DE2449536B2

DE2449536B2 - Phasenvergleichsschaltung

Info

Publication number: DE2449536B2
Application number: DE2449536A
Authority: DE
Inventors: Steven Alan Clark N.J. Steckler (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-10-18
Filing date: 1974-10-17
Publication date: 1978-06-08
Also published as: DE2449536C3; CA995311A; SE397458B; US3863080A; JPS523258B2; FR2248646B1; DE2449536A1; JPS50113157A; AU7427174A; ES431140A1; AT355106B; ATA836674A; GB1481555A; BR7408472D0; FR2248646A1; SE7412701L; IT1020450B; BE821102A; NL7413655A

Description

Die Erfindung betrifft eine Phasenvergleichsschaltung, wie sie im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist

Automatische Frequenz- und Phasenvergleicher werden in verschiedenen Teilsystemen von Fernsehempfängern eingesetzt Derartige Schaltungen vergleichen ein vom Empfangssignal abgetrenntes Synchronsignal mit einem intern erzeugten Signal, welches dieselbe Frequenz wie das empfangene Synchronsignal haben soll und diesem gegenüber in einer ganz bestimmten zeitlichen Beziehung stehen soll. Wenn die beiden verglichenen Signale nicht gleiche Frequenz oder Phase haben, dann wird eine Fehlerspannung erzeugt Die Fehlerspannung wird einem spannungsgesteuerten Oszillator angelegt, um dessen Ausgangssignal auf die richtige Frequenz und in die richtige Phasenlage zu bringen, wie es das mit ihm verglichene empfangene Synchronsignal vorschreibt

Nach diesem Prinzip arbeiten verschiedene Typen automatischer Phasenregelungsschaltungen für Horizontalablenkeinrichtungen in Fernsehempfängern. Da solche Systeme eine endliche Gleichstrom-Schleifenverstärkung haben, gibt es einen statischen Restphasenfehler. Das heißt, die Gleichstrom-Schleifsnverstärkung des an der Erzeugung der Phasenfehlerspannung beteiligten Regelkreises ist nicht hoch genug, um zu garantieren, daß durch eine Drift der Oszillatorfrequenz hervorgerufene Phasendifferenz zwischen den beiden verglichenen Signalen zu einer Selbstkorrektur des Phasenfehlers auf praktisch 0 führt Ein solches System liefert daher keine ausreichend präzise Regelung, um die im Empfänger intern erzeugten Oszillatorsignale exakt phasenstarr mit den vom Fernsehsender kommenden Synchronsignalen zu machen. Der differentielle Phasenfehler, d. h. die Phasendifferenz zwischen dem internen Oszillator des Empfängers und dem Synchronsignal, hängt von der Freilauffrequenz des Oszillators ab. Dieser dilferentielle Phasenfehler wird häufig als »endlicher statischer Phasenfehler« des automatischen Frequenz- und Phasenvergleichssystems bezeichnet

Ein infolge dieses endlichen statischen Phasenfehlers auftretendes Problem hängt mit Maßnahmen zusammen, die einen Verlust der Frequenz- und Phasensynchronisierung des spannungsgesteuerten Oszillators verhindern, wenn während der Abfrageperiode für die

Fehlerspannung Rausch- bzw. Störsignale auftreten. Wenn im System ein endlicher statischer Phasenfehler vorhanden ist, dann ist die gefilterte Spannung vom Ausgang des Phasenvergleichers nicht der gewünschte Mittelwert des intern erzeugten Signals, weil die internen Oszillatorsignale, die etwas außer Phase mit den empfangenen Synchronsignalen sind, nicht symmetrisch auf beiden Seiten ihres Mittelwerts abgefragt werden. Somit liegt die Ausgangsspannung des Phasenvergleichers näher an ihrem einen Extremwert als am anderen. Durch Rauschsignale wird das Synchronisiersignal mit jeweils gleicher Wahrscheinlichkeit in der einen oder in der anderen Richtung gegenüber dem internen Oszillator phasenverschoben, jedoch ist das interne Oszillatorsignal bereits durch den endlichen statischen Phasenfehler außermittig phasenverschoben. Da die Phasensynchronisierschleife die Synchronisierung verliert, wenn die Ausgangsspannung des Phasenvergleichers entweder einen positiven oder negativen Extremwert ihrer Kennlinie überschreitet, bringen Störkomponenten im Synchronimpulssignal die Schleife mit größerer Wahrscheinlichkeit außer Tritt, weil auf der einen Seite ihrer Kennlinie ein verminderter Phasenspielraum zur Verfügung steht Zur Wiedergewinnung der Synchronisierung braucht der Empfänger dann jedesmal eine beträchtliche Zeit, wenn er nach der richtigen Frequenz und Phase der Schwingung sucht, die er hatte, bevor sein Oszillator durch den endlichen statischen Phasenfehler und das Erscheinen von Rauschsignalen außer Gleichlauf gebracht wurde.

Es ist daher wünschenswert, den statischen Phasenfehler im System zur Horizontal-Phasensynchronisierung zu eliminieren. Eine solche Phasenvergleichsschaltung würde eine präzise Regelung eines internen Oszillators in einem -Fernsehempfänger garantieren, weil die Frequenz und die Phase des internen Oszillators ständig auf die Frequenz und die Phase der empfangenen Sychronsignale abgestimmt wird. Außerdem würde eine Horizontal-Phasensynchronisierungsschleife mit einem statischen Phasenfehler von im wesentlichen 0 die Horizontalablenkeinrichtung gegenüber dem empfangenen Synchronsignal stabil halten, so daß die Farbregelung, die automatische Verstärkungsregelung und die automatische Frequenzregelung praktisch nicht durch die Drift in der Freilauffrequenz des Horizontaloszillators beeinträchtigt wird.

Es sind nun Phasenvergleichsschaltungen entwickelt worden (beispielsweise US-PS 37 3Oi 989), bei denen die Frequenznachregelungsschaltung für den Oszillator zwei umschaltbare Regelschleifen unterschiedlicher Zeitkonstanten enthält, die einerseits einem schnellen Einfangen mit großem Fangbereich bzw. andererseits einem durch Störimpulse möglichst wenig beeinflußten Halten mit engem Haltebereich dienen. Hierbei kommt es jedoch auf eine möglichst kurze Umschaltzeit zwischen den beiden Zeitkonstanten an, damit der Übergang vom Einfangen der Oszillatorfrequenz zum Halten der richtigen Frequenz auch sicher erfolgt Die aus der erwähnten Entgegenhaltung sowie eine aus den »IEEE Transaction on Braodcast & Television Receivers« vom Februar 1973, Nr. 1, S. 67 und 68 bekannte Phasenvergleichsschaltung weist eine an eine Gleichspannungsquelle angeschlossene Signalverknüpfungsschaltung mit einem über einen den Ausgang bildenden Verbindungspunkt an diesen angeschlossenen ersten Differenzverstärker auf, dessen erster Eingang mit einer ersten Signalquelle der zu vergleichenden Signale und dessen zweiter Eingang mit einer Bezugsspannungsquelle verbunden ist, ferner mit einer mit einer zweiten Signalquelle der zu vergleichenden Signale und dem ersten Differenzverstärker verbundenen Schalteranordnung, welche unter Steuerung der Signale der zweiten Signalquelle dem Differenzverstärker und der Signalverknüpfungsschaltung Betriebsstrom zuführt Hierbei wird der emitterseitig an den Differenzverstärker angeschlossene Schalter durch die Synchronsignale gesperrt Fließen im Differenzverstärker keine Kollektorströme mehr, so kann ein angeschlossener Stromspiegel in den nichtleitenden Zustand übergehen und die Phasenregelschleife umschalten.

Die Aufgabe der Erfindung besteht nun in der Angabe von Maßnahmen, ein schnelleres Umschalten der Phasensynchronisierschaltung im Zustand der Synchronität and Phasengleichheit der miteinander zu vergleichenden Signale zu erreichen. Diese Aufgabe wird durch die im KennzeichenteU des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst

Im Gegensatz zu den soeben erwähnten Schaltungen wird gemäß der Erfindung nicht lediglich ein Stromzuführungstransistor für den Differenzverstärker gesperrt, sondern es wird zusätzlich ein weiterer Transistor zur Bildung eines Überbrückungsstrompfades eingeschaltet, wobei ein Transistor der Signalverknüpfungsschaltung in die Sättigung gerät und die Basis eines im Kollektorausgangskreis des Differenzverstärkers vorgesehenen Transistors mit der Betriebsspannungsquelle unmittelbar verbindet, während der Emitter dieses Transistors auf ein sehr niedriges Potential gebracht wird, so daß die Ladungsträger aos seinem Basis-Emitter-Übergang innerhalb sehr kurzer Zeit herausgeschwemmt werden und man eine dementsprechend außerordentlich kurze Umschaltzeit zwischen den beiden Synchronisierschleifen erhält.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert

F i g. 1 zeigt teilweise in Blockform das Schaltbild eines Fernsehempfängers, der eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung enthält;

F i g. 2 ist das Schaltbild der in F i g. 1 gezeigten Ausführungsform der Erfindung.

Bei der in F i g. 1 dargestellten Ausführungsform der Erfindung werden Fernsehsignalgemische von einer Antenne 10 aufgefangen und in einem Teil des Empfängers verarbeitet, der in seiner Gesamtheit mit dem Block 12 dargestellt ist. Der Block 12 enthält einen

so Tuner und HF-Verstärker, einen ZF-Verstärker, Video- und Ton-Demodulatoren, einen Tonverstärker und Lautsprecher, einen Videoverstärker und, im Falle eines Farbfernsehempfängers, Färb- und Farbregelschaltungen. Die gewonnenen Videosignale werden einer oder mehreren Kathoden (symbolisch durch eine Kathode 24 dargestellt) sowie einem oder mehreren Steuergittern (symbolisch mit 26 dargestellt) einer Bildröhre 22 zugeführt

Eine Abtrennstufe 14 trennt di<; für die Wiedergabe eines Fernsehbildes benötigten Vertikal- und Horizontalsynchronsignale von dem im Block 12 empfangenen und verstärkten Fernsehsignalgemisch ab. Die Abtrennstufe !4 liefert Vertikalsynchronimpulse an die im Block 16 enthaltenen Vertikalablenkschaltungen, wo sie dazu verwendet werden, die Erzeugung des Vertikalablenkstroms zu synchronisieren. Der erzeugte sägezahnförmige Vertikalablenkstrom erscheint an den Klemmen Y-Y, die mit den Vertikalablenkwicklungen 18 der

Bildröhre 22 verbunden sind.

Die Abtrennstufe 14 liefert ferner Horizontalsynchronimpulse 17 an eine doppelt funktionierende, insgesamt mit 100 bezeichnete Einrichtung zur automatischen Frequenz- und Phasenregelung (AFPR). Die Synchronimpuls-Abtrennstufe 14 ist mit Eingängen eines ersten sogenannten »Mitzieh«-Phasenvergleichers 30, eines Koinzidenzgliedes 40 und eines zweiten sogenannten »Festhalte«-Phasenvergleichers 50 verbunden. Ein weiterer Eingang des Koinzidenzgliedes 40 empfängt Rücklaufimpulse 92 von einer Horizontalablenk- und Hochspannungsstufe 90. Der Ausgang des Koinzidenzgliedes 40 führt zu einem weiteren Eingang des ersten Phasenvergleichers 30. Ferner werden sägezahnförmige Ablenksignale 91 von der Stufe 90 in die Einrichtung 100 zurückgekoppelt Diese Sägezahnsignale werden anderen Eingängen sowohl des ersten Phasenvergleichers 30 als auch des zweiten Phasenvergleichers 50 zugeführt Die Ausgänge der beiden Phasenvergleicher 30 und 50 sind mit einem Kompensationsnetzwerk 70 verbunden, bestehend aus einem Fehlerspannungs-Speicherkondensator 71 parallel zu einer »Anti-Pendel-Schaltung«, die einen Widerstand 72 und einen in Reihe dazugeschalteten Kondensator 73 enthält Die andere Seite des Kompensationsnetzwerks 70 ist mit Masse verbunden.

Die masseferne Seite des Kompensationsnetzwerks 70 ist außerdem mit einem hochohmigen spannungsgesteuerten Oszillator 80 verbunden, dessen Ausgang zur Horizontalablenk- und Hochspannungsstufe 90 führt

Der Mitzieh-Phasenvergleicher 30 und der Festhalte-Phasenvergleicher 50 steuern die Frequenz bzw. die Phase des Horizontaloszillators 80, indem sie das Kompensationsnetzwerk 70 auf eine Fehlergleichspannung legen. Der spannungsgesteuerte Oszillator 80 ändert abhängig von dieser Fehlerspannung seine Schwingfrequenz derart, daß sie mit der Frequenz der von der Abtrennstufe 14 kommenden Horizontalsynchronimpulse zusammenfällt.

Mit der Steuerung der Schwingfrequenz und der Phase des spannungsgesteuerten Oszillators 80 wird sichergestellt, daß in der Horizontalend- und Hochspannungsstufe 90 die richtigen Ablenkströme erzeugt und verstärkt werden, um zwei an die Klemmen X-X angeschlossene Horizontalablenkwicklungen 20 anzusteuern. Die in der Stufe 90 erzeugte Hochspannung wird an eine Endanode 28 der Bildröhre 22 gelegt. Die Einrichtung 100 besteht aus zwei Schleifen oder Regelkreisen. Die eine Schleife zieht die Schwingfrequenz des spannungsgesteuerten Horizontaloszillators 80 mit, d. h. sie bringt den Oszillator 80 innerhalb einer kleinen Fehlertoleranz auf die empfangene Horizontalablenkfrequenz. Die andere Schleife hält den spannungsgesteuerten Oszillator 80 auf der Horizontalablenkfrequenz und -Phase. Die Umschaltung von einer Schleife auf die andere geschieht mittels des Koinzidenzgliedes 40, welches die Horizontalsynchronimpulse von der Abtrennstufe 14 mit Rücklaufimpulsen 92 vergleicht, die während des Horizontalrücklaufintervalls in der Stufe 90 erzeugt werden. ω

Wenn der Phasenfehler zwischen den Horizontalsynchronimpulsen 17 und den Rücklaufimpulsen 92 beträchtlich ist, dann befindet sich der Mitzieh-Phasenvergleicher 30 im Regelkreis für den spannungsgesteuerten Oszillator 80. Dieser Phasenvergleicher 30 kann ein beliebiger geeigneter Vergleichertyp sein, der eine große Frequenzbandbreite und eine relativ niedrige Ausgangsimpedanz hat. Der Mitzieh-Phasenvergleicher 30 dient dazu, die Schwingfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 80 in die Nähe der Frequenz der Horizontalsynchronimpulse 17 zu ziehen. Wenn dies erreicht ist, dann ist der Phasenfehler zwischen den Horizontalsynchronimpulsen 17 und den Rücklaufimpulsen 92 klein genug, um das Koinzidenzglied 40 ansprechen zu lassen, womit angezeigt wird, daß annähernd Phasenkoinzidenz besteht. Zu diesem Zeitpunkt wird der Mitzieh-Phasenvergleicher 30 durch das Koinzidenzglied 40 vom Regelkreis abgetrennt, und der Festhalte-Phasenvergleicher 50, der durch schmale Frequenzbandbreite und hohe Ausgangsimpedanz gekennzeichnet ist erwirbt die Kontrolle über den Regelkreis, d. h. die Phasensynchronisierungsschleife.

Man erkennt, daß bei dieser Ausführungsform die Umschaltung erfolgt, ohne daß der Festhalte-Phasenvergleicher 50 selbst geschaltet wird. Dies ist deswegen möglich, weil der Mitzieh-Phasenvergleicher 30 ein Gerät mit Spannungsausgang und seiner charakteristischen endlichen Gleichstrom-Schleifenverstärkung ist, während der Festhalte-Vergleicher 50 ein Gerät mit Stromausgang ist und daher eine unendliche Gleichstrom-Schleifenverstärkung und einen statischen Phasenfehler von 0 bringt. Daher ist der Einfluß des Festhalte-Phasenvergleichers 50 vernachlässigbar, wenn seine Ausgangsimpedanz durch das Vorhandensein des Mitzieh-Phasenvergleichers 30 belastet ist Obwohl der Festhalte-Vergleicher 50 hier als Phasenvergleicher bezeichnet wird, funktioniert er zwangsläufig auch als Frequenzvergleicher, denn Frequenz und Phase sind nicht voneinander zu trennen, wenn sich beide Größen wie im vorliegenden Fall auf die periodische Abtastung einer periodischen Wellenform beziehen.

Die Fig.2 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform des mit Stromausgang arbeitenden Festhalte-Phasenvergleichers 50. Die Klemme A ist die in F i g. 1 gezeigte Eingangsklemme für die Horizontalsynchronimpulse, welcher die Synchronimpulse 17 zugeführt werden. Die Klemme B empfängt die Horizontal-Sägezahnspannung 91, und die Klemme C ist mit dem Kompensationsnetzwerk 70 verbunden, wie es oben im Zusammenhang mit F i g. 1 beschrieben wurde.

Der eine Pol einer Gleichspannungsquelle 60 liegt an der Anode einer Diode 51 und am Emitter eines Transistors 52 Die Basis des Transistors 52 ist mit der Kathode der Diode 51 verbunden. Der Kollektor des Transistors 52 liegt an der Basis eines Transistors 53, dessen Emitter ebenfalls mit der Kathode der Diode 51 verbunden ist Diese Schaltung aus der Diode 51 und den Transistoren 52 und 53 stellt eine Signalverknüpfungsschaltung dar.

Der Kollektor des Transistors 52 ist mit dem Kollektor eines Transistors 55 verbunden, und der Kollektor des Transistors 53 liegt am Kollektor eines Transistors 54. Die Emitter der Transistoren 54 und 55 sind zusammengekoppelt, so daß ein erster Differentialverstärker gebildet wird. Die Basen der Transistoren 54 und 55 sind über zwei Widerstände 62 und 61 mit der Klemme B, d. h. mit der Horizontalsägezahnspannung verbunden. Die Basis des Transistors 54 ist außerdem über einen Kondensator 63 mit Masse verbunden. Der gemeinsame Anschluß der Kollektoren der Transistoren 53 und 54 bildet den Ausgang C des Phasenvergleichers 50.

Die zusammengekoppelten Emitter der Differentialverstärkertransistoren 54 und 55 sind mit dem Kollektor eines Transistors 56 verbunden. Die Basis dieses

Transistors ist über einen Strombegrenzungswiderstand 66 mit der Klemme A verbunden. Der Emitter des Transistors 56 ist mit dem Emitter eines Transistors 57 und mit dem Kollektor eines Transistors 58 gekoppelt.

Der Kollektor des Transistors 57 liegt am Verbindungspunkt der Kathode der Diode 51 mit der Basis des Transistors 52 und dem Emitter des Transistors 53. Die Basis des Transistors 57 ist mit einer zweiten Gleichspannungsquelle 65 verbunden. Die aus den Transistoren 56 und 57 bestehende Schaltung bildet einen zweiten Differentialverstärker.

Der Transistor 58 liegt mit seinem Emitter an Masse und mit seiner Basis über einen Widerstand 68 an einer Gleichspannungsquelle 67. Die Basis des Transistors 58 ist außerdem mit der Anode einer temperaturkompensierenden Diode 59 verbunden, deren Kathode an Masse liegt.

Der Kollektor des Transistors 53 ist ein Ausgang der aus den Elementen 51, 52 und 53 bestehenden Signalverknüpfungsschaltung. Der Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistors 52 und der Basis des Transistors 53 ist der eine Eingang, und der gemeinsame Anschluß der Kathode der Diode 51, der Basis des Transistors 52 und des Emitters des Transistors 53 ist ein zweiter Eingang der Signalverknüpfungsschaltung. Die am Basis-Emitter-Obergang des Transistors 52 erzeugte Spannung entspricht der Durchlaßspannung der Diode 51, da im vorliegenden Fall diese beiden Elemente aus demselben Material bestehen, in im wesentlichen der gleichen Weise dotiert sind und da die Basis-Emitter-Übergangsfläche des Transistors 52 im wesentlichen gleich ist der Anoden-Kathoden-Übergangsfläche der Diode 51.

Durch die Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 53 wird der Kollektor des Transistors 52 auf einen Wert vorgespannt, der niedriger als die Basisspannung dieses Transistors ist. Der Transistor 53 regelt die Spannung an der Diode 51 auf die Basis-Emitter-Übergangsspannung des Transistors 52, so daß der Strom durch die Diode 51 gleich ist dem in den Emitter des Transistors 52 fließenden Strom. Wenn man die geringen Basisströme vernachlässigt, dann ist der Emitterstrom des Transistors 53 gleich dem Strom durch die Diode 51 oder den Transistors 42 vermindert um den Kollektorstrom des Transistors 57. Der Ausgangsstrom des Phasenvergleichers am Verbindungspunkt der Kollektoren der Transistoren 53 und 54 wird dann gleich dem Strom durch die Diode 51 vermindert um die Kollektorströme der Transistoren 54 und 57.

Da der Strom durch die Diode 51 annähernd gleich ist dem Kollektorstrom des Transistors 55 in dessen leitfähigem Zustand, ist der Ausgangsstrom des Phasenvergleichers annähernd gleich dem Kollektorstrom des Transistors 55 vermindert um die Kollektor- ströme der Transistoren 54 und 57.

Wenn der Transistor 57 leitet und sein Kollektorstrom größer ist als der Emitterstrom des Transistors 52, dann wird der Transistor 53 schnell in den Sperrzustand getrieben. Die Transistoren 54, 55 und 56 verlieren bo ebenfalls ihre Leitfähigkeit, und zwar wegen der praktisch auf 0 gesunkenen Kollektorströme in den Transistoren 52 und 53 und der hohen Emitterspannung am Transistor 57.

Wenn der Transistor 57 sperrt, dann liefert die aus M den Elementen 51 und !»2 und 53 bestehende Signalverknüpfungsschaltung gleich große Ströme an die Kollektoren der beiden den ersten Diffcrcntialver stärker bildenden Transistoren 54 und 55.

Die von der Horizontalend- und Hochspannungsstufe 90 über die Klemme B rückgekoppelte Horizontal-Sägezahnspannung 91 wird im Kondensator 63 eines aus diesem Kondensator und einem Widerstand 62 bestehenden Integrators »geglättet«, um den Amplitudenmittelwert dieser Sägezahnspannung zu erhalten. Wenn die Amplitude der Horizontal-Sägezahnspannung 91 positiv gegenüber ihrem Mittelwert ist, dann wird der Transistor 55 mehr leitend als der Transistor 54, und zur Klemme C fließt ein Fehlerstrom, der die in der Kompensationsschaltung 70 gespeicherte Fehlerspannung erhöht, um im spannungsgesteuerten Oszillator 80 (der gemäß F i g. 1 an die Klemme C angeschlossen ist) eine Frequenzverschiebung in einer ersten Richtung zu bewirken.

Wenn die auf die Klemme B rückgekoppelte Sägezahnspannung 91 niedriger ist als der im Kondensator 63 gespeicherte »geglättete« oder mittlere Wert dieser Spannung, dann fließt zur Klemme C ein Strom, der die im Kompensationsnetzwerk 70 gespeicherte Fehlerspannung vermindert, um im spannungsgesteuerten Oszillator eine Frequenzverschiebung in entgegengesetzter Richtung zu bewirken.

Die von der Ausgarigsklemme C aus rückwärts gemessene hohe Impedanz kann der hohen Impedanz an den zusammengekoppelten Kollektoranschlüssen der Transistoren 53 und 54 zugeschrieben werden, die den Stromerzeuger für den Ausgangsstrom des Festhalte-Phasenvergleichers 50 darstellen.

Es ist vorteilhaft, die rückgekoppelte Sägezahnspannung aus der Horizontalend- und Hochspannungsstufe 90 nur während eines kurzen Intervalls abzutasten, wenn die Änderungsgeschwindigkeit der Sägezahnspannung am größten ist, d. h. während des Horizontalrücklaufintervalls. Daher wird ein aus den Transistoren 56 und 57 bestehender zweiter Differentialverstärker verwendet, um den ersten Differentialverstärker nur während des Horizontalrücklaufintervalls zu tasten.

Dies geschieht durch derartige Ansteuerung des Transistors 56 des zweiten Differentialverstärkers, daß die Transistoren 54 und 55 nur während eines Teils des Horizontalrücklaufintervalls leitend werden können. Um dies zu erreichen, wird der Differentialverstärkertransistor 56 mit den an der Klemme A erscheinenden Horizontalsynchronimpulsen über den Basisschutzwiderstand 66 angesteuert. Wenn an der Klemme A gerade kein Horizontalsynchronimpuls erscheint, liefert der aus den Transistoren 54 und 55 bestehende Differentialverstärker keinen Ausgangs-Fehlerstrom an die Klemme C, da seine beiden Transistoren wegen des gesperrten Zustandes des Transistors 56 nichtleitend sind.

Während der Zeit, wo an der Klemme A kein Horizontalimpuls erscheint, ist der Transistor 57 cjes zweiten Differentialverstärkers leitend, da in seinem Basiskreis die Gleichspnnnungsquelle 65 liegt. Der Kollektor des Transistors 57 entzieht der aus den Elementen 51, 52, und 53 bestehenden Signalverknüpfungsschaltung während dieses Intervalls Ausgangsstrom, da kein Strom durch den Kollektor des Transistor 52 oder 53 fließen kann, wenn der aus den Transistoren 54 und 55 bestehende Differentialverstärker nichtleitend ist. Dieser Entzug des Ausgangsstroms der Signalverknüpfungsiichaltung dient dazu, den Transistor 53 schnell in den Sperrzustand zu bringen.

Der Transistor 58 und die ihm zugeordneten Schaltungsteile, d. h. die Gleichspannungsquelle 67, der

Basisschutzwiderstand 68 und die temperaturstabilisierende Diode 59, bilden eine Konstantstromsenke für den Ausgangsstrom des zweiten Differentialverstärkers, und zwar gleichgültig, ob dieser Strom der Ausgangsstrom des ersten Differentialverstärkers (d. h. der über den Transistor 56 kommende Strom aus den Transistoren 54 und 55) ist, oder ob dieser Strom der entzogene Strom von der aus den Elementen 51, 52 und 53 gebildeten Signalverknüpfungsschaltung ist, der den Transistor 53 sperrt, wenn der Transistor 56 nichtleitend ist

Aufgrund der vorstehenden Erläuterungen kann man erkennen, daß der Phasenvergleicher 50 so lange Fehlerstrom an seiner hochohmigen Ausgangsklemme C von den zusammengekoppelten Kollektoren der Transistoren 53 und 54 zu dem praktisch unendlichen Gleichstromwiderstand des Kompensationsnetzwerks 70 liefert, wie ein Phasenfehler zwischen den Horizontalsynchronimpulsen 17 an der Klemme A und der Horizontal-Sägezahnspannung 91 an der Klemme B vorhanden ist. Man sieht also, daß der Regelkreis, in welchem der Festhalte-Phasenvergleicher 50 aktiv beteiligt ist, sobald der Mitzieh-Phasenvergleicher 30 abgetrennt ist, einen Regelkreis mit »perfekt integralem« Verhalten bzw. mit einem statischen Phasenfehler von 0 darstellt. Der wesentliche Vorteil eines solchen Regelkreises besteht in der Gewährleistung, daß der spannungsgesteuerte Horizontaloszillator 80 und die Horizontalendstufe 90 mit den ankommenden Horizontalsynchronimpulsen 17 an der Klemme A perfekt phasensynchronisiert sind und daß im Gleichgewichtszustand des automatischen Frequenz- und Phasenregelkreises keine Fehlerspannung am Kompensationsnetzwerk 70 erscheint.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

1 Patentansprüche:

1. Phasenvergleichsschaltung mit einer an eine Gleichspannungsquelle angeschlossenen Signalverknüpfungsschaltung und einem Ober einen den Ausgang bildenden Verbindungspunkt an diese angeschlossenen ersten Differenzverstärker, dessen erster Eingang mit einer ersten Signalquelle der zu vergleichenden Signale und dessen zweiter Eingang mit einer Bezugsspannungsquelle verbunden ist, ferner mit einer mit einer zweiten Signalquelle der zu vergleichenden Signale und dem ersten Differenzverstärker verbundenen Schalteranordnung, welche unter Steuerung der Signale der zweiten Signalquelle dem Differenzverstärker und der '⁵ Signalverknüpfungsschaltung Betriebsstrom zuführt, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverknüpfungsschaltung (51, 52, 53) zwei Transistoren (52,53) und eine Diode (51) enthält, deren Anode zusammen mit dem Emitter des ersten Transistors

(52) an die Gleichspannungsquelle (60) angeschlossen ist und deren Kathode zusammen mit der Basis des ersten Transistors (52) und dem Emitter des zweiten Transistors (S3) einen ersten Anschluß der Signalverknüpfungsschaltung bildet, während die mit dem Kollektor des ersten Transistors (52) zusammengeschaltete Basis des zweiten Transistors

(53) einen zweiten Anschluß und der Kollektor des zweiten Transistors (53) einen dritten Anschluß der Signalverknüpfungsschaltung bilden, mit denen der erste Differenzverstärker (54,55) verbunden ist, und daß die Schalteranordnung (56, 57) an den erwähnten ersten Anschluß (Kathode der Diode 51) der Signalverknüpfungsschaltung (51, 52, 53) zur Bildung eines den Betriebsstrom unter Umgehung des dabei schnell sperrenden ersten Differenzverstärkers (54, 55) von diesem Anschluß ableitenden Überbrückungsstrompfades (57, 58) angeschlossen ist

2. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 1, bei der die Schalteranordnung einen an den ersten Differenzverstärker, die zweite Signalquelle (A), eine zweite Bezugsspannungsquelle und den Überbrückungspfad angeschlossenen zweiten Differenzverstärker aufweist, welcher den ersten Differenz- verstärker einschaltet, wenn die Signale der zweiten Signalquelle einen durch die zweite Bezugsspannung bestimmten Schwellwert erreichen, und bei der der erste Differenzverstärker zwei steuerbare Stromleitungselemente enthält, deren Steuerelektroden an ein Integrierglied angeschlossen sind, welches die erste Bezugsspannung als Mittelwert der Signale der ersten Signalquelle (B) an den zweiten Eingangsanschluß liefert, bei der ferner der zweite Differenzverstärker ein drittes und viertes steuerbares Stromlei- tungselement enthält, deren drittes mit seiner Steuerelektrode den Schaltsignaleingang des zweiten Differenzverstärkers bildet und mit einem Anschluß seiner Hauptstromstrecke an den einen Betriebsstromzuführungsanschluß des ersten Diffe- ^Μ renzverstärkers angeschlossen ist und bei Vorliegen eines Signals von der Größe des Schwellwertes am Schaltsignaleingang dem ersten Differenzverstärker Betriebsstrom zuführt, und deren viertes mit seiner Steuerelektrode an die zweite Bezugsspannungsquelle angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptstromstrecke des vierten steuerbaren Stromleitungselementes (57) mit ihrem einen Anschluß (Kollektor) an den erwähnten, ersten Anschluß der Signalverknüpfungsschaltung (51, 52, 53) zur Bildung des ÜberbrUckuugsstrompfades (57, 58) und mit ihrem anderen Anschluß (Emitter) an einen Anschluß (Emitter) der Hauptstromstrecke des dritten steuerbaren Stromleitungselementes (56) angeschlossen ist

3. Phasenvergleichsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die vier steuerbaren Stromleitungselemente ein dritter, vierter, fünfter bzw. sechster Transistor (54,55,56 bzw. 57) sind, daß Basis und Kollektor des zweiten Transistors (53) jeweils entsprechend mit den Kollektoren des dritten bzw. vierten Transistors (54 bzw. 55) verbunden sind, deren Emitter zusammen an den Kollektor des fünften Transistors (56) angeschlossen sind, und daß die Emitter des fünften und sechsten Transistors (56, 57) zusammen an eine Stromquelle (58) angeschlossen sind.