DE2704707A1 - Schaltungsanordnung zur steuerung der stromueberlappung geschalteter ausgangsstufen - Google Patents

Description

RCA 69,968/Sch/Ba ^

Brit.Ser.No. O44O6/76

vom 4. Februar 1976/16. Dezember 1976

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

£chci L tungaanc-*dna_ng_ ?ur Steuerung der Stromüberlappung ge- _sehalteter Ausgangsstufen

I. ie Erfindung bezieht sich auf eine Vertikalablenkschaltung ⁴:ür Bildröhren, insbesondere auf eine Steuerschaltung für Stromübernahmeverzerrungen, Vertikale Stromübernahmeverzerrungen erscheinen auf dem Bildschirm einer Röhre als horizontale weiße Balken in der Mitte des Rasters. Stromübernahmeverzerrungen werden verursacht durch Nichtlinearitäten der Vertikalablenksägezahnschwingungsform. Stromübernahmeverzerrungen machen sich am meisten bemerkbar in Vertikalablenkschaltungen mit zwei aktiven Ausgangselementen, die abwechselnd während des Vertikalablenkintervalles leiten. Die Stromübernahmeverzerrung beginnt in dem Gebiet, in welchem das zweite aktive Ausgangselement die Last vorn ersten aktivers Ausgangselement in der Nähe

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des Ablenkstromwertes Null übernimmt. Ablenkschaltungen mit zwei aktiven Ausgangselementen sind beispielsweise übliche B-Verstärker, D-Verstärker und geschaltete Vertikalablenkschaltungen, von welch letzterem ein Beispiel in der gleichlaufenden britischen Patentanmeldung Nr. 07161/75 (deutsche Patentanmeldung P 26 03 162.9-31) des gleichen Erfinders unter dem Titel "Vertikal Deflection System" beschrieben ist.

Der tiefere Grund für die Ablenkstromverzerrungen beim Nulldurchgang ist bei diesen drei Systemen unterschiedlich. Bei B-Schaltungen treten Stromübernahmeverzerrungen wegen der nichtlinearen Steilheit (der Kollektorstrom-Basis-Emitter-Spannungs-Kennlinie) der Ausgangstransistoren im Arbeitspunkt in der Nähe des Kollektorstroms Null auf. Stromübernahmeverzerrungen bei B-Verstärkern lassen sich grundsätzlich auf einen akzeptablen Wert verringern, wenn man - in Verbindung mit einer amplitudenabhängigen Gegenkopplung über den Verstärker - einen endlichen Minimalstrom (Leerlaufstrom) durch die Ausgangstransistoren vorsieht. Bei D-Verstärkern, bei welchen der Vertikalablenkwicklung Rechteckspannungsimpulse konstanter Amplitude aber unterschiedlichen Tastverhältnisses zugeführt werden, rühren Stromübernahmeverzerrungen vom endlichen Spannungsabfall an den Dioden her, die einen Teil der Ausgangsschalter darstellen. Stromübernahmeverzerrungen bei D-Verstärkern lassen sich kleinhalten durch geeignete Impedanztransformationen oder durch Leitung des Ausgangsschalttransistors in Gegenrichtung, wie dies im US-Patent 3 939 380 von John Charles Peer unter dem Titel "Class D Amplifier" beschrieben ist.

Eine geschaltete Vertikalablenkschaltung, wie sie in der erwähnten gleichlaufenden Patentanmeldung beschrieben ist, zeigt StromübernahmeVerzerrungen aufgrund der Form der Rücklaufimpulse des Fernsehhorizontalablenksystems. Das geschaltete Vertikalablenksystem erhält seine Leistung unmittelbar aus den Horizontalrücklaufimpulsen. Diese werden ausgetastet, und aus ihnen abgeleitete Stromimpulse, deren Amplitude und Polarität

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mit der Vertikalfrequenz verändert wird, werden zur Ladung eines Kondensators benutzt. Eine Vertikalablenkwicklung ist über den Kondensator geschaltet, und der durch die Ablenkwicklung fließende Kondensatorentladungsstrom ist der Vertikalsägezahnablenkstrom.

Die Steuerung der beiden entgegengesetzt gepolten Stromimpulse, von denen der Sägezahnstrom im geschalteten Vertikalablenksystem abgeleitet wird, erfolgt mit Hilfe eines Transistorschalters für jede Strompolarität. Während des ersten Abschnittes des Vertikalablenkintervalles wird ein erster Transistorschalter in den Leitungszustand gesteuert, und zwar zu einem Zeitpunkt, der zunehmend gegenüber den Vorderflanken der Horizontalrücklaufimpulse verzögert wird. Auf diese Weise werden während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls Stromimpulse abnehmender Amplitude mit einer ersten Polarität dem Sägezahnkondensator zugeführt. Während der zweiten Hälfte des Ablenkintervalls wird der erste Thyristor nicht eingeschaltet, sondern der zweite Thyristor wird zu einem Zeitpunkt während des Rücklaufintervalls eingeschaltet, der während des übrigen Teiles des Ablenkintervalls zunehmend vorverlegt wird. Dadurch werden Stromimpulse zunehmender Amplitude dem Sägezahnkondensator zugeführt, und es entsteht ein entsprechender Sägezahnablenkstrom.

Da der Vertikalablenkstrom in einer geschalteten Vertikalablenkschaltung durch die zeitabhängige Tastung unmittelbar aus den Horizontalrücklaufimpulsen abgeleitet wird, führen zeitabhängige Schwankungen der Amplitude der Horizontalrücklaufimpulse zu Nichtlinearitäten des abgeleiteten Stroms. Insbesondere wenn in der Nähe der Mitte der Vertikalablenkung, wenn der erste Schalter nahe dem Ende des HorizontalrücklaufIntervalls eingeschaltet wird und einen Impuls kurzer Dauer liefert, welcher einen niedrigen mittleren Ablenkstrom darstellt, dann ergibt die kleine Amplitude des sinusförmigen Horizontalrücklauf-Spannungsimpulses am Ende des Rücklaufimpulsintervalls einen getasteten Stromimpuls unproportional kleiner Amplitude. So

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kann der Vertikalablenkstrom nahe der Mitte des Vertikalablenkintervalls den Strom Null zu früh erreichen, so daß eine Nulldurchgangsverzerrung als helle weiße Linie im Raster erscheint.

Stromübergangsverzerrungen in einer geschalteten Vertikalablenkschaltung lassen sich nicht kompensieren durch eine amplitudenabhängige Gegenkopplung, weil die Rückflanke der Horizontalrücklaufimpulse ungenügend Energie zur Lieferung der erforderlichen mittleren Leistung enthält. Um dieses Problem zu überwinden wird der Zeitpunkt gegenüber dem Horizontalrücklaufintervall, bei welchem der erste und der zweite Schalter in der Nähe der Mitte des Vertikalablenkintervalls gemäß dem Stande der Technik umgeschaltet werden, auf einen Zeitpunkt verschoben, bei dem Horizontalrücklaufimpuls nennenswerte Energie enthält. Dies führt zu einer Überlappungsbetriebsweise etwa in der Mitte des Hinlaufs, indem der zweite Schalter während Horizontalrücklauf interval en vor der Mitte des Vertikalablenkintervalles in den Leitungszustand gebracht wird und der erste Schalter zu einem Zeitpunkt nach der Mitte des ^T'ertikalablenklntervalles zu leiten aufhört. Diese öberlappungsweise erhöht die /erarbeitbare Leistung der geschalteten Vertikalablenkschaltung in der Nähe der Mitte der Vertikalablenkung. Der Überlappungsbetrieb der Schalter dient der Kompensation der nicht idealen Kurvenform der HorizontalrücklaufSpannungsimpulse, so daß ein Betrieb mit linearem Strom während des mittleren Bereiches der Vertikalablenkung erzielt wird.

Die Überlappung der Leitungsperioden des ersten und zweiten Schalters über das Ausmaß hinaus, welches erforderlich ist, um die Übergangsverzerrungen unbeachtlich zu machen, führt zu einem übermäßigen Leistungsverbrauch oder möglicherweise auch zu einem ade des Betriebs der Horizontalablenkschaltung, da die Überlappungsleitung einen großen Kreisstrom durch die Vertikalable· >p Itung verursacht und für die Horizontalablenkschaltung praktisch einen Furzschlußkreis bildet. Eine Regulierung der Überlappung der Leitungszeiten der VertikalSteuerschal-

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tung für eine optimale Gleichzeitigkeit gemäß der vorerwähnten gleichlaufenden Anmeldung, wird von Hand voreingestellt für eine lineare Ablenkung ohne übermäßigen Leistungsverbrauch.

Eine Steuerschaltung für die Leitungsüberlappung für geschaltete Vertikalablenkausgangsstufen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält ein Horizontalablenksystem, einen vertikalfrequenten Sägezahngenerator und eine Vertikalablenkwicklung. Vertikalablenkelemente, die an das Horizontalablenksystem angekoppelt sind, der Sägezahngenerator und die Vertikalablenkwicklung liefern zunehmend kleinere Energieanteile des Horizontalablenktreibersignals an die Vertikalablenkschaltung während eines ersten Abschnittes der Vertikalablenkperiode und zunehmend größerer Energieanteile des Horizontalablenktreibersignals während eines zweiten Abschnittes der Vertikalablenkperiode. Eine vorbestimmte Überschneidung oder Zeitüberlappung der ersten und zweiten Periode wird für die beste Betriebsweise des Systems erfordert. Eine Uberlappungssteuerschaltung mit einer Summier- und einer Signalverarbeitungsanordnung, welche ein Fehlersignal erzeugt, das die Gleichzeitigkeit des ersten und zweiten Abschnittes der Vertikalablenkperiode anzeigt und eine Kopplungseinrichtung, welche der ersten Einrichtung ein Fehlersignal zuführt, arbeiten in einem Gegenkopplungsbetrieb zur Verringerung des Unterschiedes zwischen der tatsächlichen und der vorbestimmten Gleichzeitigkeit.

Fig. 1 ist ein teilweise in Blockdarstellung ausgeführtes Schaltbild eines Teiles eines Fernsehempfängers mit einem geschalteten Vertikalablenksystem entsprechend der vorerwähnten gleichlaufenden Anmeldung unter Angabe der Anordnung der Verbindungen für den Anschluß einer Leitungsüberlappungssteuerschaltung gemäß der Erfindung;

Fig. 2a bis 2h zeigen Spannungs- und Stromkurven an verschiedenen Punkten der Schaltung gemäß Fig. 1 für den mittleren Teil des Vertikalablenkintervalls;

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Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform einer Leitungsüberlappungssteuerschaltung in Form einer Summier- und Signalverarbeitungsschaltung 300; und

Fig. 4, 5 und 6 zeigen einige Spannungsformen, wie sie in den Fig. 1 und 2 während eines vollständigen Vertikalablenkintervalls auftreten, sowie Spannungen und Ströme, welche durch die Summier- und Signalübertragungsschaltung gemäß Fig. 3 für unterschiedliche Betriebszustände der Schaltung erzeugt werden.

Fig. 1 veranschaulicht eine geschaltete Vertikalablenkschaltung, die in einem Fernsehempfänger enthalten sein kann. Horizontalsynchronimpulse 5 von einer nicht dargestellten Synchronimpulstrennschaltung werden einem Eingangsanschluß 6 eines Horizontalablenkgenerators 7 zugeführt. Der Horizontalablenkgenerator 7 kann von irgendeinem geeigneten Typ sein, der Horizontalablenkströme an eine Horizontalablenkwicklung 11 liefert, die an einer Kathodenstrahlröhre 10 montiert ist, und der horizontalfrequente Impulse für verschiedene Funktionen innerhalb eines Fernsehempfängers liefert. Eine Primärwicklung 8a eines Horizontalausgangstransformators 8 erhält Energie vom Generator 7.

Auf der Sekundärseite des Transformators 8 sind in Reihe ein Vertikalsteuerschalterthyristor SCR 13, eine Sekundärwicklung 8b, welche Horizontalrücklaufimpulse liefert, die mit 30' bezeichnet sind, eine Induktivität 14, eine Induktivität 16, eine zweite Sekundärwicklung 8c zur Lieferung von Horizontalrücklaufimpulsen und ein zweiter Vertikalsteuerschalterthyristor 17 in Reihe geschaltet. Gemäß Fig. 2a sind Horizontalrücklaufspannungsimpulse 30 zu sehen, die an den verschiedenen Sekundärwicklungen des Transformators 8 auftreten. Die in Fig. 1 dargestellten Spannungen entsprechen den Spannungen gemäß Fig. 2 und sind mit denselben Bezugsziffern bezeichnet. Die Kathode des Thyristors 17 liegt an Masse. Eine Induktivität 14 ist über einen Thyristor 13 an eine Induktivität 16 angeschlossen,

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und beide sind über einen Kondensator 15 an Masse und außerdem über eine Vertikalablenkwicklung 18 und einen Stromfühlrückführungswiderstand 19 mit Masse verbunden.

Im linken oberen Teil der Fig. 1 sieht man, daß vertikalfrequente Synchronimpulse 21, die von der nicht dargestellten Synchronsignaltrennschaltung abgeleitet werden, einem Eingangsanschluß 22 eines Vertikalsägezahngenerators 20 zugeführt werden, welcher an seinem Ausgang eine vertikalfrequente Sägezahnspannung in Synchronismus mit Vertikalsynchronimpulsen 21 erzeugt, wie dies als Kurvenform 45 dargestellt ist.

Die vertikalfrequente Sägezahnspannung vom Ausgang des Vertikalsägezahngenerators 20 wird mit Hilfe eines Widerstandes 46 dem nichtinvertierenden Eingang eines Verstärkers 47 zugeführt. Außerdem wird diesem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 4 7 über einen Widerstand 62 eine Bezugsgleichspannung V zugeführt, die von einem Spannungsteiler aus Widerständen 63 und 64 abgeleitet wird, welcher von der Bezugsspannung B+ nach Masse geschaltet ist. Die Verstärkung des Verstärkers 47 wird mit Hilfe einer Gegenkopplung vom Ausgang des Verstärkers zu seinem invertierenden Eingang über einen Widerstand 59 eingestellt.

Der Ausgang des Verstärkers 47 wird dem invertierenden Eingang des Inversionsverstärkers 66 über einen Widerstand 67 zugeführt. Die Verstärkung des Verstärkers 66 wird mit Hilfe eines Gegenkopplungswiderstandes 68, der vom Ausgang des Verstärkers 66 auf den invertierenden Eingang geführt ist, auf den Wert Eins gehalten. Dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 66 wird ferner über einen Widerstand 65 eine Bezugsspannung V_n zugeführt. Der invertierende Verstärker 66 bildet zusammen mit dem Verstärker 47 einen Phasenspaltertreiberverstärker 48 für Leistungssteuerstufen des geschalteten Vertikalablenksystems.

Der Ausgang des Verstärkers 47 wird einem ersten Eingang eines

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λλ

Oberseitenabtastimpulsbreitenmodulators 73 zugeführt. Der Ausgang des invertierenden Verstärkers 66 liegt am ersten Eingang eines Unterseitenabtastimpulsbreitenmodulators 81. Die Impulsbrei tenmodulatoren 73 und 81 haben zweite Eingänge, denen horizontalfrequente Impulse zugeführt werden, und sie erzeugen Steuerschaltertastimpulse durch einen Amplitudenvergleich der Signale, die ihren ersten und zweiten Eingängen zugeführt werden. Die Steuerschaltertastimpulse, welche durch die Impulsbreitenmodulatoren 73 und 81 erzeugt werden, sind durch Spannungen 31' und 32' dargestellt und werden den Steuerelektroden der Steuerschalterthyristoren 13 bzw. 17 über insgesamt mit 87 und 94 bezeichnete Emitterfolger zugeführt.

Etwa in der Mitte der Fig. 1 sieht man einen Rampen-Ein-Impulsgenerator 100. Der Basis eines Transistors 105 am Eingang des Generators 1OO wird über einen Widerstand 104 eine Vorspannung zugeführt. Die Vorspannung hält den Transistor 105 normalerweise in der Sättigung. Der Transistor 105 wird periodisch durch Horizontalrücklaufimpulse, die in der Transformatorsekundärwicklung 8d induziert werden und der Basis des Transistors 105 zugeführt werden nichtleitend gemacht, und zwar über einen Umkehrverstärker 103 und einen Spannungsteiler aus den Widerständen 101 und 102. Der Transistor 105 ist mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke über die Basis-Emitter-Strecke eines Transistors 107 geschaltet. Ist der Transistor 105 gesättigt, dann wird der Transistor 107 nichtleitend, da er keine Basis-Emitter— Vorspannung mehr hat. Der Emitter des Transistors 107 liegt an Masse, und sein Kollektor ist über einen Lastwiderstand 108 an die Betriebsspannung angeschlossen. Der Transistor 107 ist mit einer Miller-Rückkopplung versehen, bei welcher eti Kondensator 109 und ein Widerstand 111 in dieser Reihenfolge zwischen Kollektor und Basis geschaltet sind. Die Basis des Transistors 107 ist ebenfalls über einen Widerstand 106 an die Betriebsspannung gekoppelt.

Wenn der Transistor 105 gesättigt ist, fließt praktisch der ge-

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-Sf-

samte im Widerstand 106 fließende Strom über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 105 nach Masse. Da der Transistor 107 auf diese Weise nichtleitend gemacht wird, steigt seine Kollektorspannung auf eine Spannung, die durch einen Spannungsteiler bestimmt wird, welcher durch den Lastwiderstand 108 und die Reihenschaltung eines Widerstandes 130 mit einem einstellbaren Widerstand 131 gebildet wird, welche zwischen dem Kollektor des Transistors 107 uid Masse geschaltet sind. Die Kollektorspannung des Transistors 107 wird den zweiten Eingängen der Impulsbreitenmodulatoren 73 und 81 über einen Emitterfolgertransistor 112 und den zugehörigen Emitterwiderstand 113 zugeführt.

Wenn der Transistor 107 nicht leitet, lädt sich der Kondensator 109 auf die Spannung am Kollektor des Transistors 107 über eine Diode auf, welche zwischen Masse und den Verbindungspunkt des Kondensators 109 mit dem Widerstand 111 geschaltet ist. In dem Augenblick, wenn der Transistor 105 nichtleitend wird, neigt der durch den Widerstand 106 fließende Strom dazu, den Transistor 107 einzuschalten. Durch das Leiten des Transistors 107 wird die Kollektorspannung am Transistor 107 verringert, so daß eine negative Spannung über den Kondensator 109 gekoppelt wird, welche die Diode 110 abschaltet und praktisch den gesamten durch den Widerstand 106 fließenden und nicht zum Leitendmachen des Transistors 107 benötigten Strom über den Widerstand 111 fließen läßt. Dadurch wird der Kondensator 109 aufgeladen, und es entsteht eine abnehmende Sägezahnspannung am Kollektor des Transistors 107 während des HorizontalrücklaufIntervalls. Der auf den Strom durch den Widerstand 111 zurückzuführende zusätzliche Spannungsabfall bringt den Sägezahnkollektorstrom zur überlagerung mit einer Impulsspannung, wie dies durch die Spannungsform 114' veranschaulicht wird.

Am Ende des Horizontalrücklaufintervalls spannt der invertierte Horizontalrücklaufimpuls, der von der Sekundärwicklung 8d des Transformators erzeugt wird, die Basis-Emitter-Strecke des Tran-

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sistors 105 nicht langer in Sperrichtung vor, so daß dieser Transistor wieder in die Sättigung gerät. Die Kollektorspannung des Transistors 107 kehrt auf den Wert zurück, welcher durch den Spannungsteiler aus den Widerständen 108, 130 und 131 bestimmt ist.

Der durch den Widerstand 106 fließende Strom ist während des HorizontalrücklaufIntervalls praktisch konstant. Die durch den Widerstand 111 hervorgerufene Impulsspannungsversetzung ist daher praktisch konstant, da der Strom vom Widerstand 106, der in die Basis des Transistors 107 fließt, vernachlässigbar ist. Die Neigung der dem Impuls überlagerten Rampenspannung wird durch den Entladestrom durch den Kondensator 109 bestimmt, welcher der gleiche konstante Strom ist, welcher im Widerstand 111 fließt. Die Spannung, über welche sich der Rampenabschnitt des Rampen-Ein-Impuls-Ausgangs 114* des Generators 100 erstreckt, kann daher durch Einstellung des Widerstandes 131 bestimmt werden. Fig. 2b zeigt Spannungsimpulse 114, die vom Ausgang des Rampen-Ein-Impulsgenerators 100 den beiden Impulsbreitenmodulatoren 73 und 81 zugeführt werden. In Fig. 2 sind die Unterschie de zwischen aufeinanderfolgenden Horizontalintervallen zur besseren Erläuterung übertrieben worden.

Fig. 2b zeigt ebenfalls eine Sägezahnspannung 69, welche dem ersten Eingang des Modulators 73 zugeführt wird, und einen invertierten Sägezahn 70, welcher dem ersten Eingang des Modulators 81 zugeführt wird. In Fig. 2b ist die Beziehung zwischen den Sägezahnspannungen 69 und 70, dem Impuls 114 und der Bezugsspannung Vp in ihrer gegenseitigen Lage dargestellt, wobei die positiven Spannungen gegen den oberen Teil der Figur vergrößert sind. Die relativen Spannungen oder Lagen der Rampen-Ein-Impulse 114, der Sägezahnspannungen 69 und 70 und der Bezugsspannung sind in Fig. 2b für den Zustand der korrekten oder optimalen Überlappung oder des gleichzeitigen Leitens der Vertikalsteuerschalterthyristoren dargestellt. Die Periode der Gleichzeitigkeit ist der Zeitraum T₁ bis T₃ über den Mittel-

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Zeitpunkt T₂ des Vertikalablenkintervalls, währenddessen jeder Rampen-Ein-Impuls 114 sowohl die Sägezahnspannung 69 als auch 70 schneidet.

In Fig. 1 besteht der Impulsbreitenmodulator 7 3 aus einem Differenzverstärker mit Transistoren 72 und 74. Ein Widerstand 75 verbindet die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 72 und 74 mit einer Betriebsspannung. Der Basis des Transistors 72 wird eine Sägezahnschwingung 69' zugeführt, der Basis des Transistors 74 eine Sägezahnschwingung 114'. Der Modulator 73 erzeugt ein Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 74, wenn die Basisspannung dieses Transistors negativer als die Basisspannung des Transistors 72 ist. Aus Fig. 2c ist ersichtlich, daß die das Ausgangssignal des Transistors 74 des Modulators 73 darstellenden Spannungsimpulse 31 während derjenigen Zeiten auftreten, in denen die Impulse 114 negativer als die Sägezahnspannung 69 sind.

Ähnlich besteht der Impulsbreitenmodulator 81 aus einem Differenzverstärker mit Transistoren 80 und 82, die einen gemeinsamen Emitterwiderstand 83 haben. Der Modulator 81 erzeugt ein Ausgangssignal am Kollektor des Transistors 82 während derjenigen Zeiten, wo die durch die Impulse 114 gemäß Fig. 2b dargestellte Momentanimpulsspannung negativer als die invertierte Sägezahnspannung 70 ist, welche der Basis des Transistors 80 zugeführt wird. Betrachtet man Fig. 2d, dann sieht man aus einem Vergleich mit Fig. 2b, daß die Impulsausgangsspannung 32 am Kollektor des Transistors 82 während derjenigen Perioden auftritt, wo die Impulse 114 negativer als die invertierte Sägezahnspannung 70 sind.

In Fig.2e ist der Strom im Vertikalsteuerschalterthyristor 13 und der in Reihe geschalteten Induktivität 14 dargestellt. Während des Horizontalrücklaufintervalls erscheint eine Anoden-Kathoden- Spannung 30 über dem Thyristor 13, welche im Sinne eines Durchlaßstromes für diesen Thyristor gepolt ist. Jedoch

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/sr

leitet der Thyristor 13 nicht, solange nicht ein Steuerschaltertastimpuls wie der Impuls 31 in Fig. 2c seiner Steuerelektrode zugeführt wird. In diesem Augenblick leitet der Thyristor 13 und der Horizontalrücklaufspannungsimpuls, der von der Sekundärwicklung 8b erzeugt wird, wird über die Serienschaltung aus der Induktivität 14 und dem Kondensator 15 zugeführt. In der Induktivität 14 fließen Stromimpulse 33 infolge der zugeführten Spannung und laden den Kondensator 15 in einer ersten Polarität auf.

Bei einer Betrachtung der Stromimpulse 33 gemäß Fig. 2e sieht man, daß der die Spule 14 durchfließende Strom nicht momentan auf einen Maximalwert ansteigt. Auch fließt weiterhin ein Strom durch die Serienschaltung des Thyristors 13 mit der Sekundärwicklung 8b, der Induktivität 14 und dem Kondensator 15, nachdem der Steuerschaltertastimpuls 31 beendet ist, weil im magnetischen Feld der Induktivität 14 noch Energie gespeichert ist und der Thyristor eine entsprechende Charakteristik hat. Die Induktivität 14 entlädt in einer Schwingung ihre gesamte Energie in den Kondensator 15 während und unmittelbar nach jedem Horizontalrücklaufimpuls. Wenn die aus Induktivität 14 und Kondensator 15 bestehende Resonanzschaltung den Strom durch den Thyristor 13 umzukehren sucht, dann wird dieser Thyristor nichtleitend und verhindert einen weiteren Stromfluß. Der Thyristor 13 bleibt nichtleitend, bis der nachfolgende Horizontalrücklaufimpuls zusammen mit einem Steuertastimpuls zugeführt wird.

In ähnlicher Weise fließen Stromimpulse 34 gemäß Fig. 2f durch den Thyristor 17, die Sekundärwicklung 8c und die Induktivität 16, um den Kondensator 15 in entgegengesetzter Polarität aufzuladen. Der Kondensator 15 wird durch den Ablenkstrom in der Induktivität 18 entladen. Die am Kondensator 15 als Folge dieser Aufladung und Entladung entstehende Spannung ist in Fig. 2g als Kurvenform 27 dargestellt. Die Vertikalablenkwicklung 18 integriert die Spannung am Kondensator 15 zur Bildung eines praktisch linearen Sägezahnablenkstromes, welcher in Fig. 2h als Schwingung 86 dargestellt ist.

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Der in der Ablenkwicklung 18 infolge der am Kondensator 15 auftretenden Spannung fließende Ablenkstrom 86 fließt über einen Stromfühlwiderstand 19 nach Masse. Die am Widerstand 19 auftretende Spannung entspricht unmittelbar dem Ablenkstrom in einem Maßstabsfaktor, der durch die Größe des Widerstandes 19 bestimmt wird. Also kann die Schwingungsform 86 gemäß Fig. 2h auch die Spannung am Widerstand 19 veranschaulichen. Die Spannung am Widerstand 19 wird über einen Widerstand 49 auf den invertierenden Eingang eines Treiberverstärkers 4 8 zurückgeführt und hat eine solche Polarität, daß sie sich von der Sägezahnschwingung 45 subtrahiert, welche dem nichtinvertierenden Eingang des Treiberverstärkers 48 zugeführt wird. Daher stellen die Ausgangsspannung 69' und 70' des Treiberverstärkers 48 eine verstärkte Fehlerspannung in einer amplitudensteuernden Gegenkopplungsschleife dar.

Betrachtet man wiederum Fig. 2c, dann sieht man, daß der Steuerschaltertastimpuls 31 sowohl vor als auch nach dem Zeitpunkt T₂ in der Mitte der Vertikalablenkung auftritt. In gleicher Weise treten Schaltertastimpulse 32 zu Zeiten vom Zeitpunkt T~ in der Mitte der Vertikalabtastung auf. Dies geschieht, damit der Steuerschalter in Zeiten des HorizontalrücklaufIntervalls getastet wird, in welchen genügend Energie entnommen werden kann, um die erforderliche Vertikalablenkleistung aufrechtzuerhalten, und dies führt zu einem gleichzeitigen Leiten der Schalter. Dieses gleichzeitige Schalterleiten hat jedoch eine Stromzirkulation durch die Schaltthyristoren und Induktivitäten 14 und 16 zur Folge und äußert sich als niederohmige Belastung der Sekundärwicklungen 8b und 8c.

Der Fachmann erkennt, daß das Uberlappungssteuerpotentiometer 131, mit Hilfe dessen die Spannung gesteuert wird, innerhalb deren der Rampen-Ein-Impuls 114 verläuft, den Schnittpunkt mit den vertikalfrequenten Sägezahnfehlerspannungen 69 und 70 bestimmt. Dies wiederum bestimmt die Dauer der Steuerschaltertastimpulse 31 und 32 und den Leitungszustand der Thyristoren

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13 und 17. Die in Verbindung mit Fig. 1 beschriebene Gleichzeitigkeitssteuerschaltung läßt sich als Offen-Schleifen-Steuerschaltung bezeichnen. Eine bestimmte Einstellung des Uberlappungssteuerwiderstandes 131, die zu einer bestimmten Zeit ein Optimum der Gleichzeitigkeit ergibt, kann aber als Folge einer Bauelementenalterung, oder von Betriebsspannungs- und Temperaturschwankungen zu einer anderen Zeit ungenügend oder zuviel Überschneidung ergeben.

Die hier zu beschreibende Erfindung stellt sich als eine bei geschlossener Schleife gegengekoppelte Gleichzeitigkeitssteuerschaltung dar, bei welcher der Block 120 in Fig. 1 ersetzt ist und welche Widerstände 64 und 131 sowie eine insgesamt mit 300 bezeichnete Summier- und Signalverarbeitungsschaltung enthält, wie nachfolgend beschrieben wird. Die Funktion der Summier- und Signalverarbeitungsschaltung 300 gemäß Fig. 3 besteht in der Erzeugung eines Fehlersignals, welches den Zustand der Gleichzeitigkeit gegenüber der erwünschten Gleichzeitigkeit angibt. Die Anschlüsse A-F und VR der Summier- und Signalverarbeitungsschaltung 300 können mit den entsprechenden Anschlüssen gemäß Fig. 1 verbunden werden.

Mit Bezug auf die Fig. 1, 2 und 3 sei bemerkt, daß der Anschluß F die Rückkopplungsspannung 86, welche am Stromfühlwiderstand 19 erzeugt wird, auf ein Ende eines Widerstandes 316 der Summier- und Signalverarbeitungsschaltung 3OO führt. Ähnlich koppelt der Anschluß D die invertierte Amplitudenfehlertreiberspannung 70 vom Treiberverstärker 48 auf ein Ende eines Widerstandes 315. Die anderen Enden der Widerstände 315 und 316 sind miteinander verbunden und bilden den Ausgang einer Summierschaltung 314.

Fig. 5a zeigt eine Rückkopplungsspannung 86, wie sie dem Anschluß F zugeführt wird, und Fig. 5b zeigt eine Amplitudenfehlerspannung 70, wie sie dem Anschluß D während eines Vertikalintervalles beim Zustand optimaler Gleichzeitigkeit zugeführt

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wird. Der Mittelwert der Rückkopplungsspannung 86 ist über ein Vertikalintervall gleich Null, und der Mittelwert der Amplitudenfehlerspannung 70 ist gleich der Bezugsspannung V_R. Die Spannungsamplituden der Sägezahnrückkopplungsspannung 86 sind gleich denjenigen des Sägezahnanteils der Amplitudenfehlerspannung 70. Dies erreicht man durch geeignete Wahl der Größe des Stromquellenwiderstandes 106 und des Stromfühlwiderstandes 19, welche der Impedanz der Vertikalablenkjochwicklung angepaßt werden können. Der Wert des Widerstandes 106 bestimmt die Amplitude der Horizontalrampe 114 und damit wiederum der Amplituden der Fehlerspannungen 69 und 70.

Wählt man die Widerstände 315 und 316 gleich groß, dann ist der Mittelwert der Summenspannung am Verbindungspunkt der Widerstände 315 und 316 genau die Hälfte der Bezugsspannung V_R, oder

Aus Fig. 5c sieht man, daß die entgegengesetzt gerichteten Sägezahnabschnitte der Rückkopplungsspannung 86 und der Amplitudenfehlerspannung 70 sich am Ausgang der Summierschaltung 314 gegenseitig auslöschen oder summieren zu einer Spannung 412, die gleich der Hälfte der Bezugsspannung V_R während des Vertikalablenkintervalles ist.

Der übrige Teil der Summier- und Signalverarbeitungsschaltung 300 einschließlich eines Differenzverstärkers 309, sowie durch einen Differenzverstärker 326 gesteuerte Stromwender 307 und 308 zusammen mit einem Stromspiegel 310 führen einen von der Spannung am Ausgang der Summierschaltung 314 abgeleiteten Strom einem Integrationskondensator 324 in einer Polarität zu, welche in der Mitte und dann wieder am Ende des Vertikalablenkintervalles umgeschaltfit wird. Der Kondensator 324 integriert den geschalteten Strom zur Erzeugung einer Gleichzeitigkeitsfehlerspannung am Anschluß E, welche sich über einen Bezugswert in Abhängigkeit von der Gleichzeitigkeit verändert. Der Anschluß E ist über einen Widerstand 322 an den Anschluf V_n angeschlos-

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sen und die Ruhespannung am Anschluß E ist gleich der dem Anschluß VR zugeführten Bezugsspannung V_R.

Während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalles wird die Ausgangsspannung der Summierschaltung 314 durch einen emittergekoppelten Differenzverstärker 309 mit einer Bezugsspannung verglichen, welche gleich der Hälfte der Bezugsspannung V_R ist, die dem Anschluß VR gemäß Fig. 1 zugeführt wird. Der Differenzverstärker 309 besteht aus Transistoren 329 und 330, deren Emit ter zusammengeschaltet und über einen Widerstand 319 an einer Betriebsspannung B+ am Anschluß B angeschlossen sind und deren Basen mit dem Ausgang der Summierschaltung 314 und einem Anschluß zwischen den Spannungsteilerwiderständen 64' bzw. 64" verbunden sind. Die Spannungsteilerwiderstände 64' und 64" sind gleich groß, und ihre Widerstandssumme ist gleich dem Wert des Widerstandes 64 gemäß Fig. 1. Im Zustand optimaler Gleichzeitigkeit ist die Ausgangsspannung der Summierschaltung 314 gleich der halben Bezugsspannung V_R/2, und der Kollektorstrom des Transistors 329 ist gleich demjenigen des Transistors 330.

Fig. 4 zeigt die Kurvenformen der Fig. 5 bei einem Zustand nicht ausreichender Gleichzeitigkeit. Hier hat die Amplitudenrückkopplungsspannung 486, welche dem Widerstand 316 zugeführt wird, gemäß Fig. 4a einen nichtlinearen Abschnitt 487, der durch ungenügenden Ablenkstrom in der Nähe der Mitte der Abtastung bedingt ist. Dies führt wiederum zu einer Amplitudenfehlerspannung der Kurvenform 470 (Fig. 4b), deren Amplitude im Vertikalabtastintervall größer als für eine optimale Gleichzeitigkeit ist und die ebenfalls in der Nähe der Mitte der Ablenkung nichtlinear ist, weil die amplitudensteuernde Rückkopplungsschleife den nicht ausreichenden Ablenkstrom korrigiert. Der nichtlineare Schwingungsformabschnitt 487 stellt eine Strom übernahmeverzerrung dar, die sich als Unterbrechung der Vertikalabtastung äußert und zu einer hellen horizontalen Linie in der Ablenkmitte führt.

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Während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls ist für einen Zustand nicht ausreichender Gleichzeitigkeit die dem Differenzverstärker 309 von der Suitunierschaltung 314 zugeführte Spannung negativ gegenüber dem Ruhewert V-./2, wie dies durch die Spannungsform 410 in Fig. 4c dargestellt ist. Daher leitet der Transistor 329 stärker als der Transistor 330. Während der zweiten Hälfte des Vertikalablenkintervalls ist die Summenspannung positiver als die Bezugsspannung V_D/2 und der Transistor 330 leitet stärker als der Transistor 329.

Fig. 6a zeigt die Rückkopplungsspannung vom Widerstand 19 zum Anschluß F als Kurvenform 686 für einen Zustand übermäßiger Gleichzeitigkeit. Die Schwingungsform 686 ist während des mittleren Teils des Ablenkintervalls linear und hat eine größere Amplitude als im Falle optimaler Gleichzeitigkeit wegen der von den Vertikalsteuerschalterthyristoren 13 und 17 verfügbaren größeren Ablenkansteuerung. Die entsprechende Amplitudenfehlerspannung, welche in Fig. 6b als Schwingung 670 dargestellt ist, wird in ihrer Größe im Vergleich zum Falle der optimalen Gleichzeitigkeit verringert und gibt damit die Wirkung der Amplitudenrückführung zur Kompensierung der erhöhten Ansteuerung wieder. Während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls bei übermäßiger Gleichzeitigkeit ist die als Schwingungsform 414 in Fig. 6c dargestellte Summenspannung positiver als die halbe Bezugsspannung V_R/2, und hält den Transistor 329 weniger leitend als den Transistor 330. Umgekehrt ist während der zweiten Hälfte des Vertikalablenkintervalles die Summenspannung 414 negativ gegenüber der halben Bezugsspannung, und der Transistor 329 leitet mehr als der Transistor 330.

Der Kollektorstrom des Transistors 329 wird dem Eingangsverbindungspunkt 358 eines Stromwenders 307 zugeführt, und der Kollektorstrom des Transistors 330 wird dem Eingangsverbindungspunkt 350 eines Stromwenders 308 zugeführt. Die Stromwender 307 und 308 geben den ihren Eingangsanschlüssen zugeführten Strom an Ausgangsleitern 360 oder 362 bzw. 348 oder 349 unter Steuerung

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si

durch einen Differenzverstärker 326 wieder.

Der Differenzverstärker 326 besteht aus emittergekoppelten Transistoren 327 und 328 und einem ihrer Emitter mit der Betriebsspannung am Anschluß B verbindenden Widerstand 318. Die Basis des Transistors 328 ist mit dem Anschluß V_n verbunden und wird auf der Bezugsspannung V_R gehalten. Der Differenzverstärker 326 nimmt einen von zwei Zuständen unter Steuerung durch eine vertikalfrequente Sägezahnspannung 45 an, welche dem Anschluß A vom Vertikaloszillator und Sägezahngenerator 20 gemäß Fig. 1 zugeführt wird. Während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls ist die Sägezahnspannung 45 positiv gegenüber der Bezugsspannung V_R und hält den Transistor 327 nichtleitend sowie den Transistor 328 leitend. Während der zweiten Hälfte des Vertikalablenkintervalls ist die Sägezahnspannung negativer als die Bezugsspannung V_R, und der Transistor 327 wird leitend gehalten und schaltet den Transistor 328 aus.

Der Stromwender 308 enthält Transistoren 339 und 342, deren Basen an den Eingangsverbindungspunkt 350 angeschlossen sind. Den Transistoren 39 und 342 sind als Dioden geschaltete Transistoren 340 bzw. 341 parallelgeschaltet, die in gleicher Leitungsrichtung wie ihre Basis-Emitter-Übergänge gepolt sind. Der Verbindungspunkt 354 der Emitter der Transistoren 339 und 340 ist über die Reihenschaltung von Dioden 346 und 347 am Masseanschluß C geerdet, und die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 341 und 342 sind über die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors 343 mit dem Masseanschluß C verbunden, während die Basis des Transistors 343 den Schalteingang 352 des Stromwenders 308 bildet. Der Kollektor des Transistors 327 ist mit dem Schalteingang 352 verbunden.

Während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls ist der Transistor 327 nichtleitend und der Transistor 343 daher leitend. Ein dem Eingangsverbindungspunkt 350 des Stromwenders vom Kollektor des Transistors 330 zugeführter Strom erhöht die

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Spannung am Eingangsverbindungspunkt 350 auf 3 V und sperrt die Dioden 340, 346 und 347 in Durchlaßrichtung vor, wenn er nach Masse fließt und gibt in bekannter Weise den Eingangsverbindungspunktstrom am Kollektor des Transistors 339 wieder, welcher mit dem Ausgangsleiter 349 des Stromwenders 308 verbunden ist. Während der zweiten Hälfte des Vertikalablenkintervalls leitet der Transistor 327, so daß der Transistor 343 gesättigt ist und einen Vorzugsweg nach Masse über die Diode 341 für einen dem Eingangsverbindungspunkt 350 zugeführten Strom bildet, der im Ausgangsleiter 348 am Kollektor des Transistors 342 wiedergegeben wird. Bei gesättigtem Transistor 343 beträgt die Spannung am Eingangsverbindungsanschluß 350 etwa ein V_ßE, so daß die Dioden 340, 346 und 347 infolge nicht ausreichender Durchlaßvorspannung nichtleitend bleiben.

Ähnlich ist der Kollektor des Transistors 328 mit dem Schalteingang des Stromwenders 307 verbunden. Leitet der Transistor 328 während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls, dann wird der dem Eingangsverbindungspunkt 358 des Stromwenders 307 zugeführte Strom auf dem Ausgangsleiter 360 wiedergegeben, und während der zweiten Hälfte des Vertikalablenkintervalls wird der Strom auf dem Ausgangsleiter 362 wiedergegeben. Es sei darauf hingewiesen, daß der Verbindungspunkt 356 am nichtgeerdeten Ende der Diodenreihenschaltung 344 und 345 des Stromwenders 307 an den Verbindungspunkt 354 des Stromwenders 308 angeschlossen sein kann, wobei dann die Diodenkette 344 und 345 entfallen kann. Bei dieser alternativen Ausführungsform werden die zusammengefaßten Anschlüsse 354 und 356 auf 2V_ßE gehalten, und es tritt, wie beschrieben, ein Schaltvorgang ein. Die Diode 340 wird bei leitendem Transistor 343 durch Sperrvorspannung des Basis-Emitter-Übergangs statt durch nicht ausreichende Vorspannung nichtleitend gehalten.

Die Ausgangsleiter 348 und 360 der Stromwender sind unmittelbar mit dem Anschluß E verbunden, die Ausgangsleiter 349 und 362 sind mit dem Ausgangsanschluß E über einen Stromspiegel 310 ver-

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bunden. Der den Verbindungspunkt des Kollektors des Transistors

331 mit der Basis des Transistors 333 des Stromspiegels 310 zugeführte Strom verringert die Basisspannung des Transistors 333, bis infolge der leitenden Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 333, welche über den als Diode geschalteten Transistor

332 über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 331 geschaltet ist, den Strom des Transistors 331 gleich dem zugeführten Strom werden läßt.

Während der ersten Hälfte des Vertikalablenkintervalls wird der Kollektorstrom des Transistors 330 durch den Stromwender 308 wiedergegeben und erscheint im Anschluß an den Stromspiegel auf dem Leiter 366. Der Kollektorstrom des Transistors 329 wird durch den Stromwender 307 auf dem Leiter 360 wiedergegeben. Beim Zustand optimaler Gleichzeitigkeit, wenn die Kollektorströme der Transistoren 329 und 330 gleich sind, ist der Strom in der Leitung 366, welcher die Ladung auf dem Kondensator 324 und die Spannung am Ausgangsanschluß E zu vergrößern sucht, genau gleich der Entladung auf dem Leiter 36O, wie dies durch den Summenstrom der Kurvenform 422 in Fig. 5d dargestellt ist. Daher bleibt die Spannung am Kondensator 324 und am Anschluß E auf dem Nominalwert V_R, wie dies in Fig. 5e bei 432 gezeigt ist. Bei nicht ausreichender Gleichzeitigkeit leitet der Transistor 329 stärker als der Transistor 330, so daß der Entladestrom im Leiter 360 den Ladestrom im Leiter 366 übersteigt, wie dies bei 420 in Fig. 4d ersichtlich ist, und die integrierte Gleichzeitigkeitsfehlerspannung 430 gemäß Fig. 4e wird am Anschluß E stärker negativ. Umgekehrt leitet bei übermäßiger Gleichzeitigkeit der Transistor 330 stärker als der Transistor 329, und der resultierende Ladestrom 424 in Fig. 6d führt zu einem Anwachsen der Gleichzeitigkeitsfehlerspannung am Anschluß E, wie die - bei 434 in Fig. 6e gezeigt ist.

Während de" r 'ten Hälfte des Vertikalabtastintervalls wird der Kollektorstrom des Transistors 330 durch den Stromwender 308 im Ausgangsleiter 348 wiedergegeben und stellt einen Ent-

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ladestrom für den Kondensator 324 dar. Der Kollektorstrom des Transistors 329 wird durch den Stromwender 307 und den Stromspiegel 310 wiedergegeben und lädt den Kondensator 324 auf. Wie vorher sind Lade- und Entladeströme des Kondensators 324 im Zustand optimaler Gleichzeitigkeit gleich, und die Gleichzeitigkeitsfehlerspannung bleibt auf dem Wert V_R. Für nicht ausreichende Gleichzeitigkeit übersteigt der im Transistor 330 entstehende Entladestrom den im Transistor 329 entstehende Ladestrom und hält die Gleichzeitigkeitsfehlerspannung negativ. Im Zustand übermäßiger Gleichzeitigkeit überwiegt der Ladestrom vom Transistor 329, und die Fehlerspannung steigt an. Daher ist die Gleichzeitigkeitsfehlerspannung positiv oder negativ gegenüber der Bezugsspannung, wenn die Gleichzeitigkeit übermäßig bzw. unzureichend ist.

Die Gleichzeitigkeitsfehlerspannung wird vom Anschluß E der Summierungs- und Signalverarbeitungsschaltung 300 gemäß Fig. 3 dem Widerstand 130 in Fig. 1 zugeführt, so daß die Gegenkopplungsschleife für die Gleichzeitigkeitssteuerung geschlossen ist. Eine positive Auswanderung der Gleichzeitigkeitsfehlerspannung vom Nominalwert hat dieselbe Wirkung wie eine Vergrößerung des Widerstands des Uberlappungssteuerungspotentiometers 131, und eine negative Abwanderung vom Nominalwert wirkt sich wie eine Verringerung des Widerstandes des Potentiometers 131 aus. Die Polung ist so gewählt, daß bei geschlossener Rückkopplungsschleife Abweichungen zwischen der tatsächlichen Gleichzeitigkeit und der Gleichzeitigkeit bei nominaler Fehlerspannung verringert werden.

Der Widerstand 130 wird auf einen solchen Wert für einen Zustand der offenen Schleife gewählt, daß eine optimale Gleichzeitigkeit erreicht wird, wenn die Gleichzeitigkeitsfehlerspannung den Bezugswert V_R hat. Dies hilft Fehlfunktionen der Rückkopplungsschaltung, wie etwa ein Festfahren, zu verhindern.

In Fig. 1 ist der Anschluß P mit dem Verbindungspunkt zwischen

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Widerstand 130 und Kollektor des Transistors 107 verbunden. Der Anschluß P kann an einen Anzapfungspunkt eines nicht dargestellten Widerstandsspannungsteilers angeschlossen werden, der zwischen die Betriebsspannungsquelle und Masse geschaltet ist. Bei geeigneter Wahl der Spannungsteilerimpedanz und Spannung kann ein Strom in den Generator 100 eingespeist werden, welcher die Wirkung der Spannung am Anschluß E auf die Gleichzeitigkeit etwas abwandelt. Hierüber läßt sich wiederum die Seiten oder Ost-West-Kissenkorrektur etwas beeinflussen, wobei eine vergrößerte Gleichzeitigkeit die Horizontalablenkschaltung stärker belastet und die Horizontalablenkgröße verringert.

Andere Ausführungsformen und Anordnungen der erfindungsgemäßen Schaltung liegen für den Fachmann auf der Hand. Insbesondere sei darauf hingewiesen, daß die Erfindung sich in Verbindung mit einem geschalteten Vertikalablenksystem anwenden läßt ähnlich dem der Fig. 1, bei dem die Amplitudensteuerrückführungsschleife offen ist, indem die Rückführung vom Widerstand 19 zum Treiberverstärker 48 unterbrochen ist, etwa durch Entfernung des Widerstandes 49. Bei einer solchen Anordnung ist das Ausgangssignal des Treibers 48 ein lineares Abbild der Sägezahnspannung 45, und die geschaltete Vertikalablenkschaltung ist etwa zur Amplitudensteuerung mit einer offenen Schleife versehen.

Bei der Summier- und Signalverarbeitungsschaltung 300 gemäß Fig. 3 und bei der Rückkopplungsschaltung gemäß Fig. 1 haben sich die folgenden Bauteile mit den angegebenen Werten bewährt:

Widerstände	315, 316	0hm
322		2200
64', 64",		4700
319		6800
318	10 000
130	22 000

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Sb

Kondensatoren yF 324 47

Volt Betriebsspannung +24

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Leerseite

Claims (5)

1. Patentansprüche

   1J Rückkopplungsüberlappungssteuerschaltung für eine Fernsehbildröhrenansteuerschaltung mit einer Horizontalablenkschaltung zur Erzeugung eines periodischen Horizontalablenktreibersignals, mit einer Vertikalablenkwicklung, die um die Bildröhre angeordnet ist, um einen Elektronenstrahl der Bildröhre in Abhängigkeit von einem zugeführten Strom abzulenken, mit einer Quelle periodischer vertikalfrequenter Sägezahnsignale, und mit einer Vertikalablenkschaltung, die auf das vertikalfrequente Sägezahnsignal hin zunehmend kleinere Energiebeträge des Horizontalablenktreibersignals während eines ersten Intervalls der Vertikalablenkperiode und zunehmend größere Energiebeträge des Horizontalablenktreibersignals während eines zweiten Intervalls der Vertikalablenkperiode der Vertikalablenkwicklung zuführt, um in dieser einen vertikalfrequenten Sägezahnstrom zu erzeugen, wobei eine vorbestimmte Gleichzeitigkeit der ersten und zweiten Intervalle einen Optimalwert darstellt, dadurch gekennzeichnet, daß eine durch den vertikalfrequenten Sägezahnstrom und das vertikal frequente Sägezahnsignal (45) gesteuerte Summier- und Signalverarbeitungsschaltung (307,308,309,310,315,316,326) an einem Ausgangsanschluß ein erstes Fehlersignal erzeugt, welches ein Maß für die Gleichzeitigkeit der ersten und zweiten Intervalle ist, und daß dieses erste Fehlersignal über eine Fehlersignalkoppelschaltung (324,E) der Vertikalablenkschaltung (8,13,17, 48,73,81,100) zur Verringerung des Unterschiedes zwischen der tatsächlichen und der vorbestimmten Gleichzeitigkeit zugeführt wird.
2. 2) Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Vertikalablenkwicklung (18) ein Stromfühlelement (19) zur Erzeugung eines Rückkopplungssignals verbunden ist und daß die Quelle periodischer vertikalfrequenter Sägezahnsignale (20*20,48) einen Fehlerverstärker (48) enthält, dessen erstem

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   Eingang vertikalfrequente Eingangssignale (45) und dessen zweitem Eingang das Rückkopplungssignal zugeführt wird und der das vertikalfrequente Sägezahnsignal als Amplitudenfehlersignal einer Amplitudensteuerrückführungsschleife erzeugt.
3. 3) Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Stromfühlelement (19) ein in Reihe mit der Vertikalablenkwicklung (18) geschaltetes Widerstandselement (19) ist.
4. 4) Steuerschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Summier- und Signalverarbeitungsschaltung (307,308,309,310,315,316,326) weiterhin enthält eine Summierschaltung (315,316), die mit einem ersten Eingang an die Vertikalablenkwicklung (18) und mit einem zweiten Eingang an die Quelle (20) der periodischen vertikalfrequenten Sägezahnsignale angeschlossen ist und unter Steuerung durch den vertikalfrequenten Sägezahnstrom und die vertikalfrequenten Sägezahnsignale ein Summensignal erzeugt, eine Steuerstromerzeugerund Alternierschaltung (307,308,309,310,326), die mit der Summierschaltung (315,316) und der Quelle (20) periodischer vertikalfrequenter Sägezahnsignale zur Erzeugung eines ersten Fehlersignals in Abhängigkeit von dem Summensignal verbunden ist und die das erste Fehlersignal dem Ausgangsanschluß in einer während der Vertikalablenkperiode alternierten Polarität zuführt, und daß die Fehlersignalkoppelschaltung (324,E) eine Integrierschaltung (324) zur Integrierung des alternierten ersten Fehlersignals in eine Steuerspannung und zur Zuführung des integrierten ersten Fehlersignals zur Vertikalablenkschaltung enthält.
5. 5) Steuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Summierschaltung enthält ein erstes und ein zweites Widerstandselement (315,316), die in Reihe zwischen die Quelle periodischer vertikalfrequenter Sägezahnsignale (20) und die Vertikalablenkwicklung (18) geschaltet sind und ein Summensignal an ihrem Verbindungspunkt bilden, daß die Steuerstromerzeuger-

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   und Alternierschaltung einen Differenzverstärker (309) enthält, der mit einem Eingang an den Verbindungspunkt des ersten und zweiten Widerstandselementes (315,316) angeschlossen ist und bei Ansteuerung durch das Summensignal einen ersten und einen zweiten Steuerstrom an einem ersten bzw. zweiten Ausgang erzeugt, eine erste Stromalternierschaltung (307), die mit einem Stromeingangsanschluß (358) an den ersten Ausgang des Differenzverstärkers (309) angeschlossen ist und den ersten Steuerstrom an einem eines ersten oder zweiten (360 bzw. 362) Ausgangsanschlusses für den wiedergegebenen Strom wiedergibt und die einen Schaltsteuereingang hat, eine zweite Stromalternierschaltung (308), die mit einem Stromeingangsanschluß (350) an den zweiten Ausgang des Differenzverstärkers (309) angeschlossen ist und den zweiten Steuerstrom auf einem ersten oder zweiten Ausgang (349 bzw. 348) für wiedergegebenen Strom wiedergibt und die einen Schaltsteuereingang hat, eine Koppelschaltung zur Kopplung des ersten Stromwiedergabeausgangs (360) der ersten Stromalternierschaltung (307) mit dem zweiten Stromwiedergabeausgang (348) der zweiten Stromalternierschaltung (308) miteinander und mit dem Ausgangsanschluß (E) der Summier- und Signalverarbeitungsschaltung und zur Kopplung des ersten Stromwiedergabeausgangs (349) der zweiten Stromalternierschaltung (307) mit dem zweiten Stromwiedergabeausgang (362) der ersten Stromalternierschaltung sowie - in umgekehrter Polarität - mit dem Ausgangsanschluß (E) der Summier- und Signalverarbeitungsschaltung, und eine Schaltsteuerschaltung (326), die mit der Quelle (20) der periodischen vertikalfrequenten Signale (45) und den Schaltsteuereingängen der ersten und zweiten Stromalternierschaltung (307,308) verbunden ist und unter Steuerung durch die periodischen vertikalfrequenten Ströme den Ausgang der Stromalternierschaltungen derart umschaltet, daß die Differenz zwischen dem ersten und dem zweiten Steuerstrom dem Ausgangsanschluß (E) der Summier- und Signalverarbeitungsschaltung zur Bildung des ersten Fehlersignals zuführt, und daß die Integrierschaltung (324) eine Kapazitätsanordnung enthält.

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