elemente sind in gleicher Weise wie in Fig. 1 bezeichnet. In der Schaltung gemäß Fig. 5 wird ein Horizontaloszillator 450 durch eine Steuergleichspannung vom Phasendetektor 30 geregelt. Der Oszillator 450 arbeitet mit einer hohen Frequenz wie etwa 503 kHz. Ein durch 16 dividierender Teiler verringert das Ausgangssignal des Oszillators auf etwa 32 kHz, also die doppelte Horizontalablenkfrequenz (ZfH). Das 2fH-Ausgangssignal des Teilers 452 wird einem durch 525 dividierenden Teiler 454 einer Vertikal-Count-Down-Schaltung zugeführt, die

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eine Logikschaltung 456 enthält, welche auf die verschiedenen Zustände des Teilers 454 und die Vertikalsynchronimpulse von der Abtrennschaltung 16 reagiert und ein Vertikaltreibersignal für die Vertikalablenkschaltung 28 erzeugt. Eine solche Vertikal-Count-Down-Schaltung kompensiert, wie bereits erwähnt, die übermäßige Empfindlichkeit der Synchronsignalabtrennschaltung gegen Störungen, indem alle abgetrennten Synchronsignale außer denjenigen, die positiv als Vertikalsynchronsignale identifiziert worden sind, ausschließt und teilererzeugte Vertikaltreiberimpulse kontinuierlich an die Ablenkschaltung 28 liefert, gleichgültig ob von der Abtrennschaltung 60 identifizierbare Synchronsignale vorhanden sind oder nicht. Mit Hilfe der Logikschaltung 456 können in bekannter Weise zu vorgewählten Zeiten zusätzliche Teilerausgangssignale erhalten werden.

Das 2fH-Ausgangssignal des Teilers 452 wird auch einem durch 2 dividierenden Multivibrator 458 zugeführt, der Signale mit der Horizontalablenkfrequenz (fH) liefert, welche der Horizontalablenkschaltung 51 zugeführt werden. Das fH-Ausgangssignal des Multivibrators 456 wird auch einem Eingang eines gesteuerten Schalterkreises 460 zugeführt. Einem anderen Eingang dieses Schalterkreises wird das 2fH-Ausgangssignal des Teilers 452 zugeführt Der Schalterkreis 460 führt dem Phasendetektor 30 unter Steuerung durch ein von der Logikschaltung 456 erzeugtes vertikalfrequentes Signal 630 (Fig. 7d) selektiv fH- oder 2fH-Rechteckschwingungen zu.

Fig. 6 zeigt eine für den steuerbaren Schalterkreis 460 in Fig.5 geeignete Schaltung. Gemäß Fig. 6 hat ein insgesamt mit 560 bezeichneter steuerbarer Schalter einen ersten und einen zweiten Eingangsanschluß (oder entsprechende Buchsen) 510 und 512, welchen Signale der Frequenz fH und 2fH vom Multivibrator 458 bzw. Zähler 452 zugeführt werden. Der steuerbare Schalter 560 hat einen weiteren Eingangsanschluß 514, der mit der Logikschaltung 456 gekoppelt ist und dem ein vertikalfrequentes Schaltersteuersignal 630 zugeführt wird. Der positiv gerichtete Teil des Signals 630 hat eine Dauer, die Synchron- und Ausgleichsimpulsteile des

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Vertikalaustastintervalles umfaßt. Der steuerbare Schalter 560 erzeugt an einem Ausgangsanschluß 516 Signale der Frequenz fH während derjenigen Intervalle, in denen das Steuersignal 630 negativ gerichtet oder niedrig ist, und Signale der Frequenz 2fH während derjenigen Intervalle, wo das Steuersignal 630 positiv oder hoch ist.

Der steuerbare Schalter 5 60 enthält einen NPN-Transistor 520, dessen Basis mit dem Anschluß 510 und dessen Emitter mit Masse gekoppelt ist. Ein Transistor 522 ist mit seiner Basis an den Anschluß 512 und mit seinem Emitter an Masse gekoppelt. Der Kollektor des Transistors 520 liegt über einen Widerstand 524 an einer Betriebsspannungsquelle B+, und der Kollektor des Transistors liegt über einem Widerstand 526 ebenfalls an B+. Die Basis eines NPN-Transistors 530 ist mit dem Kollektor des Transistors 520, und sein Emitter ist mit Masse verbunden. Der Kollektor des Transistors 530 liegt an einem Ende eines summierenden Lastwiderstandes 532, dessen anderes Ende an B+ liegt. Ein NPN-Transistor 534 ist mit seiner Basis an den Kollektor des Transistor 522 und mit seinem Emitter an Masse angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 534 ist mit dem Kollektor des Transistors 530 und dem Ausgangsanschluß 516 verbunden. Die Basis des Transistors 530 ist an den Kollektor eines NPN-Transistors 536 angeschlossen, dessen Emitter an Masse liegt und dessen Basis mit dem Eingangsanschluß 514 verbunden ist. Die Basis des Transistors 534 ist an den Kollektor eines NPN-Transistors 538 angeschlossen, dessen Emitter an Masse liegt und dessen Basis ein Vorspannungsstrom über dem Widerstand 540 von der Spannungsquelle B+ aus zugeführt wird. Ein invertierender NPN-Transistor 542 ist mit seinem Kollektor an die Basis des Transistors 538 angeschlossen, mit seinem Emitter liegt er an Masse und mit seiner Basis am Anschluß 514.

Im Betrieb werden während des Vertikalabtastintervalls Oszillatorsignale der Frequenzen fH und 2fH den Anschlüssen 510 bzw. zugeführt, und das Eingangssignal am Anschluß 514 hat einen niedrigen Wert, bei welchem die Transistoren 536 und 542 keine Basis-Emitter-Vorspannung erhalten und nichtleitend sind. Daher

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leitet der Transistor 538 und hält das Basispotential des Transistors 534 nahe bei Masse ohne Rücksicht auf das vom Transistor 522 gelieferte Steuersignal 2H. Somit kann der Transistor' 534 nicht auf 2fH-Signale reagieren. Bei gesperrtem Transistor 536 wird die Basis des Transistors 530 durch das fH-Signal umgeschaltet, das nichtinvertiert am Ausgangsanschluß 516 erscheint und dem Phasendetektor 30 zugeführt wird. Während der Ausgleichsund Vertikalsynchronimpulsteile des Vertikalaustastsignals hat das dem Eingangsanschluß 514 zugeführte Steuersignal 630 einen hohen Wert, so daß die Transistoren 536 und 542 leitend werden. Der Transistor 542 nimmt dem Transistor 538 die Basisvorspannung, so daß dieser gesperrt wird und der Transistor 534 durch den Transistor 522 mit 2fH angesteuert werden kann, so daß an dem Anschluß 516 ein nichtinvertiertes 2fH-Ausgangssignal erscheint. Der leitende Transistor 536 hält dann die Basis des Transistors 530 auf niedriger Spannung ohne Rücksicht auf die fH-Ansteuerung vom Transistor 520 und verhindert damit ein Auftreten von fH-Signalen am Ausgangsanschluß 516.

Beim Betrieb der Schaltung nach Fig. 5 erzeugt die Abtrennschaltung 16 auf der Leitung A Synchronsignale 620, wie Fig.7c zeigt. Die Synchronsignale 620 kehren mit der Horizontalfrequenz fH im Intervall TO bis T6 und mit 2fH im Intervall T6 bis T24 wieder. Damit stellt-der Zeitraum TO bis T24, für den die Schwingungen in Fig. 7 gezeigt sind, ein Zeitintervall dar, welches das Ende des Vertikalabtastintervalles und den Beginn des Vertikalaustastintervalles umfaßt.

Vor dem Zeitpunkt TO läßt der Schalter 460 infolge des Tastsignales 630 das fH-Ausgangssignal des Multivibrators 458 über die Leitung E zum Eingang des Phasendetektors 30 gelangen. Das Signal auf der Leitung E ist in Fig. 7e mit 640 bezeichnet. Während einiger Horizontalzeilen vor dem Zeitpunkt TO hat der Phasendetektor 30 Synchronsignale 620 mit dem Signal 640 verglichen zur Erzeugung getasteter Stromimpulse für die Entladung und Aufladung, die in Fig. 7f bzw. 7g mit 650 bzw. 660 dargestellt sind. Das gefilterte Ausgangssignal des Phasendetektors

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30, das in Fig. 7h mit 680 bezeichnet ist, war dem Horizontaloszillator 450 zugeführt worden, um das Signal 610 in Übereinstimmung mit dem Synchronsignal 620 zu bringen, ähnlich wie es in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben worden war.

Der Phasendetektor 30 wird im Intervall TO bis T4 durch Synchronimpulse 620 aktiviert und antwortet mit einem Entladestromimpuls 650 in dem Intervall, in welchem das Signal 640 einen niedrigen Wert hat, und mit einem Ladestromimpuls 660, wenn das Intervall 640 einen hohen Wert hat. Dies führt zu einer Entladung des Steuersignalkondensators im Intervall TO bis T2 und zu einer Aufladung im Intervall T2 bis T4, was wiederum zu einer Störung führt, die in Fig. 7h übertrieben dargestellt ist. Weil die Impulse 650 und 6 60 die gleiche Dauer haben, nimmt die Regelspannung 680 nach dem Synchronimpuls denselben Wert an, den sie vorher hatte, und die Phasensynchronisierschleife ändert die Oszillatorfrequenz nicht.

Zu einem Zeitpunkt, der zu Veranschaulichungszwecken bei T6 liegt, jedoch in einem weiten Bereich liegen kann, erreicht der Teiler 454 einen vorbestimmten Zählstand, und die Logikschaltung 456 antwortet mit einer positiven Flanke des Tastsignals 630. Bei positivem Tastsignal 630 koppelt der Schalter 460 die 2fH-Signa-Ie 600 vom Teiler 452 auf die Leitung E, anstatt der 2fH-Signale 610 vom Multivibrator 45 8. Daher hat vom Zeitpunkt T6 bis nach dem nicht dargestellten Ende des positiven Teils des Impulse 630 das über die Leitung E zum Phasendetektor 30 zum Vergleich mit den Synchronsignalen 620 gelangte Signal 640 die doppelte Horizontalfrequenz. ~~"

Im Intervall nach T6 werden Phasenvergleiche zweimal so oft durchgeführt, und die Verstärkung der Phasensynchronisierschleife wird somit erhöht, und der Oszillator kann gegebenenfalls schneller nachgesteuert werden. Beispielsweise liegen im Intervall T8 bis T12 die Flanke des Oszillatorsignals 600 und das entsprechende, dem Phasendetektor 30 zugeführte Signal 640 zentrisch mit dem Synchronsignal 620, so daß die Stromtreiber-

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signale 650 und 660 die gleiche Dauer haben und das Oszillatorsteuersignal 680 unverändert bleibt. Nimmt man an, daß die Oszillatorphase sich nach dem Zeitpunkt T12 wegen Temperatur- oder Spannungsänderungen ändert, dann ist der Zeitpunkt T16, wo die Flanke im Signal 600 und entsprechend im Signal 640 auftritt, nicht zentrisch im Intervall T14 bis T18, in welchem der Synchronimpuls 620 auftritt. Daher nimmt die Dauer des Entladestromimpulses 650 ab und des Ladestromimpulses 660 zu, so daß die mittlere Regelspannung 680 ansteigt. Ähnlich wird im nächsten Synchronimpulsinterval T20 bis T24 die Regelspannung neuerlich bei Anwachsen des Korrektursignales erhöht. Hätte der Phasenvergleich im Phasendetektor 30 zwischen den Synchronsignalen 620 und dem Signal 610 stattgefunden, wie beim Stande der Technik, anstatt zwischen dem Synchronsignal 620 und dem Signal 600 wie bei der Erfindung, dann hätte das in Fig. 7h dargestellte Oszillatorregelsignal sich gemäß dem gestrichelten Teil 682 verändert, und es hätte bei dem Phasenfehler keine Korrektur insgesamt stattgefunden .

Es ist nicht notwendig, das dem Phasendetektor zugeführte Signal von 2fH auf fH umzuschalten, wie es in Fig. 5 der Fall ist. Wenn 2fH-Signale dem Phasendetektor 30 kontinuierlich zugeführt wer den, dann wächst die Verstärkung der Phasensynchronisierschleife automatisch während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpulsintervalle an. Eine solche Anordnung weist ohne weitere Maßnahmen eine 180°-Phasenmehrdeutigkeit auf, die jederzeit auftreten kann, wenn die Signalquelle momentan unterbrochen wird, also beim Senderumsehalten. Diese Mehrdeutigkeit kann wie hier behoben werden durch eine Schalteranordnung, welche dem Phasendetektor fH-Signale genügend lange zuführt, so daß die Phasensynchronisierschleife die Synchronisierung durchführen kann.

Fig. 8 zeigt als Blockdiagramm eine andere Ausführungsform des nach den Prinzipien der Erfindung gebauten Fernsehempfängers. Entsprechende Elemente sind hier in gleicher Weise wie in Fig.4 bezeichnet. In Fig. 8 wirkt eine Logikschaltung 60 als ein Schalter zwischen der Synchronsignalabtrennschaltung 16 und dem

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Phasendetektor 30. Die getastete Schaltung 60 läßt allgemein Synchronimpulse zum Phasendetektor 30 gelangen, um die Ansteuerung für die Horizontalablenkung mit den Synchronsignalen zu synchronisieren. Jeder zweite Ausgleichsimpuls kann jedoch nicht zum Phasendetektor gelangen (da nämlich der Schalter während jedes zweiten Ausgleichsimpulses geöffnet ist), so daß der Phasendetektor und die Phasensynchronisierschleife nicht auf den jeweils zweiten Ausgleichsimpuls reagieren und die volle Phasensynchronisierschleifenverstärkung während der Vertikalsynchron- und Ausgleichsimpulsintervalle aufrechterhalten bleibt. Die Schaltung 60 enthält ein Daten-(D)-Flipflop 62, dessen D-Eingang mit der Leitung B verbunden ist und vom Teiler 54 fH-Signa]e erhält. Der Takt-Eingang des Flipflops 62 ist über eine Leitung C mit dem 2fH-Ausgang des Teilers 52 verbunden. Der Q-Ausgang des Flipflops 62 ist über eine Leitung D mit einem Eingang eines NAND-Tores 64 verbunden, dessen anderer Eingang über eine Leitung E an die Logikschaltung ,22 angeschlossen ist. Der Ausgang des NAND-Tores 64 ist über eine Leitung F mit einem Eingang eines UND-Tores 66 verbunden, dessen anderem Eingang über die Leitung A von der Trennschaltung 16 Synchronimpulse zugeführt werden. Der Ausgang des UND-Tores 66 ist über eine Leitung G mit dem Phasendetektor 30 gekoppelt.

Im Betrieb erzeugt die Synchronsignalabtrennschaltung 16 auf der Leitung A sich wiederholende Synchronimpulse, die in Fig. 9a mit 300 bezeichnet sind. Die Synchronimpulse wiederholen sich mit der doppelten Horizontalfrequenz im Intervall zwischen TO und T6 entsprechend den Vertikalsynchron- und Ausgleichsimpulsintervallen, wie es im Zusammenhang mit Fig. 2 erläutert worden war. Das fH-Ausgangssignal des Teilers 54 auf der Leitung B ist durch die Spannungsform 310 in Fig. 9b veranschaulicht. Das 2fH-Ausgangssignal des Teilers 52, welches über die Leitung C dem Flipflop 62 zugeführt wird, ist in Fig. 9c durch die Kurvenform 500 dargestellt. Während jeder negativen Flanke der Schwingung 500 wird der dem D-Eingang des Flipflops 62 zugeführte Logikpegel zum Q-Ausgang übertragen und dort beibehalten bis zur nächsten negativ gerichteten Flanke der Schwingung 500. Das Signal am Q-Ausgang ist in Fig. 9d durch die Schwingungsform 510 ver-

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anschaulicht. Man sieht, daß diese Schwingung 510 ähnlich der Schwingung 310, jedoch gegenüber dieser um 90° phasenverschoben ist. Das Eingangssignal der NAND-Schaltung 64 auf der Leitung E ist in Fig. 9e durch die Schwingungsform 520 veranschaulicht, die während des gesamten Vertikalabtastintervalls einen niedrigen Wert beibehält und auf einen hohen Wert nahe dem Zeitpunkt TO übergeht, bei dem das Vertikalabtastintervall endet und das Vertikalaustastintervall beginnt. Die Schwingung 520 bleibt auf einem hohen Wert bis zu einem späteren Zeitpunkt wie T6, wo die Ausgleichsimpulse enden. Die genaue Anfangs- und Endzeit der Schwingungsform 520 ist für die Erfindung nicht kritisch. Die Erzeugung von Signalen wie 520 bei einem Vertikal-Count-Down sind bekannt, worauf bereits hingewiesen wurde, so daß hier keine weitere Beschreibung notwendig ist. Die NAND-Schaltung 64 wird durch das Signal 520 während des dem Zeitpunkt TO vorangehenden Vertikalabtastintervalls gesperrt und kann auf das phasenverschobene Signal 510 auf der Leitung D nur während des Intervalls TO bis T6 reagieren, wo das Signal 520 einen hohen Wert hat. Im Intervall TO bis T6 erzeugt die NAND-Schaltung 64 auf der Leitung P ein Signal 530 (Fig. 9f), welches in diesem Intervall invers zur phasenverschobenen Schwingung 510 verläuft. Hat das Signal 530 einen hohen Wert, dann wird das UND-Tor 66 aktiviert und kann Synchronimpulse durchlassen. Während derjenigen Intervalle, wo das Signal 530 einen niedrigen Wert hat, wird das UND-Tor 66 gesperrt und kann keine Synchronimpulse von der Abtrennschaltung 60 zum Phasendetektor 30 durchlassen. Da die Schwingung 530 gegenüber dem fH-Signal 310 in der Phase verschoben ist, ist sie auch gegenüber den Synchronimpulsen 300 phasenverschoben. Das bedeutet, daß anstelle eines Zusammenfallens der Flanken des Signals 530 mit denjenigen der Synchronimpulse 300 letztere auftreten, wenn das Signal 530 entweder einen hohen oder einen niedrigen Pegel aufweist. Damit wird verhindert, daß jeder andere Synchronimpuls 300 den Phasendetektor 30 im Intervall TO bis T6 erreicht, wie dies durch das Signal 540 in Fig.9g gezeigt ist. In dieser Figur veranschaulicht die ausgezogene Linie 540 die über die Leitung A durch das UND-Tor 66 zur Leitung G gelangenden Signale, während die gestrichelten Impulse

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542 jeden zweiten Ausgleichsimpuls darstellen, der ausgetastet wird. '

Bei der in Fig. 8 gezeigten Anordnung erhält der Phasendetektor während der Vertikalsynchron- und Ausgleichsintervalle nur im Bereich positiv gerichteter Flanken des fH-Signals 310 Synchronimpulse, nicht aber im Bereich negativ gerichteter Flanken. Damit wird die Verstärkung der Phasensynchronisierschleife sogar während der Ausgleichsintervalle beibehalten. Es sei darauf hingewiesen, daß die in Fig. 9 gezeigten Impulsformen aus Gründen der Klarheit übertrieben und nicht im genauen Maßstab dargestellt sind.

Die Wirkung des Phasendetektors auf die Phasensynchronisierschleife während jedes zweiten Ausgleichsimpulses kann auch durch andere Anordnungen unterbunden werden. Fig. 10 zeigt einen Teil eines Fernsehempfängers mit einer alternativen Ausführungsform der Erfindung. In Fig. 10 werden einem Phasendetektor 30, der dem anhand der Fig. 1, 4 und 8 beschriebenen gleicht, abgetrennte Horizontalsynchronimpulse über eine Leitung A zugeführt. Ein als Relais 668 gezeigter Schalter hat einen Arbeitskontakt 669, über welchen das Ausgangssignal des Phasendetektors 30 dem Schleifenfilterkondensator 41 zur Siebung des Regelsignals für den Oszillator 50 zugeführt wird. Eine getastete Schaltung 6 60 enthält ein D-Flipflop 662 und eine NAND-Schaltung 664. Das Flipflop 662 erhält über eine Leitung B vom Ausgang einer nicht dargestellten Zählerkette fH-Impulse. Ein Takt-Eingang des Flipflops 662 erhält 2fH-Signale über eine Leitung C vom 2fH-Ausgang der nicht dargestellten Zählerkette. Der NAND-Schaltung 664 wird eine Leitung D ein Signal zugeführt, welches ähnlich dem Signal 510 in Fig. 9d ist. Ein dem Signal 520 in Fig. 9e ähnliches Signal wird dem anderen Eingang der NAND-Schaltung 664 über eine Leitung E zugeführt. Die NAND-Schaltung 664 führt ein dem Signal 530 in Fig. 9f ähnliches Signal der Erregerspule des Relais 668 über eine Leitung F zu. Während der Intervalle, wo das Signal 530 einen hohen Wert hat, wird die Spule des Relais 668 erregt, und sein Schalter ist geschlossen. Damit können Lade- und Entlade-

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ströme über den Filterkondensator 41 aufgrund der Synchronimpulse 300 fließen. Während derjenigen Intervalle, in denen das Signal 530 einen niedrigen Wert hat und die jedem zweiten Ausgleichsimpuls im Intervall TO bis T6 entsprechen, wird die Relaisspule nicht erregt und die Arbeitskontakte öffnen, so daß kein Strom im Kondensator 41 fließen kann, auch wenn die Stromquellen erregt sind. Damit verhindert die Anordnung der Tastschaltung 660 und des Relais 668, daß ein Ausgangssignal vom Phasendetektor 30 während jedes zweiten Ausgleichsimpulses erzeugt wird.

Andere Ausfuhrungsformen der Erfindung ergeben sich für den Fachmann. Insbesondere ist es bezüglich einer abgewandelten Fig. 5 ersichtlich, daß bei kontinuierlicher Zuführung von 2fH zum Phasendetektor die Phasenmehrdeutigkeit in anderer Weise gelöst werden kann als durch Zuführung von fH-Signalen zum Phasendetektor während eines Teils des Vertikalabtastintervalls. Beispielsweise kann man eine Torschaltung benutzen, um das fH-Ausgangssignal des Oszillators mit den von der Trennschaltung gelieferten Horizontalsynchronsignalen zu vergleichen, und ein 180°-Phasenschieber kann zwischen den Ausgang des durch 2 dividierenden Flipflops, welcher das fH-Signal erzeugt, und die Horizontalablenkschaltung geschaltet werden. Der Phasenschieber wird inaktivier' wenn das fH-Treibersignal für die Horizontalablenkschaltung gegenüber dem Ausgangssignal der Abtrennschaltung die falsche Phase hat.

Auch Fig. 8 kann in verschiedener Weise abgewandelt werden. Beispielsweise können die aktiven Komponenten des Phasendetektors 30 während jedes zweiten Ausgleichsimpulses inaktiv gemacht werden, beispielsweise durch Unterbrechung der Verbindung zwischen den UND-Toren 32 und 34 und den gesteuerten Stromquellen 42 und 44. Das in Fig. 10 veranschaulichte Relais kann durch eine geeignete Übertragungsschaltung ersetzt werden. Das dem Phasendetektor zugeführte Ausgangssignal des Oszillators kann von der Horizontalablenkschaltung 56 statt vom Teiler 54 abgeleitet werden. Auch kann der Oszillator direkt mit der Zeilenfrequenz arbeiten, wobei Teiler überflüssig werden.

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Claims (7)

1. PATENTANWÄLTE
   DR. DIETER V. BEZOLD

   DIPL. ING. PETER SCHÜTZ 3017909

   DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

   MAR1A-THERESIA-STRASSE 22

   Postfach 86 02 60 D-8OOO MUENCHEN 06

   TELEFON 089(47 69 06 4768 19

   AB SEPT. 1980: 4 706006 TELEX 532 638 TELEGRAMM SOMBEZ

   RCA 73515/Sch/Vu
   U.S. Ser. No. 037,401
   vom 9. Mai 197 9
   U.S. Ser. No. 037,517
   vom 9. Mai 197 9

   RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

   Patentansprüche

   1V/Phasensynchronisierschleifenschaltung für den Horizontal-

   tor eines Fernsehempfängers mit einem steuerbaren Oszillator, an dessen Ausgang Oszillatorsignale mit aufeinanderfolgenden übergängen einer ersten und einer zweiten Polarität erzeugt werden, ferner mit einem Phasendetektor, der mit einem Eingangsanschluß an den Ausgangsanschluß des steuerbaren Oszillators angekoppelt ist und dessen Ausgangsanschluß an den Steuereingang des steuerbaren Oszillators angeschlossen ist, ferner mit einer Quelle für Horizontalsynchronsignale, die horizontalfrequente Impulse sowie im Intervall zwischen diesen auftretende Zwischenimpulse enthalten, die während mindestens eines Teils des Vertikalaustastintervalls auftreten, und mit einer Formungsschaltung, die mit einem ersten Eingang an den Ausgang des steuerbaren Oszillators und mit einem zweiten Eingang an den Ausgang der Horizontalsynchronsignalquelle angeschlossen ist und deren Ausgang an

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   einen zweiten Eingang des Phasendetektors angekoppelt ist, so daß eine Phasensynchronisierschleifenschaltung gebildet wird, die unter Steuerung durch die Synchronsignale die Frequenz des Oszillators synchronisiert und seine Phase regelt, dadurch gekennzeichnet , daß die Formungsschaltung eine Schalteranordnung (60) zur selektiven Steuerung der Kopplung der Oszillator- oder Synchronsignale zu den Eingängen des Phasendetektors (30) enthält, derart, daß die Synchronsignale im wesentlichen in zeitlicher Koinzidenz nur mit den Übergängen der ersten Polarität der zugeführten Oszillatorsignale auftreten.
2. 2) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteranordnung (60) zwischen die Synchronsignalquelle (16) und den Phasendetektor (30) geschaltet ist und die horizontalfrequenten Signale zum zweiten Eingang des Phasendetektors tastet und verhindert, daß Zwischenimpulse zum zweiten Eingang des Phasendetektors gelangen.
3. 3) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteranordnung (60) den Phasendetektor (30) zumindest während des Auftretens der Zwischenimpulse sperrt, so daß die Phasensynchronisierschleife auf diese nicht anspricht.
4. 4) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteranordnung (60) mit dem Phasendetektor (30) gekoppelt ist, um die Erzeugung eines Ausgangssignals des Phasendetektors auf die Zwischenimpulse hin zu unterbinden, und daß mit der Schalteranordnung eine Zeitsteuereinrichtung (62,64,E) gekoppelt ist zur Betätigung der Schaltereinrichtung zu einem Zeitpunkt, welcher in Beziehung zu der vorausgegangenen Ankunftszeit der Zwischenimpulse steht.
5. 5) Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitsteuereinrichtung eine mit dem Ausgangsanschluß des steuerbaren Oszillators (50) gekoppelte Einrichtung (62) zur Phasenverschiebung der Oszillatorsignale, eine unter Steuerung durch die phasenverschobenen Oszillatorsignale die Schaltereinrichtung

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   — ο —

   tastende Anordnung (64) und eine die Tastung außer während der erwarteten Ankunftszeit der Zwischenimpulse unterdrückende Einrichtung (E) aufweist.
6. 6) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator einen zweiten Ausgang hat, an welchem er Oszillatorsignale mit einer zweiten Frequenz liefert, die in Beziehung zu der ersten Frequenz steht aber größer als diese ist, und daß die Schalteranordnung den ersten Eingang des Phasendetektors mit dem ersten und zweiten Ausgang des steuerbaren Oszillators koppelt und die Oszillatorsignale der zweiten Frequenz einem ersten Eingang des Phasendetektors im wesentlichen während des Teiles des Vertikalaustastintervalls, wo die Zwischenimpulse auftreten, und die Oszillatorsignale der ersten Frequenz dem ersten Eingang des Phasendetektors während im wesentlichen der gesamten anderen Zeit zuführt.
7. 7) Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteranordnung (460) enthält einen ersten und einen zweiten hintereinandergeschalteten Inverter (520 bzw. 530), die einen ersten Verbindungspunkt zwischen sich bilden, wobei der Eingang des ersten Inverters mit dem ersten Ausgangsanschluß des gesteuerten Oszillators verbunden ist und Oszillatorsignale der ersten Frequenz (f„) erhält, und der Ausgang des zweiten Inverters mit einem Summierungsausgangsanschluß gekoppelt ist, ferner einen dritten und einen vierten in Kaskade geschalteten Inverter (522 bzw. 534) , die einen zweiten Verbindungspunkt zwischen sich bilden, wobei der Eingang des dritten Inverters mit dem zweiten Ausgangsanschluß des gesteuerten Oszillators verbunden ist und Oszillatorsignale der zweiten Frequenz (2f„) erhält, und eine Tastschaltung (542,536,538), die mit dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt verbunden ist und abwechselnd den zweiten und vierten Inverter aktiviert, derart, daß abwechselnd die Oszillatorsignale der ersten bzw. der zweiten Frequenz zum ersten Eingangsanschluß des Phasendetektors gelangen.

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