DE2449536C3 - Phasenvergleichsschaltung - Google Patents
PhasenvergleichsschaltungInfo
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- 230000003068 static effect Effects 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 6
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 6
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 239000002800 charge carrier Substances 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
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- H04N5/04—Synchronising
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/04—Synchronising
- H04N5/12—Devices in which the synchronising signals are only operative if a phase difference occurs between synchronising and synchronised scanning devices, e.g. flywheel synchronising
- H04N5/123—Devices in which the synchronising signals are only operative if a phase difference occurs between synchronising and synchronised scanning devices, e.g. flywheel synchronising whereby the synchronisation signal directly commands a frequency generator
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- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/04—Synchronising
- H04N5/12—Devices in which the synchronising signals are only operative if a phase difference occurs between synchronising and synchronised scanning devices, e.g. flywheel synchronising
- H04N5/126—Devices in which the synchronising signals are only operative if a phase difference occurs between synchronising and synchronised scanning devices, e.g. flywheel synchronising whereby the synchronisation signal indirectly commands a frequency generator
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Description
Die Erfindung betrifft eine Phasenvergleichsschaltung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs ! vorausgesetzt
ist.
Automatische Frequenz- und Phasenvergleicher werden in verschiedenen Teilsystemen von Fernsehempfängern
eingesetzt. Derartige Schaltungen vergleichen ein vom Empfangssignal abgetrenntes Synchronsignal
mit einem intern erzeugten Signal, welches dieselbe Frequenz wie das empfangene Synchronsignal
haben soll und diesem gegenüber in einer ganz bestimmten zeitlichen Beziehung stehen soll. Wenn die
beiden verglichenen Signale nicht gleiche Frequenz oder Phase haben, dann wird eine Fehlerspannung
erzeugt Die Fehlerspannung wird einem spannungsgesteuerten Oszillator angelegt, um dessen Ausgangssignal
auf die richtige Frequenz und in die richtige Phasenlage zu bringen, wie es das mit ihm verglichene
empfangene Synchronsignal vorschreibt.
Nach diesem Prinzip arbeiten verschiedene Typen automatischer Phasenregelungsschaltungen für Horizontalablenkeinrichtungen
in Fernsehempfängern. Da solche Systeme eine endliche Gleichstrom-Schleifenverstärkung
haben, gibt es einen statischen Restphasenfehler. Das heißt, die Gleichstrom-Schleifenverstärkung
des an der Erzeugung der Phasenfehlerspannung beteiligten Regelkreises ist nicht hoch genug, um zu
garantieren, daß durch eine Drift der Oszillatorfrequenz hervorgerufene Phasendifferenz zwischen den beiden
verglichenen Signalen zu einer Selbstkorrektur des Phasenfehlers auf praktisch 0 führt. Ein solches System
liefert daher keine ausreichend präzise Regelung, um die im Empfänger intern erzeugten Oszillatorsignale exakt
phasenstarr mit den vom Fernsehsender kommenden Synchronsignalen zu machen. Der differentielle Phasenfehler,
d. h. die Phasendifferenz zwischen dem internen Oszillator des Empfängers und dem Synchronsignal,
hängt von der Freilauffrequenz des Oszillators ab. Dieser differentielle Phasenfehler wird häufig als
»endlicher statischer Phasenfehler« des automatischen Frequenz- und Phasenvergleichssystems bezeichnet.
Ein infolge dieses endlichen statischen Phasenfehlers auftretendes Problem hängt mit Maßnahmen zusammen,
die einen Verlust der Frequenz- und Phasensynchronisierung des spannungsgesteuerten Oszillators
verhindern, wenn während der Abfrageperiode für die
Fehlerspannung Rausch- bzw. Störsignale auftreten. Wenn im System ein endlicher statischer Phasenfehler
vorhanden ist, dann ist die gefilterte Spannung vom Ausgang des Phasenvergleichers nicht der gewünschte
Mittelwert des intern erzeugten Signals, weil die internen OsziUatorsignale, die etwas außer Phase mit
den empfangenen Synchronsignalen sind, nicht symmetrisch
auf beiden Seiten ihres Mittelwerts abgefragt werden. Somit liegt die Ausgangsspannung des Phasenvergleichers
näher an ihrem einen Extremwert als am anderen. Durch Rauschsignale wird das Synchronisiersignal
mit jeweils gleicher Wahrscheinlichkeit in der einen oder in der anderen Richtung gegenüber dem
internen Oszillator phasenverschoben, jedoch ist das interne Oszillatorsignal bereits durch den endlichen
statischen Phasenfehler außermittig phasenverschoben. Da die Phasensynchronisierschleife die Synchronisierung
verliert, wenn die Ausgangsspannung des Phasenvergleichers entweder einen positiven oder negativen
Extremwert ihrer Kennlinie überschreitet, bringen Störkomponenten im Synchronimpulssignal die Schleife
mit größerer Wahrscheinlichkeit außer Tritt, weil auf
der einen Seite ihrer Kennlinie ein verminderter Phasenspielraum zur Verfügung steht Zur Wiedergewinnung
der Synchronisierung braucht der Empfänger dann jedesmal eine beträchtliche Zeit, wenn er nach der
richtigen Frequenz und Phase der Schwingung sucht, die er hatte, bevor sein Oszillator durch den endlichen
statischen Phasenfehler und das Erscheinen von Rauschsignalen außer Gleichlauf gebracht wurde.
Es ist daher wünschenswert, den statischen Phasenfehler
im System zur Horizontal-Phasensynchronisierung zu eliminieren. Eine solche Phasenvergleichsschaltung
würde eine präzise Regelung eines internen Oszillators in einem Fernsehempfänger garantieren,
weil die Frequenz und die Phase des internen Oszillators ständig auf die Frequenz und die Phase der empfangenen
Sychronsignale abgestimmt wird. Außerdem würde eine Horizontal-Phasensynchronisierungsschleife mit
einem statischen Phasenfehler von im wesentlichen 0 « die Horizontalablenkeinrichtung gegenüber dem empfangenen
Synchronsignal stabil halten, so daß die Farbregelung, die automatische Verstärkungsregelung
und die automatische Frequenzregelung praktisch nicht durch die Drift in der Freilauffrequenz des Horizontal- «
Oszillators beeinträchtigt wird.
Es sind nun Phasenvergleichsschaltungen entwickelt worden (beispielsweise US-PS 37 30 989), bei denen die
Frequenznachregelungsschaltung für den Oszillator zwei umschaltbare Regelschleifen unterschiedlicher so
Zeitkonstanten enthält, die einerseits einem schnellen Einfangen mit großem Fangbereich bzw. andererseits
einem durch Störimpulse möglichst wenig beeinflußten Halten mit engem Haltebereich dienen. Hierbei kommt
es jedoch auf eine möglichst kurze Umschaltzeit zwischen den beiden Zeitkonstanten an, damit der
Übergang vom Einfangen der Oszillatorfrequenz zum Halten der richtigen Frequenz auch sicher erfolgt Die
aus der erwähnten Entgegenhaltung sowie eine aus den »IEEE Transaction on B;\»oücasi & Television Receivers«
vom Februar 1973, Nr. 1, S. 67 und 68 bekannte Phasenvergleichsschaltung weist eine an eine Gleichspannungsquelle
angeschlossene Signalverknüpfungsschaltung mit einem über einen den Ausgang bildenden
Verbindungspunkt an diesen angeschlossenen ersten Differenzverstärker auf, dessen erster Eingang mit einer
ersten Signalquelle der zu vergleichenden Signale und dessen zweiter Eingang mit einer Bezugsspannungsquelle
verbunden ist, ferner mit einer mit einer zweiten Signalquelle der zu vergleichenden Signale und dem
ersten Differenzverstärker verbundenen Schalteranordnung, welche unter Steuerung der Signale der zweiten
Signalquelle dem Differenzverstärker und der Signalverknüpfungsschaltung Betriebsstrom zuführt Hierbei
wird der emitterseitig an den Differenzverstärker angeschlossene Schalter durch die Synchronsignale
gesperrt Fließen im Differenzverstärker keine Kollektorströme mehr, so kann ein angeschlossener Strorr.-spiegel
in den nichtleitenden Zustand übergehen und die Phasenregelschleife umschalten.
Die Aufgabe der Erfindung besteht nun in der Angabe von Maßnahmen, ein schnelleres Umschalten der
Phasensynchronisierschaltung im Zustand der Synchronität und Phasengleichheit der miteinander zu vergleichenden
Signale zu erreichen. Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 angegebenen
Merkmale gelöst
Im Gegensatz zu den soeben erwähnten Schaltungen wird gemäß der Erfindung nicht lediglich ein Stromzuführungstransistor
für den Differenzverstärker gesperrt, sondern es wird zusätzlich ein weiterer Transistor zur
Bildung eines Oberbrückungsstrompfades eingeschaltet, wobei ein Transistor der Signalverknüpfungsschaltung
in die Sättigung gerät und die Basis eines im Kollektorausgangskreis des Differenzverstärkers vorgesehenen
Transistors mit der Betriebsspannungsquelle unmittelbar verbindet, während der Emitter dieses
Transistors auf ein sehr niedriges Potential gebracht wird, so daß die Ladungsträger aus seinem Basis-Emitter-Übergang
innerhalb sehr kurzer Zeit herausgeschwemmt werden und man eine dementsprechend außerordentlich kurze Umschaltzeit zwischen den
beiden Synchronisierschleifen erhält
Aus der Zeitschrift »Philips Technische Rundschau«, 32, Nr. 1, 1971/72, Seiten 1 bis 12 sind integrierbare
Grundschaltungen für analoge Signale bekannt, wobei u. a. (Fig. 7) eine gesteuerte Stromquelle oder ein sogenannter
Stromspiegel beschrieben sind, bei dem zwei PNP-Transistoren mit ihren Emittern zusammen an ein
Bezugspotential geschaltet sind und auch mit ihren Basiselektroden zusammengeschaltet sind, wobei an
diesem Zusammenschaltungspunkt außerdem der Kollektor des einen Transistors liegt, der somit als
Diode betrieben und parallel zur Basis-Emitter-Strecke des anderen Transistors liegt. Am Zusammenschaltungspunkt
der beiden Basen mit dem Kollektor des einen Transistors liegt ferner ein dritter Transistor mit
seinem Emitter, dessen Basis an den Kollektor des anderen Transistors angeschlossen ist, und dieser zuletztgenannte
Zusammenschaltungspunkt bildet den Stromeingang der Schaltung, während der Kollektor
des dritten Transistors den Stromausgang dieses Stromverstärkers bildet, dessen Ausgangsstrom streng proportional
zum Eingangsstrom verläuft. In dieser Zeitschrift ist ferner (Abb. 11) ein Differenzverstärker mit
unsymmetrischem Ausgang beschrieben, bei dem in üblicher Weise zwei Transistoren emitterseitig zusammengeschaltet
und an eine Stromquelle gelegt sind, während ihre beiden Kollektoren mit Eingang bzw.
Ausgang eines einfachen Stromspiegels angeschlossen sind, der seinerseits aus einem Transistor mit über seine
Emitter-Basis-Strecke geschalteter Diode in Form eines weiteren Transistors mit Kollektor-Basis-Überbrükkung
besteht.
Weiterhin ist aus der DE-OS 21 36 061 eine Stromverstärkerschaltung
bekannt, die ebenfalls einen Diffe-
renzverstärker aufweist, dessen beide emitterseitig zusammengeschaltete
Transistoren jeweils mit einer aktiven Kollektorlast beschaltet sind. Diese aktive
Kollektorlast ist ebenfalls nach Art eines Stromspiegels aufgebaut, verwendet jedoch einen Darlington-Transistor,
b«.i welchem zur schnelleren Basisladungsabführung bei Steuern der Schaltung in den Sperrzustand
ein zusätzlicher, als Diode geschalteter Transistor vorgesehen ist, der einen Rückkopplungszweig zur
schnelleren Abführung dieser Basisladungen schließt.
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert.
Fig. 1 zeigt teilweise in Blockform das Schaltbild !5
eines Fernsehempfängers, der eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung enthält;
F i g. 2 ist das Schaltbild der in F i g. 1 gezeigten Ausführungsform der Erfindung.
Bei der in F i g. 1 dargestellten Ausführungsform der Erfindung werden Fernsehsignalgemische von einer
Antenne 10 aufgefangen und in einem Teil des Empfängers verarbeitet, der in seiner Gesamtheit mit
dem Block 12 dargestellt ist. Der Block 12 enthält einen Tuner und H F-Verstärker, einen ZF-Verstärker, Video-
und Ton-Demodulatoren, einen Tonverstärker und Lautsprecher, einen Videoverstärker und, im Falle eines
Farbfernsehempfängers, Färb- und Farbregelschaltungen. Die gewonnenen Videosignale werden einer oder
mehreren Kathoden (symbolisch durch eine Kathode 24 dargestellt) sowie einem oder mehreren Steuergittern
(symbolisch mit 26 dargestellt) einer Bildröhre 22 zugeführt.
Eine Abtrennstufe 14 trennt die für die Wiedergabe eines Fernsehbildes benötigten Vertikal- und Horizontalsynchronsignale
von dem im Block 12 empfangenen und verstärkten Fernsehsignalgemisch ab. Die Abtrennstufe
14 liefert Vertikalsynchronimpulse an die im Block 16 enthaltenen Vertikalablenkschaltungen, wo sie dazu
verwendet werden, die Erzeugung des Vertikalablenk-Stroms zu synchronisieren. Der erzeugte sägezahnförmige
Vertikalablenkstrom erscheint an den Klemmen Y-Y, die mit den Vertikalablenkwicklungen 18 der
Bildröhre 22 verbunden sind.
Die Abtrennstufe 14 liefert ferner Horizontalsynchronimpulse
17 an eine doppelt funktionierende, insgesamt mit 100 bezeichnete Einrichtung zur automatischen
Frequenz- und Phasenregelung (AFPR). Die Synchronimpuls-Abtrennstufe 14 ist mit Eingängen
eines ersten sogenannten »Mitziehw-Phasenvergleichers
30, eines Köinzidenzgliedes 40 und eines zweiten
sogenannten »Festhaltew-Phasenvergleichers 50 verbunden. Ein weiterer Eingang des Koinzidenzgliedes 40
empfängt Rücklaufimpulse 92 von einer Horizontalablenk- und Hochspannungsstufe 90. Der Ausgang des
Koinzidenzgliedes 40 führt zu einem weiteren Eingang des ersten Phasenvergleichers 30. Ferner werden
sägezahnförmige Ablenksignale 91 von der Stufe 90 in die Einrichtung 100 zurückgekoppelt Diese Sägezahnsignale
werden anderen Eingängen sowohl des ersten Phasenvergleichers 30 als auch des zweiten Phasenvergleichers
50 zugeführt Die Ausgänge der beiden Phasenvergleicher 30 und 50 sind mit einem Kompensationsnetzwerk
70 verbunden, bestehend aus einem Fehlerspannungs-Speicherkondensator 71 parallel zu
einer »Anti-Pendel-Schaltung«, die einen Widerstand 72 und einen in Reihe dazugeschalteten Kondensator 73
enthält Die andere Seite des Kompensationsnetzwerks 70 ist mit Masse verbunden.
Die masseferne Seite des Kompensationsnetzwerks 70 ist außerdem mit einem hochohmigen spannungsgesteuerten
Oszillator 80 verbunden, dessen Ausgang zur Horizontalablenk- und Hochspannungsstufe 90 führt.
Der Mitzieh-Phasenvergleicher 30 und der Festhalte-Phasenvergleicher
50 steuern die Frequenz bzw. die Phase des Horizontaloszillators 80, indem sie das
Kompensationsnetzwerk 70 auf eine Fehlergleichspannung legen. Der spannungsgesteuerte Oszillator 80
ändert abhängig von dieser Fehlerspannung seine Schwingfrequenz derart, daß sie mit der Frequenz der
von der Abtrennstufe 14 kommenden Horizontalsynchronimpulse zusammenfällt.
Mit der Steuerung der Schwingfrequenz und der
Phase des spannungsgesteuerten Oszillators 80 wird sichergestellt, daß in der Horizontalend- und Hochspannungsstufe
90 die richtigen Ablenkströme erzeugt und verstärkt werden, um zwei an die Klemmen X-X
angeschlossene Horizontalablenkwicklungen 20 anzusteuern. Die in der Stufe 90 erzeugte Hochspannung
wird an eine Endanode 28 der Bildröhre 22 gelegt. Die Einrichtung 100 besteht aus zwei Schleifen oder
Regelkreisen. Die eine Schleife zieht die Schwingfrequenz des spannungsgesteuerten Horizontaloszillators
80 mit, d. h. sie bringt den Oszillator 80 innerhalb einer kleinen Fehlertoleranz auf die empfangene Horizontalablenkfrequenz.
Die andere Schleife hält den spannungsgesteuerten Oszillator 80 auf der Horizontalablenkfrequenz
und -Phase. Die Umschaltung von einer Schleife auf die andere geschieht mittels des Koinzidenzgliedes
40, welches die Horizontalsynchronimpulse von der Abtrennstufe 14 mit Rücklaufimpulsen 92
vergleicht, die während des Horizontalrücklaufintervalls in der Stufe 90 erzeugt werden.
Wenn der Phasenfehler zwischen den Horizontalsynchronimpulsen 17 und den Rücklaufimpulsen 92
beträchtlich ist, dann befindet sich der Mitzieh-Phasenvergleicher
30 im Regelkreis für den spannungsgesteuerten Oszillator 80. Dieser Phasenvergleicher 30 kann
ein beliebiger geeigneter Vergleicherlyp sein, der eine große Frequenzbandbreite und eine relativ niedrige
Ausgangsimpedanz hat Der Mitzieh-Phasenvergleichei 30 dient dazu, die Schwingfrequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators 80 in die Nähe der Frequenz der Horizontalsynchronimpulse 17 zu ziehen. Wenn dies
erreicht ist, dann ist der Phasenfehler zwischen den Horizontalsynchronimpulsen 17 und den Rücklaufimpulsen
92 klein genug, um das Koinzidenzglied 40 ansprechen zu lassen, womit angezeigt wird, daß
annähernd Phasenkoinzidenz besteht Zu diesem Zeitpunkt wird der Mitzieh-Phasenvergleicher 30 durch das
Koinzidenzglied 40 vom Regelkreis abgetrennt, und der Festhalte-Phasenvergleicher 50, der durch schmale
Frequenzbandbreite und hohe Ausgangsimpedanz gekennzeichnet ist, erwirbt die Kontrolle über der
Regelkreis, d. h. die Phasensynchronisieningsschleife.
Man erkennt, daß bei dieser Ausführungsform die
Umschaltung erfolgt, ohne daß der Festhalte-Phasenvergleicher 50 selbst geschaltet wird. Dies ist deswegen
möglich, weil der Mitzieh-Phasenvergleicher 30 ein Gerät mit Spannungsausgang und seiner charakteristischen
endlichen Gleichstrom-Schleifenverstärkung ist während der Festhalte-Vergleicher 50 ein Gerät mil
Stromausgang ist und daher eine unendliche Gleichstrom-Schleifenverstärkung und einen statischen Phasenfehler
von 0 bringt Daher ist der Einfluß des Festhalte-Phasenvergleichers 50 vernachlässigbar
wenn seine Ausgangsimpedanz durch das Vorhandensein des Mitzieh-Phasenvergleichers 30 belastet ist.
Obwohl der Festhalte-Vergleicher 50 hier als Phasenvergleicher bezeichnet wird, funktioniert er zwangsläufig auch als Frequenzvergleicher, denn Frequenz und
Phase sind nicht voneinander zu trennen, wenn sich beide Größen wie im vorliegenden Fall auf die
periodische Abtastung einer periodischen Wellenform beziehen.
Die Fig.2 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform des mit Stromausgang arbeitenden Festhalte-Phasenvergleichers 50. Die Klemme A ist die in F i g. 1 gezeigte
Eingangsklemme für die Horizontalsynchronimpulse, welcher die Synchronimpulse 17 zugeführt werden. Die
Klemme B empfängt die Horizontal-Sägezahnspannung
91, und die Klemme C ist mit dem Kompensationsnetzwerk 70 verbunden, wie es oben im Zusammenhang mit
F i g. 1 beschrieben wurde.
Der eine Pol einer Gleichspannungsquelle 60 liegt an der Anode einer Diode 51 und am Emitter eines
Transistors 52. Die Basis des Transistors 52 ist mit der Kathode der Diode 51 verbunden. Der Kollektor des
Transistors 52 liegt an der Basis eines Transistors 53, dessen Emitter ebenfalls mit der Kathode der Diode 51
verbunden ist Diese Schaltung aus der Diode 51 und den Transistoren 52 und 53 ste'lt eine Signalverknüpfungsschaltung dar.
Der Kollektor des Transistors 52 ist mit dem Kollektor eines Transistors 55 verbunden, und der
Kollektor des Transistors 53 liegt am Kollektor eines Transistors 54. Die Emitter der Transistoren 54 und 55
sind zusammengekoppelt, so daß ein erster Differentialverstärker gebildet wird. Die Basen der Transistoren 54
und 55 sind über zwei Widerstände 62 und 61 mit der Klemme B, & h. mit der Horizontalsägezahnspannung J5
verbunden. Die Basis des Transistors 54 ist außerdem über einen Kondensator 63 mit Masse verbunden. Der
gemeinsame Anschluß der Kollektoren der Transistoren 53 und 54 bildet den Ausgang C des Phasenvergleichers 50.
Die zusammengekoppelten Emitter der Differentialverstärkertransistoren 54 und 55 sind mit dem Kollektor
eines Transistors 56 verbunden. Die Basis dieses Transistors ist über einen Strombegrenzungswiderstand
66 mit der Klemme A verbunden. Der Emitter des Transistors 56 ist mit dem Emitter eines Transistors 57
und mit dem Kollektor eines Transistors 58 gekoppelt
Der Kollektor des Transistors 57 liegt am Verbindungspunkt der Kathode der Diode 51 mit der Basis des
Transistors 52 und dem Emitter des Transistors 53. Die Basis des Transistors 57 ist mit einer zweiten
Gleichspannungsquelle 65 verbunden. Die aus den Transistoren 56 und 57 bestehende Schaltung bildet
einen zweiten Differentialverstärker.
Der Transistor 58 liegt mit seinem Emitter an Masse und mit seiner Basis über einen Widerstand 68 an einer
Gleichspannungsquelle 67. Die Basis des Transistors 58 ist außerdem mit der Anode einer temperaturkompensierenden Diode 59 verbunden, deren Kathode an
Masse liegt
Der Kollektor des Transistors 53 ist ein Ausgang der aus den Elementen 51, 52 und 53 bestehenden
Signalverknüpfungsschaltung. Der Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistors 52 und der
Basis des Transistors 53 ist der eine Eingang, und der gemeinsame Anschluß der Kathode der Diode 51, der
Basis des Transistor 52 und des Emitters des Transistors 53 ist ein zweiter Eingang der Signalverknüpfungsschaltung. Die am Basis-Emitter-Übergang
des Transistors 52 erzeugte Spannung entspricht der Durchlaßspannung der Diode 51, da im vorliegenden
Fall diese beiden Elemente aus demselben Material bestehen, in im wesentlichen der gleichen Weise dotiert
sind und da die Basis-Emitter-Übergangsfläche des Transistors 52 im wesentlichen gleich ist der Anoden-Kathoden-Übergangsfläche der Diode 51.
Durch die Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 53 wird der Kollektor des Transistors 52 auf
einen Wert vorgespannt, der niedriger als die Basisspannung dieses Transistors ist Der Transistor 53
regelt die Spannung an der Diode 51 auf die Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 52,
so daß der Strom durch die Diode 51 gleich ist dem in den Emitter des Transistors 52 fließenden Strom. Wenn
man die geringen Basisströme vernachlässigt, dann ist der Emitterstrom des Transistors 53 gleich dem Strom
durch die Diode 51 oder den Transistors 42 vermindert um den Kollektorstrom des Transistors 57. Der
Ausgangsstrom des Phasenvergleichers am Verbindungspunkt der Kollektoren der Transistoren 53 und 54
wird dann gleich dem Strom durch die Diode 51 vermindert um die Kollektorströme der Transistoren 54
und 57.
Da der Strom durch die Diode 51 annähernd gleich ist dem Kollektorstrom des Transistors 55 in dessen
leitfähigem Zustand, ist der Ausgangsstrom des Phasenvergleichers annähernd gleich dem Kollektorstrom des Transistors 55 vermindert um die Kollektorströme der Transistoren 54 und 57.
Wenn der Transistor 57 leitet und sein Kollektorstrom größer ist als der Emitterstrom des Transistors 52,
dann wird der Transistor 53 schnell in den Sperrzustand getrieben. Die Transistoren 54, 55 und 56 verlieren
ebenfalls ihre Leitfähigkeit, und zwar wegen der
praktisch auf 0 gesunkenen Kollektorströme in den Transistoren 52 und 53 und der hohen Emitterspannung
am Transistor 57.
Wenn der Transistor 57 sperrt, dann liefert die aus
den Elementen 51 und 52 und 53 bestehende Signalverknüpfungsschaltung gleich große Ströme an
die Kollektoren der beiden den ersten Differentialverstärker bildenden Transistoren 54 und 55.
Die von der Horizontalend- und Hochspannungsstufe 90 über die Klemme B rückgekoppelte Horizontal-Sägezahnspannung 91 wird im Kondensator 63 eines aus
diesem Kondensator und einem Widerstand 62 bestehenden Integrators »geglättet«, um den Amplitudenmittelwert dieser Sägezahnspannung zu erhalten. Wenn die
Amplitude der Horizontal-Sägezahnspannung 91 positiv gegenüber ihrem Mittelwert ist, dann wird der
Transistor 55 mehr leitend als der Transistor 54, und zur Klemme C fließt ein Fehlerstrom, der die in der
Kompensationsschaltung 70 gespeicherte Fehlerspannung erhöht, um im spannungsgesteuerten Oszillator 80
(der gemäß F i g. 1 an die Klemme C angeschlossen ist) eine Frequenzverschiebung in einer ersten Richtung zu
bewirken.
Wenn die auf die Klemme B rückgekoppelte Sägezahnspannung 91 niedriger ist als der im Kondensator 63 gespeicherte »geglättete« oder mittlere Wert
dieser Spannung, dann fließt zur Klemme C ein Strom, der die im Kompensationsnetzwerk 70 gespeicherte
Fehlerspannung vermindert, um im spannungsgesteuerten Oszillator eine Frequenzverschiebung in entgegengesetzter Richtung zu bewirken.
gemessene hohe Impedanz kann der hohen Impedanz an den zusammengekoppelten Kollektoranschlüssen
der Transistoren 53 und 54 zugeschrieben werden, die den Stromerzeuger für den Ausgangsstrom des
Festhalte-Phasenvergleichers 50 darstellen.
Es ist vorteilhaft, die rückgekoppelte Sägezahnspannung
aus der Horizontalend- und Hochspannungsstufe 90 nur während eines kurzen Intervalls abzutasten,
wenn die Änderungsgeschwindigkeit der Sägezahnspannung am größten ist, d. h. während des Horizontal- ι ο
rücklaufintervalls. Daher wird ein aus den Transistoren
56 und 57 bestehender zweiter Differentialverstärker verwendet, um den ersten Differentialverstärker nur
während des Horizontalrücklaufintervalls zu tasten.
Dies geschieht durch derartige Ansteuerung des !5
Transistors 56 des zweiten Differentialverstärkers, daß die Transistoren 54 und 55 nur während eines Teils des
Horizontalrücklaufintervalls leitend werden können. Um dies zu erreichen, wird der Differentialverstärkertransistor
56 mit den an der Klemme A erscheinenden Horizontalsynchronimpulsen über den Basisschutzwiderstand
66 angesteuert. Wenn an der Klemme A gerade kein Horizontalsynchronimpuls erscheint, liefert
der aus den Transistoren 54 und 55 bestehende Differentialverstärker keinen Ausgangs-Fehlerstrom an
die Klemme Q da seine beiden Transistoren wegen des gesperrten Zustandes des Transistors 56 nichtleitend
sind.
Während der Zeit, wo an der Klemme A kein Horizontalimpuls erscheint, ist der Transistor 57 des
zweiten Differentialverstärkers leitend, da in seinem Basiskreis die Gleichspannungsquelle 65 liegt Der
Kollektor des Transistors 57 entzieht der aus den Elementen 51, 52, und 53 bestehenden Signalverknüpfungsschaltung
während dieses Intervalls Ausgangsstrom, da kein Strom durch den Kollektor des Transistor 52 oder 53 fließen kann, wenn der aus den
Transistoren 54 und 55 bestehende Differentialverstärker nichtleitend ist Dieser Entzug des Ausgangsstroms
der Signalverknüpfungsschaltung dient dazu, den Transistor 53 schnell in den Sperrzustand zu bringen.
Der Transistor 58 und die ihm zugeordneten Schaltungsteile, d. h. die Gleichspannungsquelle 67, der
Basisschutzwiderstand 68 und die temperaturstabilisierende Diode 59, bilden eine Konstantstromsenke für den
Ausgangsstrom des zweiten Differentialverstärkers, und zwar gleichgültig, ob dieser Strom der Ausgangsstrom
des ersten Differentialverstärkers (d. h. der über den Transistor 56 kommende Strom aus den Transistoren
54 und 55) ist, oder ob dieser Strom der entzogene Strom von der aus den Elementen 51, 52 und 53
gebildeten Signalverknüpfungsschaltung ist, der den Transistor 53 sperrt, wenn der Transistor 56 nichtleitend
ist.
Aufgrund der vorstehenden Erläuterungen kann man erkennen, daß der Phasenvergleicher 50 so lange
Fehlerstrom an seiner hochohmigen Ausgangsklemme C von den zusammengekoppelten Kollektoren der
Transistoren 53 und 54 zu dem praktisch unendlichen Gleichstromwiderstand des Kompensationsnetzwerks
70 liefert, wie ein Phasenfehler zwischen den Horizontalsynchronimpulsen
17 an der Klemme A und der Horizontal-Sägezahnspannung 91 an der Klemme B
vorhanden ist Man sieht also, daß der Regelkreis, in welchem der Festhalte-Phasenvergleicher 50 aktiv
beteiligt ist sobald der Mitzieh-Phasenvergleicher 30 abgetrennt ist, einen Regelkreis mit »perfekt integralem«
Verhalten bzw. mit einem statischen Phasenfehler von 0 darstellt. Der wesentliche Vorteil eines solchen
Regelkreises besteht in der Gewährleistung, daß der spannungsgesteuerte Horizontaloszillator 80 und die
Horizontalendstufe 90 mit den ankommenden Horizontalsynchronimpulsen 17 an der Klemme A perfekt
phasensynchronisiert sind und daß im Gleichgewichtszustand des automatischen Frequenz- und Phasenregelkreises
keine Fehierspannung am Kompensationsnetzwerk 70 erscheint.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (3)
1. Phasenvergleichsschaltung mit einer an eine Gleichspannungsquelle angeschlossenen Signalverknüpfungsschaltung
und einem über einen den Ausgang bildenden Verbindungspunkt an diese angeschlossenen ersten Differenzverstärker, dessen
erster Eingang mit einer ersten Signalquelle der zu vergleichenden Signale und dessen zweiter Eingang
mit einer Bezugsspannungsquelle verbunden ist, ferner mit einer mit einer zweiten Signalquelle der
zu vergleichenden Signale und dem ersten Differenzverstärker verbundenen Schalteranordnung,
welche unter Steuerung der Signale der zweiten Signalquelle dem Differenzverstärker und der
Signalverknüpfungsschaltung Betriebsstrom zuführt, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverknüpfungsschaltung
(51, 52, 53) zwei Transistoren (52,53) und eine Diode (51) enthält, deren Anode
zusammen mit dem Emitter des ersten Transistors
(52) an die Gleichspannungsquelle (60) angeschlossen ist und deren Kathode zusammen mit der Basis
des ersten Transistors (52) und dem Emitter des zweiten Transistors (53) einen ersten Anschluß der
Signalverknüpfungsschaltung bildet, während die mit dem Kollektor des ersten Transistors (52)
zusammengcschaltete Basis des zweiten Transistors
(53) einen zweiten Anschluß und der Kollektor des zweiten Transistors (53) einen dritten Anschluß der
Signalverknüpfungsschaltung bilden, mit denen der erste Differenzverstärker (54,55) verbunden ist, und
daß die Schalteranordnung (56, 57) an den erwähnten ersten Anschluß (Kathode der Diode 51)
der Signalverknüpfungsschaltung (51, 52, 53) zur Bildung eines den Betriebsstrom unter Umgehung
des dabei schnell sperrenden ersten Differenzverstärkers (54, 55) von diesem Anschluß ableitenden
Überbrückungsstrompfades (57, 58) angeschlossen ist.
2. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1, «o
bei der die Schalteranordnung einen an den ersten Differenzverstärker, die zweite Signalquelle (AX
eine zweite Bezugsspannungsquelle und den Überbrückungspfad angeschlossenen zweiten Differenzverstärker
aufweist, welcher den ersten Differenzverstärker einschaltet, wenn die Signale der zweiten
Signalquelle einen durch die zweite Bezugsspannung bestimmten Schwellwert erreichen, und bei der der
erste Differenzverstärker zwei steuerbare Stromleitungselemente enthält, deren Steuerelektroden an
ein Integrierglied angeschlossen sind, welches die erste Bezugsspannung als Mittelwert der Signale der
ersten Signalquelle (B) an den zweiten Eingangsanschluß liefert, bei der ferner der zweite Differenzverstärker
ein drittes und viertes steuerbares Stromleitungselement enthält, deren drittes mit seiner
Steuerelektrode den Schaltsignaleingang des zweiten Differenzverstärkers bildet und mit einem
Anschluß seiner Hauptstromstrecke an den einen Betriebsstromzuführungsanschluß des ersten Differenzverstärkers
angeschlossen ist und bei Vorliegen eines Signals von der Größe des Schwellwertes am
Schaltsignaleingang dem ersten Differenzverstärker Betriebsstrom zuführt, und deren viertes mit seiner
Steuerelektrode an die zweite Bezugsspannungs- &Γ'
quelle angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptstromstrecke des vierten steuerbaren
Stromleitungselementes (57) mit ihrem einen Anschluß (Kollektor) an den erwähnten, ersten
Anschluß der Signalverknüpfungsschahiuig (51, 52,
53) zur Bildung des Überbrückungsstrompfades (57, 58) und mit ihrem anderen Anschluß (Emitter) an
einen Anschluß (Emitter) der Hauptstromstreeke
des dritten steuerbaren Stromleitungselementes (56) angeschlossen ist
3. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die vier steuerbaren
Stromieitungselemente ein dritter, vierter, fünfter bzw. sechster Transistor (54,55,56 bzw. 57) sind, daß
Basis und Kollektor des zweiten Transistors (53) jeweils entsprechend mit den Kollektoren des
dritten bzw. vierten Transistors (54 bzw. 55) verbunden sind, deren Emitter zusammen an den
Kollektor des fünften Transistors (56) angeschlossen sind, und daß die Emitter des fünften und sechsten
Transistors (565 57) zusammen an eine Stromquelle (58) angeschlossen sind.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US407762A US3863080A (en) | 1973-10-18 | 1973-10-18 | Current output frequency and phase comparator |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2449536A1 DE2449536A1 (de) | 1975-04-30 |
DE2449536B2 DE2449536B2 (de) | 1978-06-08 |
DE2449536C3 true DE2449536C3 (de) | 1980-10-23 |
Family
ID=23613424
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2449536A Expired DE2449536C3 (de) | 1973-10-18 | 1974-10-17 | Phasenvergleichsschaltung |
Country Status (14)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3863080A (de) |
JP (1) | JPS523258B2 (de) |
AT (1) | AT355106B (de) |
AU (1) | AU7427174A (de) |
BE (1) | BE821102A (de) |
BR (1) | BR7408472D0 (de) |
CA (1) | CA995311A (de) |
DE (1) | DE2449536C3 (de) |
ES (1) | ES431140A1 (de) |
FR (1) | FR2248646B1 (de) |
GB (1) | GB1481555A (de) |
IT (1) | IT1020450B (de) |
NL (1) | NL7413655A (de) |
SE (1) | SE397458B (de) |
Families Citing this family (24)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 1974-10-09 SE SE7412701A patent/SE397458B/xx unknown
- 1974-10-10 GB GB43927/74A patent/GB1481555A/en not_active Expired
- 1974-10-11 BR BR8472/74A patent/BR7408472D0/pt unknown
- 1974-10-14 AU AU74271/74A patent/AU7427174A/en not_active Expired
- 1974-10-14 FR FR7434433A patent/FR2248646B1/fr not_active Expired
- 1974-10-15 BE BE149561A patent/BE821102A/xx unknown
- 1974-10-17 NL NL7413655A patent/NL7413655A/xx not_active Application Discontinuation
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- 1974-10-17 AT AT836674A patent/AT355106B/de not_active IP Right Cessation
- 1974-10-17 JP JP49120208A patent/JPS523258B2/ja not_active Expired
- 1974-10-18 ES ES431140A patent/ES431140A1/es not_active Expired
Also Published As
Publication number | Publication date |
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CA995311A (en) | 1976-08-17 |
SE7412701L (de) | 1975-04-21 |
NL7413655A (nl) | 1975-04-22 |
JPS50113157A (de) | 1975-09-05 |
BE821102A (fr) | 1975-02-03 |
FR2248646A1 (de) | 1975-05-16 |
ES431140A1 (es) | 1976-11-01 |
BR7408472D0 (pt) | 1975-08-05 |
JPS523258B2 (de) | 1977-01-27 |
AU7427174A (en) | 1976-04-15 |
AT355106B (de) | 1980-02-11 |
ATA836674A (de) | 1979-07-15 |
GB1481555A (en) | 1977-08-03 |
DE2449536B2 (de) | 1978-06-08 |
US3863080A (en) | 1975-01-28 |
SE397458B (sv) | 1977-10-31 |
FR2248646B1 (de) | 1977-07-08 |
IT1020450B (it) | 1977-12-20 |
DE2449536A1 (de) | 1975-04-30 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |