AT399796B - Schaltung zur phasensynchronisierung des horizontaloszillators eines fernsehempfängers - Google Patents

Description

AT 399 796 B

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Phasensynchronisierung des Horizontaioszillators eines Fernsehempfängers mit einem steuerbaren Oszillator, an dessen Ausgang Oszillatorsignale mit aufeinanderfolgenden Übergängen einer ersten und einer zweiten Polarität erzeugt werden, und der einen Steuereingang aufweist, mit einem Phasendetektor, der einen ersten und einen zweiten Eingang aufweist und dessen 5 Ausgang an den Steuereingang des steuerbaren Oszillators angeschlossen ist, mit einer Quelle für Horizontalsynchronsignale, die an einem Ausgang horizontalfrequente Impulse sowie im Intervall zwischen diesen auftretende Zwischenimpulse liefert, die während mindestens eines Teils des Vertikalaustastinter-vails auftreten, wobei der Ausgang des steuerbaren Oszillators mit dem ersten Eingang des Phasendetektors und der Ausgang der Horizontalsynchronsignalquelle mit dem zweiten Eingang des Phasendetektors jo gekoppelt ist, so daß eine Phasensynchronisierschleife gebildet wird, die unter Steuerung durch die Synchronsignale die Frequenz des Oszillators synchronisiert und seine Phase regelt.

Fernsehbilder von Rundfunk-Fernsehsignaien werden erzeugt, indem man einen Elektronenstrahl wiederholt über die Oberfläche des Sichtschirms der Bildröhre führt, so daß eine helle Rasterfläche entsteht. Die Strahlintensität wird durch Videosignale moduliert, so daß auf dem Schirm Bilder entstehen, die dem 15 darzustellenden Bild entsprechen. Beim üblichen Fersehen ist eine Horizontalabtastung hoher Geschwindigkeit in Verbindung mit einer Vertikalabtastung relativ niedriger Geschwindigkeit vorgesehen. Das Abtasten in den Vertikal- und Horizontalrichtungen wird mit Synchronisiersignalen synchronisiert, die in einem Videosignalgemisch zusammen mit dem darzustellenden Videosignal enthalten sind. Die Synchronisiersignale werden vom Videosignalgemisch abgetrennt und dann zur Synchronisierung der Ablenkschaltung für 20 Vertikal- und Horizontalrichtung verwendet.

Die Synchronisiersignale werden vom Videosignalgemisch mit Hilfe von Synchronisiersignaltrennschaltungen abgetrennt. Eine solche Schaltung zur Abtrennung des Horizontal synchron Signals vom Videosignalgemisch enthält eine Differenzierschaltung und eine Schwellwertschaltung. Die Differenzierschaltung koppelt selektiv Signale bei und oberhalb der Horizontalsynchronisierfrequenz auf die Schwellwertschaltung. Die 25 Schwellwertschaltung reagiert auf die differenzierten Teile des Synchronsignals aus dem Videosignalgemisch mit der Erzeugung einer Folge von Impulsen konstanter Breite, welche die horizontalfrequenten Synchronisieranteile des Videosignalgemisches darstellen.

Die im Videosignalgemisch enthaltenen Vertikalsynchronsignale sind Impulse mit hoher Amplitude, welche niederfrequente Komponenten haben. Das richtige Vertikalsynchronisiersignal hat eine Dauer von so drei Zeilen. Um den Horizontalsynchronisierinformationsfluß während des Vertikalsynchronisierintervalls aufrechtzuerhalten, enthält der Vertikalsynchronimpuls Einschnitte, durch welche der Horizontaloszillator synchronisiert werden kann. Beim NTSC-System wird die Vertikalabtastung während zwei aufeinanderfolgender Halbbildintervalle durchgeführt, deren Horizontalabtastzeilen ineinandergeschachtelt sind. Diese Ineinanderschachtelung erfordert, daß die zeitliche Steuerung des Vertikaloszillators in genauer Beziehung 35 zur Horizontalfrequenz gehalten wird. Um den Vertikalsynchrondetektor zu unterstützen bei der Einhaltung der exakten Steuerung für das Abtrennen der Vertikalsynchronimpulse sind im Videosignalgemisch während einer Periode von drei Zeilen vor und nach dem Vertikalsynchronisierintervall Ausgleichsimpulse vorgesehen, die mit der doppelten Frequenz der Horizontalsynchronimpulse auftreten.

Bei Femsehsystemen, bei welchen das Videosignalgemisch auf einem Träger moduliert ist und 40 gesendet wird, können viele Fernsehempfänger in Gegenden weit vom Sender entfernt betrieben werden, wo ein schwaches Signal zu erwarten ist. Wegen des unvermeidbaren thermischen Rauschens und wegen verschiedener Arten von Störsignalen, die in Empfängernähe auftreten können, ist zu erwarten, daß das empfangene Videosignalgemisch und die aus ihm abgeleiteten Synchronisiersignale mit elektrischen Störungen vermischt sind. Diese elektrischen Störungen äußern sich als zufällige Veränderungen der 45 gewünschten Signalamplitude und können den Betrieb der Wiedergabeeinrichtung stark stören. Im allgemeinen äußern sich Synchronisationsstörungen durch ein Weglaufen oder durch Verzerrungen des auf dem Bildschirm wiedergegebenen Bildes. Die gesendeten Synchronisiersignalimpulse treten mit einer Frequenz auf, die sorgfältig überwacht und extrem stabil ist. Da vorhandene Störungen die Synchronsignale in zufälliger Weise überdecken, ist es allgemein üblich geworden, die Synchronisation der Horizontalablenk-50 Schaltung mit dem Horizontalsynchronimpulssignal unter Verwendung eines Oszillators durchzuführen, dessen Freilauffrequenz nahe der Horizontalablenkfrequenz liegt, wobei die genaue Frequenz und Phase indirekt mit Hilfe einer Phasensynchronisierschleife geregelt wird, die als AFPC-Schleife (automatische Frequenz- und Phasenregelschleife) bekannt ist, so daß die Oszillatorfrequenz und Phase mit derjenigen des Synchronisiersignals übereinstimmt. Wenn irgendein Synchronimpuls durch eine Störung überdeckt ist, 55 dann bleibt die Oszillatorfrequenz im wesentlichen unverändert, und die Ablenkschaltungen erhalten weiterhin reguläre Ablenksteuerimpulse.

In einer Phasensynchronisierschleife vergleicht ein Phasendetektor das Ausgangssigna! des Horizontaloszillators mit den von der Synchronsignaltrennschaltung abgetrennten Horizontalsynchronimpulsen und 2

AT 399 796 B erzeugt ein impulsförmiges Regelsignal entsprechend dem Frequenz- und Phasenunterschied zwischen diesen beiden Signalen. Das Regelsignal wird dann gefiltert und dem Oszillator so zugeführt, daß die Oszillatorfrequenz und Phase in Synchronismus mit der mittleren Frequenz und Phase der empfangenen Synchronimpuise bleibt. 5 Jedoch verhindern Perioden, in denen ein Horizontalsynchronimpulsverlust auftritt, daß die Schleife auf Änderungen der Phasenlage zwischen Ablenk- und Videosignalen anspricht. Es ist daher wünschenswert, alle Horizontalsynchronimpulse heranzuziehen, die nicht durch Störungen überdeckt sind, einschließlich der in den vertikalsynchron- und Ausgleichsintervallen auftretenden.

Weil die Phasensynchronisier- oder -regelschleife ein rückgekoppeltes System ist, bleibt ein uner-10 wünschter Rest-Phasenfehler zwischen Oszillatorsignal und Synchronisiersignal. Um diesen Phasenfehler möglichst klein zu halten, benötigt man eine hohe Schleifenverstärkung, aber dann wird die Schleife empfindlicher gegen Störungen. Man kann dem begegnen, indem man die für geschlossene Schleife geltende Bandbreite der Phasenregelschleife herabsetzt, dann kann aber die Ansprechzeit bei Übergängen unerwünschterweise reduziert werden. Damit ist oft ein Kompromiß zwischen Schleifenverstärkung und 15 Bandbreite notwendig.

Mit der Einführung integrierter Schaltungen für die Verarbeitung von Signalen niedriger Leistung in Fernsehgeräten ist es üblich geworden, mit einer Phasenregelschleife die von der Synchronsignaltrennschaltung gelieferten Horizontalsynchronsignale mit einer von dem geregelten Horizontaloszillator erzeugten Rechteckschwingung anstatt mit einem Sägezahnsignal zu vergleichen. Während des Synchronimpulsinter-20 valls tastet die Phasenregelschleife eine erste Stromquelle, welche einen Speicherkondensator mit einer ersten Polarität auflädt, wenn die Oszillatorrechteckausgangsschwingung einen hohen Wert hat, und welche die erste Stromquelle sperrt und eine zweite Stromquelle einschaltet, die so gepolt ist, daß sie den Kondensator entlädt, wenn das Oszillatorausgangssignal einen niedrigen Wert hat. Wenn die Rechteckschwingungsflanke des Oszillatorausgangssignais zentrisch zum Synchronimpuls liegt, dann sind die Lade-25 und Entladeauswirkungen gleich, und die mittlere Kondensatorspannung ändert sich nicht. Dabei wird die Oszillatorfrequenz konstant gehalten.

Bei dem beschriebenen Phasendetektortyp kann die Phasendetektorverstärkung und damit die Schleifenverstärkung der Phasenregelschleife während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpulsintervalle abnehmen, weil während der Vertikalsynchron- und Ausgleichsimpulsintervalle das Synchronsignal zweimal 30 während jeder Ausgangsrechteckschwingung des geregelten Oszillators auftritt und daher der Phasendetektor Vergleiche sowohl bei der Anstiegszeit wie auch der Abfallzeit der Rechteckschwingung durchführt. Änderungen der Oszillatorphase mit Änderungen des Phasendetektorausgangssignals während einer Hälfte der Rechteckschwingung führen zu einer gleichgroßen, aber entgegengesetzten Änderung während der anderen Hälfte der Rechteckschwingung, und es tritt somit im Mittel keine Änderung im Ausgangssignal 35 auf. Der Oszillator kann so in unkontrollierter Welse während der Vertikalsynchronisier- und Ausgleichsimpulsintervalle abwandern.

Eine solche Abnahme der Verstärkung der Phasenregelschleife kann von Nachteil sein, wenn im Vertikalaustastintervall eine schnelle Änderung der Horizontaloszillatorfrequenz oder Phase notwendig ist. Dies kann beispielsweise der Fall sein, wenn der Fernsehempfänger zur Wiedergabe von Information 40 benutzt wird, die auf einem Heimvideorecorder aufgezeichnet ist. Solche Bandaufzeichnungsgeräte haben oft mehrere Wiedergabeköpfe, die jeweils das Band mechanisch überstreichen. Bei einem üblichen System werden zwei Köpfe verwendet, die das Band abwechselnd für einen Zeitraum überstreichen, der demjenigen eines Halbbildes entspricht. Zur Vermeidung von Ausfällen oder Unterbrechungen der dargestellten Information beginnt die Abtastung des nachfolgenden Halbbildes durch den zweiten Kopf im wesentlichen 45 gleichzeitig mit dem Schluß der Abtastung durch den ersten Kopf. Jedoch führen leichte Unterschiede in der Banddehnung oder den Abmessungen der Bandtransportmechanik, die bei der Wiedergabe auf das Band einwirkt, verglichen mit der Bandspannung und den Abmessungen bei der Bandaufnahme zu Zeitunterschieden zwischen aufeinanderfolgenden Horizontalsynchronimpulsen in der Information bei der Aufzeichnung verglichen mit der Wiedergabe, insbesondere im Übernahmebereich zwischen den beiden so Köpfen. Dies führt zu einer Diskontinuität oder zu sprunghaften Änderungen der Phase der Horizontalsyn-chronimpuise, welche für die Synchronisierung des Horizontaloszillators zur Verfügung stehen, und ein Sprung tritt normalerweise etwa fünf Zeilen vor Ende eines Vertikalabtastintervalls und Beginn des Vertikalaustastintervalls auf. Eine schnelle Oszillatoränderungsgeschwindigkeit während des Vertikalaustast-intervalls ist notwendig, um die Horizontalosziilatorphase mit der Synchronsignalphase nach der Sprungän-55 derung in Übereinstimmung zu bringen, und diese Übereinstimmung muß durchgeführt sein, ehe die Abtastung des nächsten Halbbildes beginnt, damit das gewünschte Bild richtig wiedergegeben wird. Eine Abnahme der Phasenregelschleifenverstärkung während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronlmpulsinter-valie, wie sie während der Ausgleichsimpulse auftreten kann, kann eine schnelle Änderung des Horizonta- 3

AT 399 796 B loszillators und damit das Ausgleichen solcher Sprungänderungen verhindern. Dies kann zu einer scheinbaren Verbiegung oder zu Verzerrungen von Vertikallinien an der Rasteroberseite des wiedergegebenen Bildes führen.

Es ist aus der US-PS 3 846 584 vom 5. November 1974 bekannt, das Schleifenfilter von der Phasenregelschleife abzutrennen, um die Schleifenverstärkung für ein Intervall zu erhöhen, das untermittelbar dem Auftreten des Vertikalsynchronintervalls folgt, aber eine Abnahme der Phasendetektorverstärkung während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpulsintervalle, wie es beim Auftreten von Ausgleichsimpulsen der Fall sein kann, mag dennoch nicht eine schnelle Änderung des Horizontaloszillators verhindern und somit zu dem oben erwähnten scheinbaren Verbiegen oder Verzerren der Vertikallinien im wiedergegebenen Bild führen. Selbst wenn die zu dem wiederzugebenden Bild gehörigen Synchronisiersignale ihre Phaseniage nicht sprunghaft ändern, kann eine Abnahme der Phasenregelschleifenverstärkung während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronimpulsintervalie von Nachteil sein. Dies kann beispielsweise dann der Fall sein, wenn die beiden getasteten Stromquellen bei dem erwähnten Phasendetektortyp ungleiche Amplituden liefern. Ungleiche Auf- und Entladeströme führen zu einer zunehmenden Änderung im Steuersignal für den Horizontaloszillator und können dazu führen, daß der Oszillator während der Ausgleichs- und Vertikalsynchronintervalle, wo die Phasenregelschieifenverstärkung niedrig ist, in seiner Frequenz weggesteuert wird. Wird das Schleifenfilter während dieses Intervalls gemäß dem Vorschlag des oben erwähnten US-Patentes abgetrennt, dann kann der Oszillator sehr schnell aus seiner Frequenz weggeregelt werden, und es kann dann keine ausreichende Zeit vor Beginn des nächstfolgenden Abtastintervalls für eine Korrektur verbleiben, so daß die Vertikallinien des Wiedergabebildes verbogen oder verzerrt erscheinen. • Aufgabe der Erfindung ist es, eine Phasensynchronisierschleifenschaltung der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, welche die oben beschriebenen Nachteile herkömmlicher Schaltungen vermeidet.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die Phasensynchronisierschleife eine Schalteranordnung (60) zur selektiven Steuerung der Kopplung der Oszillatorsignale (Ausgangsignale von 54) oder der Synchronsignale (Θ) zum ersten Eingang des Phasendetektors (30) oder der Kopplung der Ausgangssignale des Phasendetektors (Ausgangsignale von 42) an den Steuereingang des Oszillators (Eingang von 50) enthält, derart, daß der Phasendetektor (30) den Oszillator (50) in Abhängigkeit von den Synchronsignalen steuert, die im wesentlichen in zeitlicher Koinzidenz nur mit den Übergängen der ersten Polarität der zugeführten Oszillatorsignale auftreten.

Die Erfindung wird nun anhand der Zeichnungen näher erläutert.

In den Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 einen Fernsehempfänger mit einer Frequenz- und Phasenregelschleife nach dem Stand der Technik:

Fig. 2 und 3 zeitliche Amplitudenverläufe bestimmter Spannungen und Ströme zur Veranschaulichung der Betriebsweise der Schaltung gemäß Fig. 1;

Fig. 4a einen anderen Fersehempfänger mit einer Frequenz- und Phasenregelschleife nach dem Stand der Technik;

Fig. 4b ein Schleifenfilter mit umschaltbarer Zeitkonstante zur Verwendung bei der in Fig. 4a dargestellten Schleife;

Fig. 5 eine Femsehempfängerschaltung gemäß der Erfindung;

Fig. 6 zeitliche Amplitudenverläufe bestimmter Spannungen und Ströme, wie sie beim Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 5 auftreten und

Fig. 7 ein Schaltbild eines Teiles der in Rg. 5 gezeigten Schaltung.

Der in Rg. 1 dargestellte Fernsehempfänger hat eine Antenne 10 zum Empfang von Rundfunk-Femsehsignalen, und diese Antenne ist an einen Tuner angeschlossen, der auch den ZF-Verstärker und Videodetektor enthält und insgesamt als Block 12 dargestellt ist. Er liefert ein Videosignalgemisch, das über eine Leitung I zu geeigneten Leuchtdichte- und Farbsignalverarbeitungsschaitungen 14 sowie zu einer Synchronsignalabtrennschaltung 16 gelangen. Die von der Schaltung 14 gelieferte Leuchtdichte- und Farbinformation wird einer Bildröhre 20 über Leuchtdichte- und Farbtreiberschaitungen 18 zugeführt.

Die Abtrennschaltung 16 trennt die Vertikalsynchronsignale vom Videosignalgemisch ab und koppelt sie über eine Leitung V zu einer Vertikalablenkschaltung 28, welche sich wiederholende Sägezahnförmige Treibersignale erzeugt, die in Synchronismus mit den Vertikalsynchronsignalen den Vertikalablenkwicklun-gen 29 der Bildröhre 20 zugeführt werden.

Die Abtrennschaltung 16 trennt auch die Horizontalsynchronimpulse aus dem Videosignalgemisch ab und führt sie über eine Leitung A einem Phasendetektor 30 zu, der ein erstes und ein zweites UND-Tor 32 bzw. 34 hat, die mit je einem Eingang an die Leitung A angeschlossen sind. Ein Filterkondensator 41 ist mit einer Klemme an Masse angeschlossen und erhält von einer Spannungsquelle B+ über eine getastete Stromquelle 42 einen Ladestrom. Eine zweite getastete Stromquelle 44 liegt parallel zum Kondensator 41 4

AT 399 796 B zu dessen Entladung. Die getastete Stromquelle 42 wird durch das Ausgangssignal des UND-Tores 32 gesteuert, die getastete Stromquelle 44 durch das Ausgangssignal des UND-Tores 34. Die Spannung am Kondensator 41 ist das Ausgangssignal der Phasenvergleichsschaltung 30. Diese Ausgangsspannung wird einem in seiner Frequenz regelbaren Horizontaloszillator 50 zugeführt, dessen Ausgangssignale dem Engang einer Horizontalablenkschaltung 51 zugeführt werden. Die Ablenkschaltung 51 erzeugt unter Steuerung durch den Oszillator 50 einen Horizontalablenkstrom, welcher den Horizontalablenkwicklungen 58 der Bildröhre 20 zugeführt wird. Die Horizontalablenkschaltung 51 steuert auch einen Hochspannungsgenerator 56 zur Erzeugung einer Endanodengleichspannung für die Bildröhre.

Das Ausgangssignal des Oszillators 50 wird auch über eine Leitung B einem zweiten Eingang des UND-Tores 34 und Uber einen Inverter 36 einem zweiten Eingang des UND-Tores 32 zugeführt.

Im Betrieb selektiert der Tuner ein Funksignal und mischt es mit einer Zwischenfrequenz, und nach Verstärkung und Demoduiierung wird ein Videosignalgemisch geliefert, welches der Information des selektierten Funksignales entspricht. Die Färb- und Leuchtdichteanteile des Videosignalgemisches werden den Steuerelementen der Bildröhre über die Signalverarbeitungsschaltung 14 und die Treiberschaltung 18 zugeführt, und die von der Abtrennschaltung 16 abgetrennten Vertikalsynchronsignale steuern die Vertikalablenkung.

Ein Amplituden/Zeit-Diagramm des Videosignalgemisches auf der Leitung I in der Nähe des Vertikal-austastintervalls ist in Fig.2 gezeigt. Das Vertikalaustasfintervail reicht vom Zeitpunkt TO, wo es beginnt, bis zum Zeitpunkt T8 und dauert etwa 19 Horizontalzeilen. Das Vertikalabtastintervall vor dem Zeitpunkt TO und nach dem Zeitpunkt T8 bis zum nächstfolgenden Zeitpunkt TO enthält Videoinformation und Horizontalsynchronsignale. Die Horizontalsynchronsignale wie die Impulse 220, 221 sind durch Intervalle 230 getrennt, in denen die Videoinformation mit einer niedrigeren Amplitude als die Synchronimpulse enthalten ist.

Die Vertikalsynchronisierinformation In dem in Eg. 2 gezeigten Videosignalgemisch tritt im Intervall zwischen den Zeitpunkten T2 und T4 des Vertikalaustastintervalls auf. Während dieses Intervalls T2 bis T4 erlauben sechs breite Impulse eine Aufladung eines nicht dargestellten RC-lntegrators der Synchronsignalabtrennschaltung auf einen Schwellwert. Wegen des Halbzeilenunterschiedes des Beginnzeitpunktes aufeinanderfolgender Vertikalhalbbilder würden im Intervall TO bis T2 auftretende Horizontalsynchronimpulse wie 220, 221 bewirken, daß der RC-lntegrator in aufeinanderfolgenden Halbbildern zum Zeitpunkt T2, wo das Synchronisierintervall beginnt, etwas unterschiedliche Ladungszustände einnimmt. Dies kann zu sich wiederholenden Änderungen bei der Triggerung des Schwellwertelementes der Synchronsignalabtrennschaltung führen, woraus wiederum Fehler bei der Bildverschachtelung resultieren können. Um dieses Problem zu vermeiden enthält das Videosignalgemisch im Zeitraum TO bis T2 Ausgleichsimpulse wie 240, welche mit der doppelten Horizontalfrequenz auftreten. Damit ergibt sich kein Unterschied im Intervall TO bis T2 vor dem Vertikalsynchronintervall zwischen geraden und ungeraden Halbbildern, und die Ladung des RC-lntegrators zum Zeitpunkt T2 sucht konstant zu bleiben. Da aufeinanderfolgende Halbbilder bezüglich der Phasenlage der Vertikalsynchronisierung einen Halbzeilenunterschied aufweisen, erfordert die Verschachtelung weiterhin, daß die Impulse mit der doppelten Zeilenfrequenz auftreten, damit die Phasenlage des Integratorausgangssignals gegenüber dem Beginn der Vertikalsynchronimpulse konstant bleibt.

Im Betrieb erzeugt die Synchronsignalabtrennschaltung 16 während des Vertikalabtastintervalles auf der Leitung A Synchronisiersignalimpulse, wie sie in Eg. 3a ausgezogen dargestellt sind. Der Impuls 300 dauert vom Zeitpunkt TO bis zum Zeitpunkt T2 der Fig. 3, und dieser Zeitraum fällt im wesentlichen mit der Zeit eines Horizontalimpulses wie des Impulses 220 gemäß Eg. 2 zusammen.* Die phasensynchronisier-schleife spricht auf die Impulse an, und der Oszillator 50 erzeugt an seinem Ausgang eine Rechteckschwingung 310 (Eg. 3b), die eine Flanke im Zeitpunkt TI zwischen TO und T2 hat. Die UND-Tore 32 und 34 werden so vorbereitet, daß sie auf an ihren zweiten Eingängen liegende Signale ansprechen, wenn ein Synchronimpuis, wie der Impuls 300, auf der Leitung A entsteht Die Tore 32 und 34 werden somit im Intervall TO bis T2 zum Leiten vorbereitet. Im Intervall TO bis T1, wenn die Rechteckschwingung 310 einen niedrigen Wert hat, liefert der Inverter 36 ein Signal hohen Wertes an den zweiten Eingang der Torschaltung 32, die daraufhin an ihrem Ausgang einen Stromquellen-Tastimpuls 320 (Fig. 3c) liefert. Die Stromquelle 42 gibt daraufhin einen Stromimpuls ab, welcher den Kondensator 41 auflädt und ebenfalls durch den Impuls 320 dargestellt sein kann.

Im Intervall T1 bis T2 haben sowohl der Synchronimpuls 300 als auch die Rechteckschwingung 310 hohe Werte, so daß das Tor 34 einen Torimpuls 330 (Eg. 3d) erzeugt. Hat die Rechteckschwingung 310 einen hohen Wert, dann läßt der Inverter 36 ein Eingangssignal des Tores 32 einen niedrigen Wert annehmen, und der vom UND-Tor 32 erzeugte Tastimpuls 320 endet. Damit leitet im Intervall T1 bis T2 die Aufladestromquelle 42 nicht und die Entladestromqueile 44 leitet. Solange der Zeitpunkt T1, wo die Flanke der Rechteckschwingung 310 auftritt, zentrisch im Intervall TO bis T2 bleibt, haben die Torimpulse 320 und 330 die gleiche Dauer, und die Tore 32 und 34 leiten abwechselnd. Sind die Amplituden der Stromquellen 5

AT 399 796 B 42 und 44 gleich, dann bleibt die Ladung auf dem Kondensator 41 im Mittel erhalten.

Wenn die Phase des vom Oszillator als Rechteckschwingung gelieferten Ausgangssignals 310 abwandert, wie dies im Intervall T6 bis T9 gezeigt ist, dann tritt die Flanke der Rechteckschwingung 2U einem Zeitpunkt T7 auf, der nicht zentrisch im Intervall T6 bis T9 liegt. Dies führt dazu, daß der Ladestromimpuls 320 und der Entladestromimpuls 330 ungleich lang werden, so daß sich die mittlere Kondensatorspannung ändert, und dadurch werden Frequenz und Phase des Horizontaloszillators 50 so verändert, daß die Flanke auf dem Synchronimpuls zentriert bleibt. Während der Vertikalsynchron- und Ausgleichsimpulsintervalle TO bis T6, die in Fig. 2 gezeigt sind, bewirken die Ausgleichsimpulse der doppelten Horizontalfrequenz ein doppelt häufiges Ansprechen der Synchronsignalabtrennschaltung 16. Daher werden zusätzlich zu den Impulsen 300 und 304 (Fig. 3a) zusätzliche Zwischenimpulse 302 auf der Leitung A erzeugt. Ein zusätzlicher Impuls 302 im Intervall T3 bis T5 bereitet die Tore 32 und 34 zum Leiten vor. Wie Fig. 3b zeigt, kann die Rechteckschwingung 310 in diesem Intervall eine Flanke haben. Im Intervall T3 bis T4 steuern Impulse 302 and die Rechteckschwingung 310 die Entladestromquelle 44 im Sinne der Erzeugung eines weiteren Entladestromes an, wie dies bei 332 veranschaulicht ist, und im Intervall T4 bis T5 erzeugt sie einen Tastimpuls 322, welcher die Ladestromquelle 42 aktiviert. Eine Änderung der Phasenlage der Oszillatorschwingung, wie es in Fig. 3b dargestellt ist, würde zu einer Änderung der Dauer des Impulses 322 führen, die gleich groß aber von entgegengesetzter Polarität wie die Änderung der Dauer des Impulses 320 ist. Dies gilt auch für den Impuls 332 bezüglich des Impulses 330. Infolge dieses zusätzlichen Ansprechens wärend der Vertikalsynchron- und Ausgleichsimpulsintervalie wird der Phasendetektor relativ unempfindlich auf Änderungen der Phase.

Fig. 4a zeigt das Blockschaltbild eines anderen bekannten Fernsehempfängers, der demjenigen gemäß Rg. 1 ähnlich ist. Entsprechende Elemente sind daher mit den gleichen Bezugszahlen bezeichnet.

Die Synchronsignalabtrennschaltung 16 trennt bei Rg. 4a die Vertikalsynchronsignale vom Videosignalgemisch ab und koppelt sie über eine Leitung V zum Logikteil 22 einer Vertikal-Abwärtszähl-Schaltung 24, die einen durch 525 dividierenden Teller 26 enthält. Die Schaltung 24 erzeugt vom Zähler abgeleitete Vertikaltreibersignale, die durch die Vertikalsynchronimpulse synchronisiert werden, welche als solche der Logikschaltung 22 zugeführt werden. Derartige Abwärtszähl- Schaltungen sind bekannt und beispielsweise in der US-PS 3 688 037 und US-PS 3 878 335 beschrieben.

Der Oszillator 50 erzeugt Ausgangssignale hoher Frequenz, wie etwa 503 kHz, welche dem Eingang eines durch 16 dividierenden Teilers 52 zugeführt werden. Der Teller 52 liefert ein Ausgangssignal der doppelten Zeilenfrequenz (2fH), welches dem Teiler 26 als Takteingangssignal und einem durch 2 dividierenden Teller 54 zur Erzeugung von Horizontalablenktreibersignalen der Horizontalfrequenz (fH) zugeführt werden. Diese fH-Signale vom Teiler 54 werden einer Horizontaiablenk- und Hochspannungserzeugerschaltung 56 zugeführt, welche die Endanodenspannung für die Bildröhre 20 und außerdem einen Sägezahnablenkstrom erzeugt, der durch die Hoiizontalablenkspuien 58 der Bildröhre 20 fließt.

Im Betrieb arbeitet die Schaltung gemäß Fig. 4 ähnlich derjenigen gemäß Fig. 1, und die Erläuterungen der in den Fig. 2 und 3 dargestellten Kurvenformen gelten auch für den Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 4a.

Rg. 4b zeigt ein Schleifenfilter, welches den Kondensator 41 ersetzen kann und zwischen einem langsamen und einem schnellen Reaktionszustand umschaltbar ist

Es wurde bereits gesagt daß Einbußen hinsichtlich des Ansprechens auf Ph'asenänderungen einem Zustand niedriger Verstärkung des Phasendetektors entsprechen, und dies ist insbesondere dann nachteilig, wenn die Phasensynchronisierschleife aufgrund von Videosignalen arbeiten muß, die von einem Bandgerät stammen, wobei der Oszillator zu einem Zeitpunkt nahe des Vertikalaustastintervalles seine Betriebsweise schnell ändern muß. Außerdem kann infolge der niedrigen Schleifenverstärkung der Oszillator aus der richtigen Phasenlage abwandem, wenn keine Sprungänderungen in der Phase des Eingangssignals auftreten. Dies kann beispielsweise eintreten, wenn die erwähnten Stromquellen 42 und 44 in ihrer Amplitude nicht perfekt einander angeglichen sind. Dann besteht nämlich eine mittlere Stromunsymmetrie, welche die Ladung auf dem Kondensator 41 verändert und zu Oszillatorschwingungsänderungen führt, die Zeit für die Wiederherstellung der richtigen Phasenlage nach dem Ende des Ausgleichsimpulsintervalls benötigt. Die Schnelligkeit des Weglaufens aus der richtigen Phasenlage kann im Zustand niedriger Verstärkung des Phasendetektors außerordentlich lang dauern, wem das umschaltbare Schleifenfilter gemäß Rg. 4b in seinem schnellen Zustand geschaltet ist. Ein solches Umschalten ist in dem bereits erwähnten US-Patent Nr. 3 846 584 und im US-Patent Nr. 4 144 544 beschrieben.

Rg. 5 zeigt als Blockdiagramm eine andere Ausführungsform des nach den Prinzipien der Erfindung gebauten Fernsehempfängers. Entsprechende Elemente sind hier in gleicher Weise wie in Rg. 4 bezeichnet. ln Fig. 5 wirkt eine Logikschaltung 60 als ein Schalter zwischen der Synchronsignalabtrennschaftung 16 6

AT 399 796 B und dem Phasendetektor 30. Die getastete Schaltung 60 laßt allgemein Synchronimpulse zum Phasendetektor 30 gelangen, um die Ansteuerung für die Horizontalablenkung mit den Synchronsignalen zu synchronisieren. Jeder zweite Ausgleichsimpuls kann jedoch nicht zum Phasendetektor gelangen (da nämlich der Schalter wahrend jedes zweiten Ausgleichsimpulses geöffnet ist), so daß der Phaserdetektor und die Phasensynchronierschleife nicht auf den jeweils zweiten Ausgleichsimpuls reagieren und die volle Phasensynchronisierschleifenverstärkung während der vertikalsynchron* und Ausgleichsimpulsintervalle aufrechterhalten bleibt. Die Schaltung 60 enthält ein Daten-(D)-Flipflop 62, dessen D-Bngang mit der Leitung B verbunden ist und vom Teiler 54 fH-Signale erhalt. Der Takt-Eingang des Flipflops 62 ist über eine Leitung C mit dem 2fH-Ausgang des Teilers 52 verbunden. Der Q-Ausgang des Flipflops 62 ist über eine Leitung D mit einem Eingang eines NAND-Tores 64 verbunden, dessen anderer Eingang über eine Leitung E an die Logikschaltung 22 angeschlossen ist. Der Ausgang des NAND-Tores 64 ist über eine Leitung F mit einem Eingang eines UND-Tores 66 verbunden, dessen anderem Eingang über die Leitung A von der Trennschaltung 16 Synchronimpulse zugeführt werden. Der Ausgang des UND-Tores 66 ist über eine Leitung G mit dem Phasendetektor 30 gekoppelt.

Im Betrieb erzeugt die Synchronsignalabtrennschaltung 16 auf der Leitung A sich wiederholende Synchronimpulse, die in Fig. 6a mit 300 bezeichnet sind. Die Synchronimpulse wiederholen sich mit der doppelten Horizontalfrequenz im Intervall zwischen TO und T6 entsprechend den Vertikaisynchron- und Ausgleichsimpulsintervallen, wie es im Zusammenhang mit Fig. 2 erläutert worden war. Das fH-Ausgangssi-gnal des Teilers 54 auf der Leitung B ist durch die Spannungsform 310 in Fig. 6b veranschaulicht. Das 2fH-Ausgangssignal des Teilers 52, welches über die Leitung C dem Flipflop 62 zugeführt wird, ist in Fig. 6c durch die Kurvenform 500 dargestellt. Während jeder negativen Flanke der Schwingung 500 wird der dem D-Eingang des Flipflops 62 zugeführte Logikpegel zum Q-Ausgang übertragen und dort beibehalten bis zur nächsten negativ gerichteten Fisunke der Schwingung 500. Das Signal am Q-Ausgang ist in Fig. 6d durch die Schwingungsform 510 veranschaulicht. Man sieht, daß diese Schwingung 510 ähnlich der Schwingung 310, jedoch gegenüber dieser um 90 * phasenverschoben ist. Das Eingangssignal der NAND-Schaltung 64 auf der Leitung E ist in Fig. 6e durch die Schwingungsform 520 veranschaulicht, die während des gesamten Vertikalabtastintervalls einen niedrigen Wert beibehalt und auf einen hohen Wert nahe dem Zeitpunkt TO übergeht, bei dem das Vertikalabtastintervall endet und das Vertikalaustastinterval! beginnt. Die Schwingung 520 bleibt auf einem hohen Wert bis zu einem späteren Zeitpunkt wie T6, wo die Ausgleichsimpulse enden. Die genaue Anfangs- und Endzeit der Schwingungsform 520 ist für die Erfindung nicht kritisch. Die Erzeugung von Signalen wie 520 bei einem Vertikal-Count-Down sind bekannt, worauf bereits hingewiesen wurde, so daß hier keine weitere Beschreibung notwendig ist. Die NAND-Schaltung 64 wird durch das Signal 520 während des dem Zeitpunkt T0 vorangehenden Vertikalabtastintervalls gesperrt und kann auf das phasenverschobene Signal 510 auf der Leitung D nur während des Intervalls T0 bis T6 reagieren, wo das Signal 520 einen hohen Wert hat. Im Intervall T0 bis T6 erzeugt die NAND-Schaltung 64 auf der Leitung F ein Signal 530 (Fig. 6f), welches in diesem Intervall invers zur phasenverschobenen Schwingung 510 verläuft. Hat das Signal 530 einen hohen Wert, dann wird das UND-Tor 66 aktiviert und kann Synchronimpulse durchlassen. Während derjenigen Intervalle, wo das Signal 530 einen niedrigen Wert hat, wird das UND-Tor 66 gesperrt und kann keine Synchronimpulse von der Abtrennschaltung 60 zum Phasendetektor 30 durchlassen. Da die Schwingung 530 gegenüber dem fH-Signal 310 in der Phase verschoben ist, ist sie auch gegenüber den Synchronimpulsen 300 phasenverschoben. Das bedeutet, daß anstelle eines Zusammenfallens der Flanken des Signals 530 mit denjenigen der Synchronimpulse 300 letztere auftreten, wenn das Signal 530 entweder einen hohen oder einen niedrigen Pegel aufweist. Damit wird verhindert, daß jeder andere Synchronimpuis 300 den Phasendetektor 30 im Intervall T0 bei T6 erreicht, wie dies durch das Signal 540 in Fig. 6g gezeigt ist. In dieser Figur veranschaulicht die ausgezogene Linie 540 die über die Leitung A durch das UND-Tor 66 zur Leitung G gelangenden Signale, während die gestrichelten Impulse 542 jeden zweiten Ausgieichsimpuls darstellen, der ausgetastet wird.

Bei der in Fig. 5 gezeigten Anordnung erhält der Phasendetektor während der Vertikalsynchron- und Ausgleichsintervalle nur im Bereich positiv gerichteter Flanken des fH-Signals 310 Synchronimpulse, nicht aber im Bereich negativ gerichteter Flanken. Damit wird die Verstärkung der Phasensynchronisierschleife sogar während der Ausgleichsintervalle beibehalten. Es sei darauf hingewiesen, daß die in Fig. 6 gezeigten Impulsformen aus Gründen der Klarheit übertrieben und nicht im genauen Maßstab dargestellt sind.

Die Wirkung des Phasendetektors auf die Phasensynchronisierschleife während jedes zweiten Ausgleichsimpulses kann auch durch andere Anordnungen unterbunden werden. Fig. 7 zeigt einen Teil eines Fernsehempfängers mit einer alternativen Ausführungsform der Erfindung. In Fig. 7 werden einem Phasendetektor 30, der dem anhand der Fig. 1, 4 und 5 beschriebenen gleicht, abgetrennte Horizontalsynchronimpulse über eine Leitung A zugeführt. Ein als Relais 668 gezeigter Schalter hat einen Arbeitskontakt 669, über welchen das Ausgangssignal des Phasendetektors 30 dem Schleifenfilterkondensator 41 zur Schie- 7

Claims (1)

1. AT 399 796 B bung des Regelsignales für den Oszillator 50 zugeführt wird. Eine getastete Schaltung 660 enthält ein D-Flipflop 662 und eine NAND-Schaltung 664. Das Flipflop 662 erhält über eine Leitung B vom Ausgang einer nicht dargestellten Zählerkette fH-lmpulse. Ein Takt-Eingang des Flipflops 662 erhält 2fH-Signale über eine Leitung C vom 2fH-Ausgang der nicht dargestellten Zählerkette. Der NAND-Schaltung 664 wird eine Leitung D ein Signal zugeführt, welches ähnlich dem Signal 510 in Fig. 6d ist. Ein dem Signal 520 in Fig. 6e ähnliches Signal wird dem anderen Eingang der NAND-Schaltung 664 über eine Leitung E zugeführt. Die NAND-Schaltung 664 führt ein dem Signal 530 in Fig. 6f ähnliches Signal der Erregerspule des Relais 668 über eine Leitung F zu. Während der Intervalle, wo das Signal 530 einen hohen Wert hat, wird die Spule des Relais 668 erregt, und sein Schalter ist geschlossen. Damit können Lade- und und Entladeströme über den Filterkondensator 41 aufgrund der Synchronimpulse 300 fließen. Während derjenigen Intervalle, in denen das Signal 530 einen niedrigen Wert hat und die jedem zweiten Ausgleichsimpuls im Intervall T0 bis T6 entsprechen, wird die Relaisspule nicht erregt und die Arbeitskontakte öffnen, so daß kein Strom im Kondensator 41 fließen kann, auch wenn die Stromquellen erregt sind. Damit verhindert die Anordnung der Tastschaltung 660 und des Relais 668, daß ein Ausgangssignal vom Phasendetektor 30 während jedes zweiten Ausgleichsimpuises erzeugt wird. Andere Ausführungsformen der Erfindung ergeben sich für den Fachmann. Insbesondere ist es bezüglich einer abgewandelten Fig. 5 ersichtlich, daß bei kontinuierlicher Zuführung von 2fH zum Phasendetektor die Phasenmehrdeutigkeit in anderer Weise gelöst werden kann als durch Zuführung von fH-Signalen zum Phasendetektor während eines Teils des Vertikälabtastintervalls. Beispielsweise kann man eine Torschaltung benutzen, um das fH-Ausgangssignai des Oszillators mit den von der Trennschaltung gelieferten Horizontalsynchronsignalen zu vergleichen, und ein 180 · -Phasenschieber kann zwischen den Ausgang des durch 2 dividierenden Flipflops, welcher das fH-Signal erzeugt, und die Horizontalablenkschaltung geschaltet werden. Der Phasenschieber wird inaktiviert, wenn das fH-Treibersignal für die Horizontalab-ienkschaltung gegenüber dem Ausgangssignal der Abtrennschaltung die falsche Phase hat. Auch Fig. 5 kann in verschiedener Weise abgewandelt werden. Beispielsweise können die aktiven Komponenten des Phasendetektors 30 während jedes zweiten Ausgleichsimpulses inaktiv gemacht werden, beispielsweise durch Unterbrechung der Verbindung zwischen den UND-Toren 32 und 34 und den gesteuerten Stromquellen 42 und 44. Das in Fig. 7 veranschaulichte Relais kann durch eine geeignete Obertragungsschaltung ersetzt werden. Das dem Phasendetektor zugeführte Ausgangssignal des Oszillators kann von der Horzontalablenkschaltung 56 statt vom Teiler 54 abgeleitet werden. Auch kann der Oszillator direkt mit der Zeilenfrequenz arbeiten, wobei Teiler überflüssig werden. Patentansprüche 1. Schaltung zur Phasensynchronisierung des Horizontaloszillators eines Fernsehempfängers mit einem steuerbaren Oszillator, an dessen Ausgang Oszillatorsignale mit aufeinanderfolgenden Übergängen einer ersten und einer zweiten Polarität erzeugt werden, und der einen Steuereingang aufweist, mit einem Phasendetektor, der einen ersten und einen zweiten Eingang aufweist und dessen Ausgang an den Steuereingang des steuerbaren Oszillators angeschlossen ist, mit einer Quelle für Horizontalsynchronsignale, die an einem Ausgang horizontalfrequente Impulse sowie im Intervall zwischen diesen auftretende Zwischenimpulse liefert, die während mindestens eines Teils des Vertikalaustastintervalls auftreten, wobei der Ausgang des steuerbaren Oszillators mit dem ersten Eingang des Phasendetektors und der Ausgang der Horizontalsynchronsignalquelle mit dem zweiten Eingang des Phasendetektors gekoppelt ist, so daß eine Phasensynchronisierschleife gebildet wird, die unter Steuerung durch die Synchronsignale die Frequenz des Oszillators synchronisiert und seine Phase regelt, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasensynchronisierschleife eine Schalte anordnung (60) zur selektiven Steuerung der Kopplung der Oszillatorsignale (Ausgangsignale von 54) oder der Synchronsignale (A) zum ersten Eingang des Phasendetektors (30) oder der Kopplung der Ausgangssignale des Phasendetektors (Ausgangsignale von 42) an den Steuereingang des Oszillators (Eingang von 50) enthält, derart, daß der Phasendetektor (30) den Oszillator (50) in Abhängigkeit von den Synchronsignalen steuert, die im wesentlichen in zeitlicher Koinzidenz nur mit den Übergängen der ersten Polarität der zugeführten Oszillatorsignale auftreten. Hiezu 6 Blatt Zeichnungen 8