DE3024347A1

DE3024347A1 - Synchrongeschaltete vertikalablenkschaltung, welche sowohl waehrend der hinlauf- als auch der ruecklaufintervalle angesteuert wird

Info

Publication number: DE3024347A1
Application number: DE19803024347
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Friedrich Wilhe Dietz
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1979-06-28
Filing date: 1980-06-27
Publication date: 1981-01-15
Also published as: FR2460578A1; FI801967A; AU540063B2; US4234826A; DK277980A; PT71364A; KR850001658B1; ES8103472A1; AU5947680A; JPS566577A; CA1147454A; FI70354B; KR830004006A; BE883987A; IT8022727A0; GB2053628A; NZ194078A; NL8003747A; ES492907A0; SE8004550L

Description

RCA 73917

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Synchrongeschaltete Vertikalablenkschaltung, welche sowohl während der Hinlauf- als auch der Rücklaufintervalle ange-

steuert wird

Die Erfindung bezieht sich auf die synchrongeschaltete Vertikalablenkung für Fernsehwiedergabegeräte, bei denen Energie für die Erzeugung des Vertikalablenkstroms sowohl während der Horizontalhinlauf- wie auch -rücklaufIntervalle aus der Horizontalablenkschaltung abgeleitet wird.

In der US-PS 4 048 544 (Erfinder P. Haferl; erschienen am 13. September 1977) ist eine synchrongeschaltete Vertikalablenkschaltung (SSVD-System) beschrieben, bei welcher Energie vom Horizontalablenkgenerator während des Horizontalrücklaufintervalls entnommen wird. Bei dieser Anordnung ist eine an den Horizontalablenkgenerator angekoppelte erste Wicklung in Reihe mit einem steuerbaren Schalter in Form eines SCR und mit einer Induktivität zur Aufladung eines Kondensators mit einer ersten Polarität geschaltet, um den Ablenkstrom in einer Richtung durch die Vertikalablenkwicklung fließen zu lassen. Eine zweite Reihenschaltung eines SCR, eine Wicklung und eine Induktivität ist an den Kondensator angekoppelt, um ihn in einer zweiten Polarität aufzuladen, um Strom in der Gegenrichtung durch die Vertikal-

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-6-ablenkwicklung fließen zu lassen.

Die durch eine der Reihensehaltungsladestromwege bei einer SSVD-Schaltung gekoppelte Energie hängt sehr stark von dem Zeitpunkt ab, zu welchem der SCR in den Leitungszustand getastet wird. Unmittelbar vor dem Ende des HorizontalrücklaufIntervalls ist die Rücklaufimpulsspannung klein, und es fließt ein relativ kleiner Strom mit entsprechend kleiner Energieübertragung in dem Strompfad. Durch Vorverschieben des EinsehaltZeitpunktes wird nicht nur die Zeit vergrößert, während der ein Strom in der Ladeinduktivität anwachsen kann, sondern es wird auch die Spitzenamplitude des der Ladeinduktivität zugeführten Teils der Rücklaufimpulsspannung vergrößert. So können also kleine Änderungen der Einschaltzeit große Änderungen der Energie zur Folge haben, die vom Horizontalablenkgenerator zu der Vertikalablenkwicklung gekoppelt wird. Die großen Spannungen und Ströme und Änderungsgeschwindigkeiten von Spannungen und Strömen in einer SSVD-Schaltung haben die Neigung einer Energieüberkopplung von den Leistungsschaltungen zur Steuerschaltung zur Folge. Dies führt dazu, daß der früher eingeschaltete SCR große Änderungen der Spannungen und Ströme in der Leistungsschaltung verursacht, die bei Einkopplung in die Steuerschaltung über Leitungen oder andere Kopplungswege ein frühes Einschalten oder "Ziehen" des später getasteten SCR's zu verursachen trachten. Dadurch können im Raster Schattierungen auftreten, die als weiße oder schwarze Linie bekannt sind. Die Abschattungen rühren von Änderungen der Geschwindigkeit der Vertikalabtastung her, durch welche der Abtastungsfleck in bestimmten Bereichen der Vertikalabtastung für eine größere oder kleinere Dauer verbleibt.

Man sucht generell gewickelte Komponenten und insbesondere Wicklungen auf dem Rücklauftransformator zu vermeiden. Ferner ist es erwünscht, die Abschattung des Masters zu reduzieren, die sich aus der Tendenz ergibt, daß das Einschalten eines SCR den Triggerzeitpunkt des anderen beeinflußt.

Eine geschaltete Vertikalablenkschaltung enthält eine Quelle

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einer Spannung, die sich mit der Horizontalablenkfrequenz zwischen einer ersten und einer zweiten, entgegengesetzten Polarität ändert. Ein erster steuerbarer Schalter koppelt die Quelle mit einer Vertikalablenkwicklung während des Horizontalrücklaufintervalls, so daß ein Strom einer ersten Polarität durch die Wicklung fließen kann. Ein zweiter steuerbarer Schalter koppelt die Quelle mit der Wicklung während des Horizontalhinlaufintervalls, damit durch die Vertikalablenkwicklung ein Strom mit einer zweiten, der ersten entgegengesetzten Polarität fließen kann. Mit dem ersten und dem zweiten Schalter ist eine deren Leitungszustand steuernde Steuerschaltung gekoppelt, welche die Größe des durch die Wicklung fließenden Stromes der ersten und zweiten Polarität bestimmt und damit den durch die Wicklungen fließenden mittleren Strom so steuert, daß der Vertikalablenkstrom entsteht.

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf bestimmter Spannungen und Ströme, die in der Schaltung gemäß Fig. 1 im Betrieb auftreten;

Fig. 3 zeigt detaillierter die Steuerschaltung oder den Modulator gemäß Fig. 1 ;

Fig. 4 bis 6 zeigen Logikdiagramme und zeitliche Verläufe bestimmter Spannungen und Ströme, die in der Schaltung gemäß Fig. 3 auftreten; und

Fig. 7, 8 und 9 zeigen alternative Ausführungsformen der Erfindung.

Fig. 1 zeigt eine synchrongeschaltete Vertikalablenkschaltung, die in einem Fernsehempfänger enthalten sein kann. Horizontalsynchronimpulse 5 von einer nicht dargestellten Synchronsignaltrennschaltung gelangen über einen Eingangsanschluß 6 zu einem Horizontalablenkgenerator 7, der von irgendeiner geeigneten Art sein kann, um Horizontalablenkstrom an eine Horizontalablenkwicklung 11 zu liefern, die einer Kathodenstrahlröhre 10 zugeordnet ist, und um horizontalfrequente Impulse für verschiedene Zeitsteuerfunktionen innerhalb des Fernsehempfängers zu liefern. Eine

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Primärwicklung 8a eines Horizontalausgangs- und Hochspannungstransformators 8 (Rücklauftransformator) erhält Energie vom Generator 7. Eine Sekundärwicklung 8c des Transformators 8 liefert Rücklaufimpulse an eine Hochspannungsvervielfacher- und Gleichrichterschaltung 9, welche eine hohe Gleichspannung an die Endanode der Kathodenstrahlröhre 10 liefert. Eine Sekundärwicklung 8b des Transformators 8 liegt mit einem Ende über einen Kondensator 15 an Masse und mit ihrem anderen Ende über eine Reiheninduktivität 16 an der Kathode eines Thyristors oder SCR 13 und der Anode eines SCR 17. Die Anode des SCR 13 und die Kathode des SCR 17 liegen an Masse, so daß die Thyristoren 13 und 17 praktisch antiparallel geschaltet sind, über dem Kondensator 15 liegt die Reihenschaltung einer Vertikalablenkwicklung 18 mit einem Stromfühlwiderstand 19. Ein Vertikalsägezahngenerator 20 erzeugt aufgrund der einem Eingangsanschluß 22 zugeführten Vertikalsynchronimpulse 21 an seinem Ausgang eine vertikalfrequente Sägezahnspannung 28, welcher einer Steuerschaltung oder einem Modulator 23 zugeführt wird. Der Modulator ist mit einer Sekundärwicklung 8d des Transformators 8 gekoppelt und erhält von dort horizontale Zeitinformation, und vom Stromfühlwiderstand 19 wird ihm eine Rückkopplung zugeführt. Der Modulator 23 erzeugt aufgrund dieser Eingangssignale eine Reihe von Tastimpulsen 29, welche auf das Gate des SCR 13 gekoppelt werden, um diesen während des Horizontalhinlaufintervalls zu triggern; außerdem erzeugt der Modulator eine Reihe von Tastimpulsen 30, welche dem Gate des SCR 17 zu dessen Triggerung während des Horizontalrücklaufintervalls zugeführt werden.

Im Betrieb erzeugt der Horizontalablenkgenerator 7 während des Horizontalrücklaufintervalls an dem der Induktivität 16 zugewandten Ende der Wicklung 8b einen Rücklaufspannungsimpuls, der positiv gegenüber Masse ist und somit den SCR 17 in Durchlaßrichtung vorspannt, der jedoch bis zum Tasten in den Leitungszustand gesperrt bleibt. Zu einem Zeitpunkt während des Horizontalrücklaufintervalls liefert der Modulator 23 einen Tastimpuls an den SCR 17, der dadurch in den Leitungszustand getastet wird und gegenüber Masse eine niedrige Impedanz bildet. Dadurch wird ein Weg

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für einen Stromfluß durch die Wicklung 8b, die Induktivität 16, den SCR 17 und den Kondensator 15 geschlossen. Es beginnt in diesem Stromkreis ein Strom zu fließen, der zeitlich ansteigt, wenn Energie von der Wicklung 8b im Magnetfeld der Induktivität 16 gespeichert wird. Der Stromfluß speichert auch Energie im Kondensator 15 und lädt dessen oberen Belag negativ gegen Masse auf. Der Strom steigt in diesem Kreis weiter bis zu einem Zeitpunkt nahe dem Ende des Horizontalrücklaufintervalles an.

Nahe dem Ende des Horizontalrücklaufintervalles kehrt sich die Spannung über der Wicklung 8b gegenüber dem Zustand während des Rücklaufintervalles um und wirkt somit dem Stromfluß durch die Induktivität 16 entgegen. Wegen der in der Induktivität 16 gespeicherten Energie fließt jedoch der Strom weiterhin im Stromkreis durch den SCR 17, den Kondensator 15 und die Wicklung 8b, bis die im Magnetfeld gespeicherte Energie auf Null zurückgegangen ist. Wenn die in der Induktivität 16 gespeicherte Energie den Wert Null erreicht, dann hört der Stromfluß im Kreis mit dem SCR 17 auf, und die Spannung über der Wicklung 8b läßt die Anode des SCR 17 negativ gegen Masse werden, so daß der SCR 17 sperrt.

Nachdem der SCR 17 im Horizontalhinlaufintervall nichtleitend geworden ist, erscheint die Spannung über der Wicklung 8b als negative Spannung an der Kathode des SCR 13. Dieser wird dadurch in Durchlaßrichtung vorgespannt, bleibt aber nichtleitend, bis er durch einen Tastimpuls vom Modulator 23 in den Leitungszustand getastet wird. Während des Intervalls, in welchem sowohl der SCR 13 als auch der SCR 17 nichtleitend sind, fließt kein Strom in der Wicklung 8b oder der Induktivität 16.

Zu einem späteren Zeitpunkt während des HorizontalhinlaufIntervalls wird der SCR 13 in den Leitungszustand getastet und schließt dabei einen Strompfad, durch welchen Strom durch die Induktivität 16, die Wicklung 8b und den Kondensator 15 fließen kann. Der Strom beginnt in diesem Strompfad zu fließen und nimmt mit der Zeit zu, wenn Energie im Magnetfeld der Induktivität 16 gespeichert wird. Der Strom fließt in einer solchen Richtung,

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daß der obere Belag des Kondensators 15 positiv gegen Masse wird. Die Energie nimmt im Stromkreis mit dem SCR 13 weiter bis zu einem Zeitpunkt nahe dem Ende des Horizontalintervalls zu, und dann kehrt die Spannung über der Wicklung 8b wiederum ihre Polarität um und wirkt dem Stromfluß in der Induktivität 16 entgegen. Der Strom fließt jedoch weiter in dem Stromkreis mit der Induktivität 16 und dem SCR 13, bis die in der Induktivität 16 gespeicherte Energie erschöpft ist.

Wenn die Energie in der Induktivität 16 während des Horizontalrücklaufintervalls verbraucht ist, dann sinkt der Strom durch den SCR 13 und die Induktivität 16 auf Null ab, und der SCR 13 wird gesperrt. Die Spannung an der Anode des SCR 17 wird wiederum positiv, jedoch bleibt er gesperrt, bis er zu einem späteren Zeitpunkt während des Horizontalrücklaufintervalls in den Leitungszustand getastet wird. Die soeben beschriebene Betriebsweise wiederholt sich und ergibt einen steuerbaren Ladestrom von zwei Polaritäten durch den Kondensator 15.

Im Betrieb liefert der Modulator nahe dem Zeitpunkt T1OO des Beginns des Vertikalabtastintervalls Tastimpulse 29, deren Vorderflanken gemäß Fig. 2b zu einem frühen Zeitpunkt während jedes Horizontalhinlaufintervalls auftreten und den SCR 13 frühzeitig in jedem HinlaufIntervall in den Leitungszustand tasten. Außerdem erzeugt der Modulator 23 nahe dem Zeitpunkt T100 Tastimpulse 30, deren Vorderflanken gemäß Fig. 2c relativ spät während jedes Horizontalrücklaufintervalls auftreten und den SCR 17 spät tasten. Durch das zeitige Tasten des SCR 13 steht mehr Zeit zum Aufbau des Stromes im SCR 13 zur Verfügung, wie die Kurvenform 33 in Fig. 2d zeigt, sowie im Ladestromweg mit dem Kondensator 15 und der Induktivität 16, wie durch die oberhalb der Nullinie befindlichen Teile der Kurvenform 35 in Fig. 2c gezeigt ist. Durch das späte Tasten des SCR 17 steht nur wenig Zeit für den Aufbau des Ladestroms auf nennenswerte Pegel zur Verfügung, der im SCR 17, wie die Kurvenform 34 in Fig. 2e zeigt, und in der Induktivität 16, wie die oberhalb der Nullinie befindlichen Teile der Kurvenform 34 zeigen, fließt. Demzufolge erhält der Kondensator 15 eine

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relativ große positive Ladung und eine relativ kleine negative Ladung während jedes sich wiederholenden Horizontalzyklus nahe dem Zeitpunkt T100, und die Spannung am Kondensator 15 ist eine relativ große positive Spannung mit horizontalfrequenten Änderungen, wie die Spannungsform 26 in Fig. 2g zeigt. Der Modulator 23 tastet den SCR 13 während jedes wiederkehrenden Horizontalhinlaufintervalls zunehmend später und den SCR 17 während jedes sich wiederholenden HorizontalrücklaufIntervalls zunehmend früher, so daß dadurch progressiv die Größe des Stromimpulses 33 abnimmt, welcher den Kondensator 15 positiv auflädt und die Größe des Stromimpulses 34 zunimmt, welcher den Kondensator 15 negativ auflädt. Damit nimmt die Spannung am Kondensator 15 im Intervall T100 bis T200 progressiv ab. Nahe dem Zeitpunkt T200, dem Mittelpunkt des Vertikalablenkintervalls, ist das Integral des positiven und des negativen Ladestrom 33 bzw. 34 gleich groß, so daß die Spannung am Kondensator 15 Null wird, und dann kehrt sich die Polarität während der letzten Hälfte T200 bis T300 des Abtastintervalls um. Unmittelbar vor dem Ende T300 des Vertikalabtastintervalls wird der SCR 17 zu seinem frühesten Tastzeitpunkt während des HorizontalrücklaufIntervalls getastet und der SCR 13 wird zu seinem spätesten Tastzeitpunkt während des Horizontalhinlaufintervalls getastet, so daß am Kondensator 15 eine maximale negative Spannung entsteht. Die Ablenkwicklung 18 integriert die Spannung 26 über dem Kondensator 15 während des Vertikalablenkintervalls zur Erzeugung eines Vertikalablenkstromes, der in Fig. 1 mit 27 bezeichnet ist. Durch Integration der horizontalf requenten Änderungen der Spannung 26, welche der Ablenkwicklung 18 zugeführt wird, entstehen im Ablenkstrom 27 horizontalf requente Änderungen kleiner Amplitude. Diese Änderungen suchen den Vertikalablenkstrom nahe der Mitte jedes Horizontalablenkintervalls zu erhöhen und nahe dem Beginn und Endes jedes Horizontalablenkintervalls, also an der Ober- und Unterseite der Vertikalablenkung, zu verringern, und damit kann man eine Kompensation der Nord-Süd-Kissenverzeichnung des Abtastungsrasters im wesentlichen gleichermaßen wie in der erwähten US-Patentschrift vornehmen. Im Gegensatz zu der üblichen krawattenförmigen Ge-

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stalt der Nord-Süd-Kissenverzerrungskurvenform kann der Kissenverzeichnungs-Korrekturteil der Spannung über der Ablenkwicklung während der Vertikalabtastung konstant bleiben, wie Fig. 2g zeigt.

Am Ende des Vertikalabtastintervalls fließt ein üblicher Ablenkstrom nach oben durch die Ablenkwicklung 18. Zur Einleitung des Vertikalrücklaufs zum Zeitpunkt T3OO tastet der Modulator 23 wiederum den SCR 13 entweder spät oder überhaupt nicht während des entsprechenden Horizontalintervalls. Damit laden der Ablenkstrom in der Ablenkwicklung 18 und ein kleiner resultierender Ladestrom durch die Induktivität 16 und die Wicklung 8b infolge des Leitens des SCR 13 den Kondensator 15 im wesentlichen in einer Schwingung auf. Die Spannung am Kondensator 15 steigt scharf an, wie die Spannungsform 26 zeigt, wenn ihm Energie zugeführt wird, und die in der Wicklung 18 gespeicherte Energie fällt auf Null ab und steigt dann erneut in einem Resonanzvorgang zur Vorbereitung des nächsten Vertikalablenkintervalls an. So wirkt eine einzige Wicklung 8b des Rücklauftransformators 8 als Wechselspannungsquelle, und eine einzige Induktivität 16 ist in Reihe mit ihr geschaltet. Diese Reihenschaltung wird während der Horizontalhin- und -rücklauf Intervalle getastet, um einen Wechselstrom zur Erzeugung des Ablenkstroms in der Wicklung 18 zu liefern. Da ein SCR während des HinlaufIntervalls und der andere während des Rücklaufintervalls getastet wird, treten die Tastimpulse zu disparaten Zeitpunkten auf, und damit wird die Wahrscheinlichkeit verringert, daß Streukopplungen die SCR-Einschaltzeit wesentlich beeinflussen oder verfälschen, so daß Schattierungen im Raster auftreten würden.

Fig. 3 zeigt in genauerer Darstellung einen Modulator 23, der sich für die Schaltung gemäß Fig. 1 eignet. Im Modulator 23 werden allgemein Sägezahnsignale 28 vom Sägezahngenerator 20 über einen Eingangsanschluß 36 links oben in Fig. 3 einem Modulator 40 zugeführt, und Horizontalrücklaufimpulse 32 von der Wicklung 8d werden über einen Eingangsanschluß 38 links unten in Fig. 3 einem Sägezahngenerator 70 zugeführt, der horizontalfrequente Sägezahnsignale erzeugt, die dem Modulator 40 zugeführt werden.

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Vom Modulator 40 werden modulierte Signale einer Vergleichsschaltung 120 für die Oberseite der Abtastung und einer Vergleichsschaltung 220 für die Unterseite der Abtastung zugeführt, welche jeweils Tastimpulse sowohl während der Horizontalhinlaufwie auch der -rücklaufIntervalle erzeugen. Eine Austastschaltung 140 tastet die vom Modulator 120 erzeugten Rücklaufintervalltastimpulse und die vom Modulator 220 erzeugten Horizontalhinlaufintervalltastimpulse aus. Die von den Modulatoren 120 bzw. 220 erzeugten Horizontalhinlauf- und -rücklauftastimpulse durchlaufen Inverterverstärker 150 bzw. 152 und ergeben Tastimpulse 29 bzw. 30, welche den Gateelektroden der SCR 13 und 17 zugeführt werden. Der Widerstand 63 sorgt für eine inverse Rückkopplung.

Der Modulator 40 in Fig. 3 enthält NPN-Transistoren 42 und 44, deren Emitter über die Reihenschaltung von Widerständen 46 und 4 8 zusammengeschaltet sind. Der Verbindungspunkt der Widerstände 46 und 48 liegt über eine Leitung 6b am Kollektor eines NPN-Stromquellentransistors 50, dessen Emitter über einen einstellbaren Widerstand 52 an Masse geführt ist. Die Kollektoren der Transistoren 42 und 44 liegen über Widerstände 54 bzw. 56 an B+. Die Basis des Transistors 44 liegt an einer Bezugsspannung, die durch einen Spannungsteiler erzeugt wird, der zwischen B+ und Masse geschaltete Widerstände 58 und 60 aufweist. Der Basis des Transistors 42 werden ein Vorspannungsstrom über einen Widerstand 62 von B+ und Vertikalsägezahnsignale über einen Kondensator 39 vom Anschluß 36 zugeführt. Der Sägezahngenerator 70 enthält eine Stromquelle 72, die zwei Zustände einnehmen kann. Diese enthält einen Stromspiegel 74 mit NPN-Transistoren 76 und 78, deren Emitter an B+ liegen und deren Basen zusammengeschaltet sind. Der Kollektor des Transistors 76 ist an die Basis eines NPN-Transistors 80 angeschlossen, dessen Emitter an den zusammengeschalteten Basen der Transistoren 76 und 78 liegt. Der Kollektor des Transistors 80 ist an Masse geschaltet. Ein Widerstand 82 zwischen der Basis des Transistors 80 und Masse sorgt für einen zum Stromspiegel 64 fließenden Strom einer ersten Größe, der auf einer Leitung 5c am Kollektor des Transistors 78 wiedergespiegelt wird. Vom Eingangsanschluß 38 werden Horizontalrücklaufimpulse

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der Basis eines NPN-Transistors 84 über einen Widerstand 86,
einen Verbindungspunkt 87 und einen Widerstand 88 zugeführt. Der Emitter des Transistors 84 liegt über einen Widerstand 90 an
Masse. Der Kollektor des Transistors 84 liegt über einen Widerstand 92 an der Basis des Transistors 80. Parallel zum Widerstand 90 liegt die Basis-Emitter-Strecke eines NPN-Transistors 94. Während des Horizontalrücklaufimpulsintervalls leitet der Transistor 84 und erzeugt einen zusätzlichen Strom im Widerstand 92, der
sich zu dem vom Widerstand 82 erzeugten Strom hinzuaddiert und
damit den Strom auf der Leitung 5c vergrößert, wie die Kurvenform 510 in Fig. 5c zeigt.

Der Basis des NPN-Transistors 96 werden vom Verbindungspunkt 87 über die Reihenschaltung von Widerständen 98 und 100 Horizontalrücklaufimpulse zugeführt. Der Kollektor des Transistors 94 ist an den Verbindungspunkt der Widerstände 98 und 100 angeschlossen. Der Kollektor 5b des Transistors 96 ist mit der Leitung 5c verbunden, und beide sind an ein Ende des Sägezahnkondensators 110 angeschlossen. Dessen anderes Ende liegt über zwei Reihenpaare
antiparalleler Dioden 112 an Masse.

Der Transistor 96 wird für eine kurze Zeit nahe dem Beginn und
dem Ende jedes HorizontalrücklaufIntervalls eingeschaltet. Fig. 4a zeigt, daß eine Horizontalrücklaufimpulsspannung 32 nahe dem Beginn und dem Ende jedes Rücklaufintervalls durch die iV_be und 2V. -Punkte läuft. Die anwachsende Spannung nahe dem Beginn des Intervalls wird der Basis des Transistors 96 zugeführt, und wenn zum Zeitpunkt T3 1V, erreicht ist, dann wird der Transistor 96 leitend, wie die Kurvenform 110 in Fig. 4b zeigt, bei welcher
ein hoher Wert den Leitungszustand andeutet. Die der Basis des
Transistors 96 zugeführte Spannung steigt weiterhin an, bis die Rücklaufspannung zum Zeitpunkt T4 2V, erreicht, und dann werden die Transistoren 94 und 96 leitend und nehmen dem Transistor 96 den Basisstrom weg, so daß dieser gesperrt wird, was in Fig. 4b durch den Pegel Null veranschaulicht ist. Der nichtleitende Zustand herrscht bis zu dem späteren Intervall T5 bis T6, wo der
Rücklaufspannungsimpuls nahe dem Ende des Rücklaufintervalls wie-

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derum zwischen 1V, und 2V liegt. Danach und während des Hinlaufintervalls nach dem Zeitpunkt TO bleibt der Transistor 96 gesperrt. Somit ist der Transistor 96 zur Entladung des Sägezahnkondensators 110 nahe dem Beginn und Ende jedes Horizontalrücklaufintervalls leitend. Während derjenigen Intervalle, wo der Transistor 96 gesperrt ist, wird der Kondensator 110 von der Stromquelle 72 aufgeladen. Im Zusammenhang mit Fig. 5c ist bereits gesagt worden, daß der von der Stromquelle 72 gelieferte Strom während des HorizontalrücklaufIntervalls größer als während des HorizontalrücklaufIntervalls ist. Damit hat die am Kondensator 110 erzeugte Sägezahnspannung das Aussehen der Kurvenform in Fig. 5d.

Die Sägezahnspannung 520 wird der Basis des Transistors 50 über die Basis-Emitter-Strecke eines Transistors 114 zugeführt zur Veränderung des im Modulator 40 fließenden Stromes und zur Modulierung des vertikalfrequenten Sägezahnsignals an den Kollektoren der Transistoren 42 und 44. Das vertikalfrequente Sägezahneingangssignal 28 ändert sich wäuend jedes Horizontalintervalls relativ wenig. Sein Einfluß auf die Ausgangssignale 610 und 650 des Modulators 40 wird durch die Neigungsänderung im Pegel des horizontalfrequenten Sägezahnsignals dargestellt, welches die Spannungsformen 610 und 650 in den Fig. 6c bzw. 6g zeigen. Das modulierte Sägezahnsignal 610 wird über die Leitung 6c der Basis eines NPN-Transistors 122 der Vergleichsschaltung 120 zugeführt. Der Transistor 122 ist mit einem NPN-Transistor 124 emittergekoppelt, und die zusammengeschalteten Emitter liegen über einen Widerstand 126 und einen als Diode geschalteten Transistor 128 an Masse. Der Kollektor des Transistors 122 ist an den Kollektor des Transistors 124 mit Hilfe eines Stromspiegels 130 angekoppelt, der als Gegentakt erdunsymmetrischer Konverter benutzt wird und einen Ausgang 132 der Vergleichsschaltung 120 bildet. Die Basis des Transistors 124 ist an eine Bezugsspannung angeschlossen, die vom Abgriff eines Spannungsteilers abgenommen wird, der aus zwischen B+ und Masse geschalteten Widerständen 134 und 136 besteht. Der Modulator 120 wird durch das Sägezahnsignal 610 gesteuert und versucht jedesmal dann einen negativen

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Ausgangsimpuls am Anschluß 132 zu erzeugen, wenn das Signal 610 die Bezugsspannung an der Basis des Transistors 124 übersteigt. Das nicht ausgetastete Ausgangssignal der Vergleichsschaltung ist in Fig. 6d durch die Kurvenform 620 dargestellt.

Die Basis des Transistors 124 liegt über einen Widerstand 142 und die zwischen Kollektor und Emitter verlaufende Hauptstromstrecke eines Schalttransistors 124 einer Austastschaltung 140 an Masse. Die Basis des Transistors 144 liegt am Verbindungspunkt 87. Der Transistor 144 wird jedesmal dann leitend, wenn der seiner Basis zugeführte Rücklaufimpuls 32 1V, überschreitet, was während praktisch des gesamten RücklaufIntervalls der Fall ist. Somit leitet der Transistor 144 während des Horizontalrücklaufintervalls, wie dies durch das Logiksignal 630 der Fig. 6e gezeigt ist. Ein hoher Pegel des Signals 630 bedeutet einen Leitungszustand des Transistors 144. Während des Intervalls, wo der Transistor 144 leitet, ist die Bezugsspannung an der Basis des Transistors 124 reduziert, und die Vergleichsschaltung 120 erzeugt ein hohes Ausgangssignal unabhängig vom Zustand des Signales 610. Das ausgetastete Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 120, das sich aus der Kombination des Austastsignals 630 und aus dem Grundausgangssignal der Vergleichsschaltung 120 aufgrund der Schwingungsform 610 ergibt, ist in Fig. 6f durch die Spannung 640 veranschaulicht, welche das inverse Signal zum gewünschten Tastsignal 29 darstellt.

Die Spannung 640 wird vom Anschluß 132 über eine Leitung 6F dem Emitter eines NPN-Transistors 152 eines invertierenden Ausgangsverstärkers 150 zugeführt. Der Kollektor des Transistors 152 liegt an der Basis eines NPN-Transistors 154, dessen Emitter an eine Spannung B++ geführt ist, die positiver als B+ ist. Der Transistor 154 .hat zwei Kollektoren, von denen einer mit seiner Basis und der andere mit der Basis eines NPN-Transistors 156 und dem Kollektor eines NPN-Transistors 158 gekoppelt ist. Die Basis des Transistors 158 ist mit der Basis des Transistors 128 und mit der Basis eines NPN-Transistors 160 gekoppelt. Der Emitter des Transistors 160 ist mit dem Emitter des Transistors 158 ge-

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koppelt, und sein Kollektor ist mit dem Emitter des Transistors 156 gekoppelt. Die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren 158 und 156 liegen über einen Widerstand 162 an Masse. Die Basis eines Transistors 164 ist mit dem Emitter des Transistors 156 gekoppelt. Der Kollektor des Transistors 164 liegt am Kollektor
des Transistors 156 und an B++. Das Ausgangssignal 2 9 wird vom Inverterverstärker 150 über einen Widerstand 166 entnommen, der an den Emitter des Transistors 164 angeschlossen ist. Vom anderen Ende des Widerstandes 166 wird die Primärwicklung eines
Impulstransformators 170 angesteuert, von dem eine Sekundärwicklung 170b über die Gate-Kathoden-Strecke des SCR 13 gekoppelt
ist.

Das modulierte Sägezahnsignal 650 am Ausgang 6G des Modulators 40 steuert eine Vergleichsschaltung 220 an, die ähnlich der Vergleichsschaltung 120 ist. Die Elemente der Vergleichsschaltung 220 entsprechen denjenigen der Vergleichsschaltung 120 und sind mit denselben Bezugsziffern, jedoch mit der Seriennummer 200,
bezeichnet. Die Vergleichsschaltung 220 unterscheidet sich von der Vergleichsschaltung 120 nur durch die Austastanordnung. Das von der Vergleichsschaltung 220 am Ausgangsanschluß 232 infolge des modulierten Sägezahnsignals 650 bei fehlender Austastung
erzeugte Signal ist in Fig. 6h mit 660 bezeichnet. Die Hinlaufaustastung wird mit einem PNP-Transistor 180 durchgeführt, dessen Emitter an B+ liegt und dessen Kollektor mit dem Ausgangsanschluß 232 der Vergleichsschaltung gekoppelt ist. Die Basis
des Transistors 180 ist über einen Widerstand 148 an den Kollektor eines NPN-Transistors 146 der Austastschaltung 140 angekoppelt. Die Basis des Transistors 146 ist an Masse geführt und sein Emitter liegt am Verbindungspunkt 87. Während des Horizontalhinlaufintervalls ist das Signal 32 negativ gegen Masse, so daß die Transistoren 146 und 180 leiten. Infolge der Hinlaufaustastung wird die Spannung am Anschluß 232 während des HinlaufIntervalls auf B+ erhöht, wie die Kurvenform 670 in Fig. 6i zeigt. Die Zusammenfassung des Austastsignals und des Ausgangssignals der
Vergleichsschaltung 220 aufgrund der Kurvenform 650 ist in Fig. 6j durch die Kurvenform 680 gezeigt, welche das zum gewünschten

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Tastsignal 30 inverse Signal darstellt. Das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung 220 wird über einen invertierenden Ausgangsverstärker 250, der dem Verstärker 150 entspricht, dem Gate des SCR 17 zugeführt. Da die Kathode des SCR 17 an Masse liegt, besteht keine Notwendigkeit, daß ein Transformator die Treiberschaltungen vom SCR isoliert.

Betrachtet man die Kurvenformen in Fig. 6, so zeigt sich, daß aufgrund des modulierten Sägezahns 610 Paare negativ gerichteter Impulse 620 entstehen, deren jeder zu Beginn oder Ende jedes Horizontalrücklaufintervalls endet und deren Dauer während des Vertikalablenkintervalls progressiv abnimmt. Der Rücklaufteil wird ausgetastet, so daß Impulse entstehen, die bei Invertierung positiv gerichteter Impulse 29 ergeben, die zu Beginn des Rücklaufintervalls enden und deren Dauer während des Vertikalablenkintervalls progressiv ]änger wird. Ähnlich entstehen aufgrund der Kurvenform 650 Paare negativ gerichteter Impulse 660, deren Dauer progressiv länger wird und die bei Austastung und Invertierung positiv gerichteter Impulse 30 ergeben, die am Ende des Horizontalrücklaufintervalls aufhören und während des Vertikalablenkintervalls progressiv früher beginnen.

Fig. 7 veranschaulicht die Verwendung eines Triacs anstelle des SCR 13. Diese Anordnung ergibt den Vorteil, daß kein Impulstransformator wie der Transformator 170 in Fig. 3 mehr benötigt wird. Die Elemente in Fig. 7, die denjenigen in Fig. 1 entsprechen, sind mit derselben Bezugsziffer bezeichnet. In Fig. 7 ist ein Ende der Hauptstromstrecke eines gatesteuerbaren Vollwellenwechselstrom-Siliziumschalttransistors oder Triac 700 an Masse und das andere Ende an die Anode einer Diode 702 angeschlossen. Die Kathode der Diode 702 liegt am Verbindungspunkt 14 der Induktivität 16 mit dem SCR 17. Bei Tastung in den Leitungszustand hört die Steuerung des Leitens des Triacs 17 über das Gate auf. Somit kann der Thyristor nicht abgeschaltet werden, ehe der ihn durchfließende Strom aufhört. Handelsübliche Triacs haben Einschaltzeiten, die vergleichbar sind mit dem Betrieb während des Horizontalrücklaufintervalls. Während des Einschaltintervalls

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des Triacs 700, das, wie beschrieben, im Horizontalrückintervall erfolgt, kann sich die Spannung über dem Triac schneller ändern, als das Triac folgen kann. Damit kann das Triac nicht zu dem Zeitpunkt gesperrt werden, wo der Strom im Ladeweg des Kondensators 15 auf Null absinkt. Stattdessen kann der Thyristor 13 weiter leiten, und dieses Leiten erfolgte in derselben Richtung wie das durch den SCR 17 zu steuernde Leiten. Dadurch kann der Betrieb des SSVD-Systems gestört werden. Die Diode 702 verhindert einen Stromfluß in dem Stromweg durch das Triac 700, nachdem der Strom durch dieses auf Null abgefallen ist, selbst wenn das Triac weiterhin für die Dauer des restlichen Horizontalhinlaufintervalls leitend bleibt. Die Zuverlässigkeit der Schaltung gemäß Fig. 7 wird vergrößert durch eine "Snubbing"-Schaltung, welche die Reihenschaltung eines Widerstandes 704 mit einem Kondensator 706 enthält und zwischen den Verbindungspunkt 14 und Masse geschaltet ist, um die maximale Spannungsanstiegsgeschwindigkeit über den Thyristoren herabzusetzen.

Fig. 8 zeigt eine andere Ausführungsform, bei welcher die Steuerschaltung durch die Thyristorschalter ohne Notwendigkeit eines Trenntransformators angesteuert werden kann. In Fig.8 sind die den Elementen in den zuvor beschriebenen Schaltungen entsprechenden Elemente mit denselben Bezugsziffern bezeichnet. Das Gate des SCR 13 liegt an der Kathode einer Diode 804, deren Anode am Kollektor eines PNP-Transistors 802 liegt, dessen Basis wiederum an Masse und dessen Emitter unmittelbar vom Widerstand 166 (Fig. 3) angesteuert wird. Während des Horizontalrücklaufintervalls ist der Schaltungspunkt 14 positiv gegen Masse, der SCR 17 ist in Durchlaßrichtung vorgespannt und kann durch positive Impulse vom Anschluß 25 in der beschriebenen Weise in den Einschaltzustand getastet werden. Während dieses selben Horizontalrücklaufintervalls kann kein Strom durch das Gate des SCR 13 fließen, weil die Diode 804 in Sperrichtung vorgespannt ist. Während des Horizontalhinlaufintervalls ist jedoch der Schaltungspunkt 14 negativ gegen Masse, der SCR 17 ist in Sperrichtung und der SCR 13 in Durchlaßrichtung vorgespannt. Solange der Transistor 802 nicht leitet, kann kein Gatestrom durch die Diode 804 und die Kathoden-Gate-

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Strecke des Transistors 13 fließen, um diesen Transistor zu triggern. Bei Zuführung eines gegen Masse positiven Impulses zum Emitter des Transistors 802 wird die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 802 in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß im wesentlichen der gesamte Emitterstrom zur Diode 804 und zur Kathoden-Gate-Strecke des SCR 13 fließen kann, um diesen in den Leitungszustand zu tasten. So wird bei der Schaltung gemäß Fig. 8 die Tatsache ausgenutzt, daß man ein gegen Masse positives Treibersignal durch die Gatestrecke des Transistors 13 fließen lassen kann infolge der während des HorizontalhinlaufIntervalls am Schaltungspunkt 14 auftretenden negativen Spannung.

Für den Fachmann verstehen sich auch andere Ausführungsformen der Erfindung. Beispielsweise können als elektronische Schalter anstelle der beschriebenen Thyristoren auch in geeigneter Weise vorgespannte Transistoren verwendet werden. Die Induktivität 16 kann in Reihe zwischen die Wicklung 8b und den Kondensator 15 geschaltet werden, wie es Fig. 8 zeigt. In Reihe mit den SCR's 13 und 17 können auch getrennte Induktivitäten anstelle der Zusammenfassung zu einer einzigen Induktivität 16 geschaltet werden. Die Thyristoren können während jedes Horizontalintervalls im Vertikalablenkintervall in den Leitungszustand getastet werden, wie es gezeigt ist (Vollüberlappungsbetrieb), oder sie können teilweise überlappen, also während der Horizontalintervalle in den Leitungszustand getastet werden, die während mehr als der Hälfte des Vertikalablenkintervalls aber weniger als dem gesamten Vertikalablenkintervall auftreten, oder sie können nichtüberläppend betrieben werden, also während der Hälfte des Vertikalablenkintervalls. In ähnlicher Weise können während des Vertikalrücklaufintervalls beide Thyristoren in den Sperrzustand gebracht werden, so daß ein reiner Resonanzrücklauf erfolgen kann, oder eine restliche Tastung des SCR 17 kann während des Vertikalrücklaufintervalls fortgesetzt werden. Auch kann der SCR 13 während des Rücklaufintervalls in den maximalen Leitungszustand gesteuert werden, so daß während des Rücklaufs im System mehr Energie gespeichert werden kann.

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Es sind auch andere Anwendungen der erfindungsgemäßen Prinzipien möglich. Nimmt man beispielsweise an, daß die beschriebene Anordnung ein aus einer Wechselstromquelle gespeister Leistungsverstärker ist, indem man einfach die Ablenkwicklung 18 gemäß Fig.1 durch die Schwingspule 918 eines Lautsprechers 920 und den Vertikalsägezahngenerator 20 durch eine Tonquelle 930 ersetzt, wie dies in Fig. 9 dargestellt ist, dann kann die Erfindung als Leistungstonverstärker günstigen Wirkungsgrades unmittelbar aus der Horizontalablenkung gespeist werden. Die Speisung eines solchen Tonverstärkers mit Rechteckschwingungen, die von einem höherfrequenten (50 kHz) Konverter 940 anstatt von der Horizontalablenkung geliefert werden, wie es Fig. 9 zeigt, verringert Tonstörungen aufgrund einer Horizontalablenkfrequenz. Ähnlich könnte ein Konverter auch zur Speisung eines Leistungsverstärkers für die Erzeugung der Vertikalablenkung verwendet werden, wenn man den Konverter 940 anstelle des Horizontalablenkgenerators 7 in Fig.1 verwendet, wie dies in gestrichelten Linien in Fig. 1 veranschaulicht ist.

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Claims

UR. DIETER V. BIZZCLD DIPL. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. ING.WOLFGANG HEUSLER

MARIA-THERESIA-STRASSE 22

Postfach 86 02 60
D-8OOO MUENCHEN β6

TELEFON 089/47 69 06 476819

AB SEPT. 198Oi 4 70 60 06 TELEX 533638 TELEGRAMM SOMBEZ

RCA 73917/Sch/Vu
U.S. Ser. No. 052,784
vom 28. Juni 197 9

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

Ablenksystem für eine Kathodenstrahlröhre mit einer Horizontalablenkschaltung zur Ablenkung eines Elektronenstrahls der Röhre in Horizontalrichtung während abwechselnder Horizontalhinlauf- und -rücklaufIntervalle unter Steuerung durch ein sich wiederholendes Ablenksignal, und mit einer Vertikalablenkwicklung, die bei Durchfluß eines sich wiederholenden Sägezahnstromes den Strahl in Vertikalrichtung ablenkt, gekennzeichnet durch eine geschaltete Vertikalablenkeinrichtung, welche der Vertikalablenkwicklung (18) sukzessive kleiner werdende Anteile der Ablenksignalenergie während eines ersten Intervalls (T100 bis T200) des sich wiederholenden Vertikalablenkzyklus (2 8) und sukzessive größer werdende Anteile der Ablenksignalenergie während eines zweiten Intervalls (T200 bis T300) des sich wiederholenden Vertikalablenkzyklus zuführt zur

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ORIGINAL

Erzeugung eines Sägezahnstromes (26), wobei das erste (T1OO bis T2OO) und das zweite (T2OO bis T3OO) Intervall beide während des Hinlaufintervalls des Vertikalablenkzyklus auftreten und eines der beiden Intervalle während des HorizontalrücklaufIntervalls und das andere während des HorizontalhinlaufIntervalls auftritt.
2) Ablenksystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die geschaltete Vertikalablenkeinrichtung enthält einen Horizontalablenkgenerator (7), eine mit diesem gekoppelte Koppelschaltung (8), welche von dem Horizontalablenkgenerator (7) Energie abkoppelt und eine Wechselspannung von der Frequenz des sich wiederholenden Ablenksignals erzeugt, ferner eine steuerbare Schalteranordnung (13,17), die mit der Koppelschaltung (8) und der Vertikalablenkwicklung (18) gekoppelt ist und letztere die Wechselspannung während derjenigen Intervalle zuführt, in denen die steuerbare Schalteranordnung (13,17) leitend ist, und eine mit der gesteuerten Schalteranordnung gekoppelte Schaltersteuerschaltung (23) zur Steuerung der Schalteranordnung im Sinne der Erzeugung des sich wiederholenden Sägezahnstroms.
3) Ablenksystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppelschaltung (8) einen Transformator enthält, dessen Primärwicklung (8a) mit dem Horizontalablenkgenerator (7) gekoppelt ist und dessen Sekundärwicklung (8b) mit der steuerbaren Schalteranordnung (13,17) gekoppelt ist.
4) Ablenksystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Schaltereinrichtung einen ersten und einen zweiten elektronischen Schalter (13 bzw. 17) enthält, wobei der erste elektronische Schalter (13) mit der Koppelschaltung (8) und mit der Vertikalablenkwicklung (18) gekoppelt ist, um einen Strom von der Koppelschaltung (8) zur Ablenkwicklung (18) während des Hinlauf- oder Rücklaufintervalls fließen zu lassen, während der zweite elektronische Schalter (17) mit der Koppelschaltung (8) und der Ablenkwicklung (18) derart gekoppelt ist, daß ein Strom von der Koppelschaltung zur Ablenkwicklung während des anderen der beiden Intervalle fließt.

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5) Ablenksystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronischen Schalter Thyristoren (13,17) enthalten.
6) Ablenksystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppelschaltung einen Transformator (8) aufweist, dessen Primärwicklung (8a) mit dem Horizontalablenkgenerator (7) und dessen Sekundärwicklung (8b) mit den elektronischen Schaltern gekoppelt ist.
7) Ablenksystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeic niet, daß der erste und der zweite elektronische Schalter einen ersten und einen zweiten Thyristor (13,17) in Antiparallelschaltung enthält.
8) Ablenksystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die elektronischen Schalter (13,17) zu einer Parallelkombination zusammengeschaltet sind, die in Reihe mit der Sekundärwicklung (8b) und der Ablenkwicklung zur Bildung einer Serienkombination geschaltet sind.
9) Ablenksystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine Induktivität (16) in Reihe mit der Serienkombination (13, 17,8b) zu einem geschlossenen Strompfad geschaltet sind, in dem Stromimpulse fließen, wenn die elektronischen Schalter (13,17) sich im Leitungszustand befinden.
10) Ablenksystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu der Ablenkwicklung (18) ein Kondensator (15) geschaltet ist zur Integration der Stromimpulse zu einer Treiberspannung (26) über der Ablenkwicklung (18), derart, daß sich die Treiberspannung im Sinne einer Kissenkorrektur ändert.
11) Verfahren zur Erzeugung eines Vertikalablenkstroms in einem Ablenksystem gemäß Anspruch 1, gekennzeichnet durch die sich wiederholenden Schritte:

Entnahme von Energie aus der Horizontalablenkschaltung (7,8a,11) während eines der Horizontalhinlauf- und -rücklaufintervalle;

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Zuführung der so entnommenen Energie zur Vertikalablenkwicklung (18), um in dieser einen Ablenkstrom einer ersten Polarität fließen zu lassen;

Entnahme von Energie aus der Horizontalablenkschaltung (7,8a) während des anderen der Horizontalhinlauf- und -rücklaufintervalle;

Zuführung der so entnommenen Energie während des anderen der Intervalle zur Vertikalablenkwicklung (18) mit solcher Polung, daß der Ablenkstrom mit einer der ersten Polarität entgegengesetzten Polarität fließt;

und Änderung der so entnommenen Energie während jedes aufeinanderfolgenden der sich wiederholenden Zyklen zur Veränderung der Ablenkströme der ersten und zweiten Polaritäten im Sinne der Bildung des gewünschten Vertikalablenkstromes.

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