DE3314470C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Stromversorgungs- und Ablenkschaltung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.

Zum Zwecke der Korrektur von Ost-West-Kissenverzeichnungen, zur Bildbreiteneinstellung und für ähnliche Anwendungsfälle ist es üblich, die Amplitude der Zeilenablenkströme zu modulieren. Bei einer aus der DE-OS 31 26 791 bekannten Ost-West- Kissenkorrekturschaltung wird der Betriebsspannung für die Horizontalablenkung eine sich parabelförmig ändernde Spannung hinzuaddiert. Weiterhin ist aus der DE-OS 30 33 542 eine Ablenkschaltung mit Spannungsregelung bekannt, bei welcher die Spannung einer in Reihe mit dem Hinlaufkondensator liegenden Kapazität geregelt wird, um auf diese Weise die Hinlaufspannung und damit die Rasterbreite konstant zu halten. Schließlich ist aus der DE-OS 28 23 345 eine Schaltung zur Regelung der Bildbreite eines Fernsehempfängers bekannt, bei welcher ein Transistor in Reihe mit dem Booster-Kondensator geschaltet ist und über die Impedanz seiner Kollektor-Emitter-Strecke die Zeitkonstante für die Auf- und Enladung des Booster-Kondensators bestimmt. Durch Anlegen geeigneter Signale an die Basis dieses Transistors läßt sich somit die Booster-Spannung verändern, mit welcher die Betriebsspannung für die Zeilenablenkschaltung aufgestockt wird. Auf diese Weise läßt sich über die Ansteuerung des Transistors eine Hochspannungsstabilisierung, Ost-West-Rasterentzerrung oder Trapezentzerrung erreichen.

Generelle Nachteile bekannter Ost-West-Kissenkorrekturschaltungen bestehen darin, daß sie relativ viel Leistung verbrauchen, den Entwurf gewisser Linearitätskorrekturschaltungen einschränken oder unerwünschte Rücklaufzeitmodulationen zur Folge haben. Außerdem erfordern einige Ost-West-Korrekturschaltungen zusätzliche Bauelemente, die in Reihe mit dem Ablenkstrompfad liegen. Eine solche Reihenschaltung kompliziert den Entwurf von Linearitätskorrekturschaltungen, die zum richtigen Betrieb einen an Masse liegenden S-Formungskondensator benötigen.

Der im Anspruch 1 angegebenen Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Ablenkschaltung zu schaffen, bei welcher die Amplitude des Ablenkstroms über einen relativ großen Bereich verändert werden kann, ohne daß sich die Hochspannungsamplitude oder die Rücklaufzeit dabei verändert.

Gemäß der Erfindung ist ein ablenkfrequent betriebener steuerbarer Schalter mit einer Ablenkwicklung gekoppelt, um in dieser während eines Hinlaufintervalls eines Ablenkzyklus einen Ablenkstrom zu erzeugen. Eine Ablenkrücklaufkapazität bildet mit der Ablenkwicklung während eines Rücklaufintervalls einen Ablenkrücklauf-Schwingkreis. Mit dem steuerbaren Schalter und einer zweiten Kapazität ist eine Speiseinduktivität gekoppelt, um während des Rücklaufintervalls einen zweiten Resonanzkreis zur Erzeugung einer Impulsspannung für die Stromversorgung einer Lastschaltung zu bilden. Während des Rücklaufintervalls sind die beiden Resonanzkreise bei der Rücklauffrequenz der Ablenkung und bei höheren Frequenzen praktisch voneinander entkoppelt, und durch diese Entkopplung werden unerwünschte Wechselwirkungen der beiden Kreise vermieden.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung erfolgt die Entkopplung der beiden Resonanzkreise durch eine induktive Impedanz relativ großen Wertes, die innerhalb des Rücklaufintervalls zwischen die beiden Resonanzkreise geschaltet ist. Während des Hinlaufintervalls leitet der steuerbare Schalter von der Impedanz kommenden Strom von der Ablenkwicklung und der Speiseinduktivität weg.

Gemäß einer speziellen Ausgestaltung der Erfindung wird durch die Kopplung der Impedanz mit einer vertikalfrequent arbeitenden Modulationsspannungsquelle auch eine Ost-West- Kissenkorrektur erreicht. Während des Rücklaufintervalls wird der Rücklaufresonanzschaltung Energie unter Steuerung durch die Größe des Modulationsstroms von der Modulationsquelle zugeführt. Durch vertikalfrequente parabolische Veränderung der Modulationsspannung wird auch die der Rücklaufresonanzschaltung zugeführte Energie vertikalfrequent verändert. Der zum Hinlaufbeginn in der Ablenkwicklung fließende Spitzenstrom ändert sich ebenfalls vertikalfrequent parabolisch im Sinne einer Korrektur von Ost-West-Kissenverzeichnungen.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigt

Fig. 1 eine Ablenkschaltung mit der erfindungsgemäßen Amplitudenregelung des Ablenkstroms,

Fig. 2-4 Schwingungsformen zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 5 eine andere Ausführungsform einer Ablenkschaltung mit Amplitudenregelung des Ablenkstroms gemäß der Erfindung,

Fig. 6-8 Schwingungsformen zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach Fig. 5,

Fig. 9 eine Ablenkschaltung mit Ost-West-Kissenkorrektur gemäß der Erfindung und

Fig. 10 Schwingungsformen zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach Fig. 9.

Gemäß Fig. 1 ist eine Quelle geregelter Gleichspannung B+, die zwischen einem Anschluß 21 und Masse erzeugt wird, über einen Widerstand R 1 unter Filterung durch einen Kodensator C 1 an einen ersten Anschluß einer Wicklung w 1 eines Horizontalausgangstransformators T angeschlossen. Der andere Anschluß der Wicklung ist an einen Verbindungspunkt 22 angeschlossen.

Ein Horizontalausgangstransistor Q 1 ist mit einer Kollektor-Emitter-Strecke zwischen den Verbindungspunkt 22 und Masse geschaltet. Parallel zum Transistor Q 1 liegt eine Reihenschaltung aus zwei Gleichrichtern in Form von Dioden D 1 und D 2. Zwischen Anode und Kathode der Diode D 1 liegen eine Horizontalablenkwicklung L _H und ein S-Formungs- oder Hinlaufkondensator C _s . Über die Reihenschaltung der Horizontalablenkwicklung L _H mit dem Hinlaufkondensator C _s ist ein Ablenkrücklaufkondensator C _RD geschaltet. Ein zweiter Rücklaufkondensator C _RT bildet mit der Wicklung w 1 des Transformators T einen Resonanzkreis. Der Kondensator C _RT liegt zwischen dem Verbindungspunkt 22 und Masse. Zwischen den unteren Belag des Hinlaufkondensators C _s und Masse ist die Reihenschaltung einer Drossel L 1 relativ hoher Impedanz mit einer regelbaren Quelle 24 einer Gleichspannung V _m geschaltet.

Für die Betrachtung der Betriebsweise der Stromversorgungs- und Horizontalablenkschaltung gemäß Fig. 1 sei angenommen, daß die steuerbare Spannungsquelle 24 irgendeine gegen Masse positive Gleichspannung V _m liefert, die kleiner als die Spannung B+ ist. Dann gelten die Schwingungsformen der Fig. 3a-3e.

Während des Anfangsteils des Horizontalhinlaufintervalls leitet die Diode D 1, so daß die am Hinlaufkondensator C _s entstehende Hinlaufspannung an die Horizontalablenkwicklung L _H angelegt werden kann. Wie Fig. 3e zeigt, ist bei Anlegen der Hinlaufspannung an die Horizontalablenkwicklung L _H der Horizontalablenkstrom i _y ein negativer, jedoch positiv gerichteter Sägezahnstrom.

Während des Anfangsteils des Hinlaufs leitet auch die Diode D 2 und bringt die Spannung am Verbindungspunkt 22 im wesentlichen auf Masse-Bezugspotential. Die geregelte Spannung B+ gelangt daher an die Wicklung w 1 des Horizontalausgangstransformators T und erzeugt den positiv gerichteten Sägezahnstrom i _T gemäß Fig. 3b. Bei leitender Diode D 2 wird die von der steuerbaren Spannungsquelle 24 gelieferte Spannung an die Drosselspule L 1 gelegt, so daß der flache Sägezahnstrom i _L1 gemäß Fig. 3c entsteht.

Damit positive Ströme i _y und i _T fließen können, spannt der Horizontaloszillator und Treiber 23 den Horizontalausgangstransistor Q 1 zu einem Zeitpunkt vor der Mitte des Horizontalhinlaufintervalls in den Leitungszustand vor. Während der letzten Teile des Horizontalhinlaufintervalls fließt positiver Horizontalablenkstrom i _y vom rechten Anschluß der Horizontalablenkwicklung L _H durch den Horizontalausgangstransistor Q 1 und die Diode D 2 zum unteren Anschluß des Hinlaufkondensators C _s . Die Diode D 1 wird in Sperrichtung vorgespannt, wenn der Horizontalausgangstransistor Q 1 einen Kollektorstrom in Durchlaßrichtung führt. Der positive Strom i _T in der Wicklung w 1 oder im Horizontalausgangstransformator T fließt durch den Horizontalausgangstransistor Q 1 nach Masse.

Zur Einleitung des Horizontalrücklaufintervalls liefert der Horizontaloszillator und Treiber 23 ein Sperrvorspannungssignal an die Basis des Horizontalausgangstransistors Q 1, um kurz danach den Kollektordurchlaßstrom zu sperren. Bei gesperrtem Horizontalausgangstransistor Q 1 bildet die Horizontalablenkwicklung L _H mit dem Ablenkrücklaufkondensator C _RD einen Rücklaufresonanzkreis 25 zur Erzeugung einer Rücklaufimpulsspannung V _RD .

Ähnlich bildet nach dem Sperren des Horizontalausgangstransistors Q 1 die Wicklung w 1 des Horizontalausgangstransformators T mit dem zweiten Rücklaufkondensator C _RT einen zweiten Resonanzkreis 30. Der Wert des Rücklaufkondensators C _RT ist hinsichtlich des effektiven Induktivitätswertes der Wicklung w 1 so gewählt, daß die Resonanzfrequenz des Resonanzkreises 30 nahe oder bei der Ablenkrücklaufresonanzfrequenz liegt.

Die über den Transformatorrücklaufkondensator C _RT entstehende Impulsspannung ist die in Fig. 3a veranschaulichte Spannung V 1. Eine ähnliche Impulswechselspannung entsteht an der Wicklung w 1 des Horizontalausgangstransformators T. Diese Impulsspannung wird transformatorisch in die anderen Wicklungen des Transformators gekoppelt, die in Fig. 1 gemeinsam durch eine einzige Wicklung w 2 dargestellt werden. Die transformierten Impulsspannungen speisen nach geeigneter Gleichrichtung und Filterung verschiedene Lastschaltungen des Fernsehers, die in Fig. 1 aber nicht eingezeichnet sind. Die Amplitude der Impulsspannung V 1 und der über die Wicklung w 1 entstehenden Impulsspannung steht in Beziehung zur Größe der Spannung B+. Somit werden durch Regelung der Spannung B+ auch die Impulsspannungen geregelt.

Die Amplitude des Horizontalablenkstroms i _y , und damit die Amplitude der Rücklaufimpulsspannung V _RD hängt vom Mittelwert der Hinlaufspannung ab, die an den Belägen des Hinlaufkondensators C _s entsteht. Da über der Induktivität keine Spannung mit einer Gleichspannungskomponente erzeugt wird, nimmt der Mittelwert der Hinlaufspannung einen Wert an, der gleich der Differenz zwischen der Gleichspannung B+ und der Gleichspannung V _m ist. Durch Veränderung der Amplitude der steuerbaren Spannung V _m , die von der Quelle 24 geliefert wird, lassen sich gleichzeitig die mittlere Hinlaufspannung und damit der Spitzenablenkstrom verändern.

Wenn beispielsweise die Modulationsspannung V _m gleich der Spannung B+ ist, dann ist der Strom i _L1 in der Drossel L 1 im wesentlichen Null, wie Fig. 2c erkennen läßt. Daher fließt kein Strom von der Wicklung w 1 des Horizontalausgangstransformators T in den Ablenkrücklaufresonanzkreis 25. Von der Spannungsquelle B+ kann keine Energie zur Aufrechterhaltung des Stroms in der Ablenkwicklung L _H übertragen werden. Der Ablenkstrom i _y ist daher gleich Null, wie Fig. 2e zeigt.

Die Kurvenformen der Fig. 3a bis 3e veranschaulichen den Fall, wo die Modulationsspannung V _m auf einen kleineren Wert als die Spannung B+ eingestellt ist. Der Modulationsstrom i _L1 ist in Fig. 3c gezeigt. Während des Rücklaufs fließt der Strom i _{L 1} in die Induktivität L 1 über den Ablenkrücklaufkondensator C _RD . Die daraus folgende zusätzliche Ladung auf dem Kondensator C _RD wird während des Rücklaufs in die Horizontalablenkwicklung L _H übertragen, um die während jedes Ablenkzyklus auftretenden Widerstandsverluste auszugleichen. Da die Modulationsspannung V _m eine geringere Größe als im Fall der Kurvenformen nach Fig. 2a-2e hat, ist die mittlere Hinlaufspannung, die gleich der Differenz zwischen der Spannung B+ und der Modulationsspannung V _m ist, größer. Die Amplitude des Ablenkstroms i _y hat sich vom Wert Null gemäß Fig. 2e auf einen von Null verschiedenen Wert gemäß Fig. 3e vergrößert. Die Ablenkrücklaufimpulsspannung V _RD , die gleich der Spannung v 1 minus V 2 ist, hat sich ebenfalls auf eine von Null verschiedene Amplitude vergrößert.

Eine weitere Abnahme der Modulationsspannung V _m auf Null, wobei die Modulationsspannungsquelle 24 die Wirkung eines Kurzschlusses bekommt, führt zur Erzeugung der in den Fig. 4a-4e dargestellten Kurvenformen. Der Ablenkstrom i _y hat hier seine maximale Amplitude erreicht. Da die Amplitude des Ablenksstroms i _y gemäß Fig. 4 im Vergleich zu Fig. 3 größer geworden ist, vergrößern sich auch die Widerstandsverluste in der Ablenkwicklung L _H . Damit vergrößert sich auch der Mittelwert des Modulationsstromes i _L1, wie Fig. 4c zeigt. Da der Strom i _L1 während des Rücklaufs von dem in der Wicklung w 1 des Horizontalausgangstransformators T fließenden Strom i _T abgeleitet ist, nimmt der positive Spitzenwert des Transformatorwickelstromes i _T mit zunehmendem Mittelwert des Stromes i _L1 ebenfalls zu.

Die Induktivität L 1 liegt während des gesamten Ablenkrücklaufintervalles in einem Kreis mit der Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 und der Transformatorrücklaufresonanzschaltung 30. Daher ändert sich die mit der Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 gekoppelte Schaltungsimpedanz nicht, und es tritt keine nennenswerte Modulation der Ablenkrücklaufzeit auf. Es ist darauf hinzuweisen, daß die am Schaltungspunkt 22 der Rücklauftransformatorwicklung w 1 auftretende Spannung V 1 unverändert bleibt, wenn sich die Modulationsspannung V _m ändert. Diese Anodenspannung und andere Gleichspannungen, die durch Gleichrichtung und Filterung der über den Sekundärwicklungen des Horizontalausgangstransformators T, etwa der Wicklung w 2, auftretenden Spannungen abgeleitet werden, werden nicht durch Modulation des Horizontalablenkstromes i _y beeinflußt.

Durch die Verwendung zweier Rücklaufkondensatoren, nämlich eines ersten Rücklaufkondensators C _RD für die Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25, und eines zweiten Rücklaufkondensators C _RT für die Transformatorresonanzschaltung 30, läßt sich der während des Rücklaufs in die Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 fließende Energiefluß unabhängig regeln, ohne daß die Amplitude der von der Transformatorrücklaufresonanzschaltung 30 erzeugten Impulsspannung V 1 beeinflußt würde. Mit der Drossel L 1 relativ hoher Impedanz, die in den Weg des von der Wicklung w 1 des Horizontalausgangstransformators T zur Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 fließenden Stromes eingeschaltet ist, sind die beiden Resonanzschaltungen 25 und 30 bei der Ablenkrücklauffrequenz und bei höheren Frequenzen praktisch entkoppelt. Daher führen Modulationen der Impulsspannung V 1 infolge von Belastungsschwankungen durch die von ihr gespeisten Lastschaltungen nicht zu unerwünschten Modulationen der Ablenkrücklaufimpulsspannung V _RD .

Während des Rücklaufs kann die Wirkung des Kondensators C _s vernachlässigt werden, weil seine Kapazität viel höher als diejenige des Kondensators C _RD ist. Die Resonanzschaltung 25 umfaßt so die Parallelschaltung der Ablenkwicklung L _H mit dem Ablenkrücklaufkondensator C _RD . Eine solche Schaltung hat bei ihrer Resonanzfrequenz eine hohe Impedanz und bei anderen Frequenzen eine niedrige Impedanz. Da die Schaltung 25 von einer hohen Impedanz, nämlich der Induktivität L 1, angesteuert wird, wirkt die Schaltung 25 als ein Filter. Ihre Impedanz ist nur bei der Ablenkrücklauffrequenz (44 kHz) hoch. Daher erscheinen sämtliche vom Horizontalausgangstransformator T erzeugten Spannungen, deren Frequenzen sich von der Ablenkrücklauffrequenz wesentlich unterscheiden, über der Induktivität L 1, weil deren Impedanz bei diesen anderen Frequenzen viel höher als die Impedanz der Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 ist.

Durch die Einschaltung der Drossel L 1 zwischen Masse und den unteren Belag des Ablenkrücklaufkondensators C _RD am Anschluß 27 kann die Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 während des Rücklaufintervalls potentialfrei über Massepotential sein. Daher ist während des Rücklaufs die Spannung am oberen Belag des Rücklaufkondensators C _RD , also am Verbindungspunkt 22, gleich der Summe der Ablenkrücklaufimpulsspannung V _RD und der zwischen dem Anschluß 27 und Masse auftretenden Spannung V 2. Diese potentialfreie Schaltung führt zu der bereits erwähnten Entkopplung der beiden Resonanzschaltungen 25 und 30 während des Rücklaufs bei Frequenzen gleich oder oberhalb der Ablenkrücklauffrequenz.

Fig. 5 veranschaulicht eine andere Ausführungsform der Erfindung, bei welcher der Hinlaufkondensator C _s ebenso wie die Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 an Masse liegt. Die in den Fig. 1 und 5 mit den gleichen Bezugsziffern bezeichneten Elemente arbeiten in gleicher Weise oder stellen die gleichen Größen dar. In der Stromversorgungs- und modulierten Ablenkschaltung nach Fig. 5 ist die Induktivität Fig. L 1 mit dem Verbindungspunkt der Dioden D 1 und D 2 am Anschluß 27 gekoppelt. Der Transformatorrücklaufkondensator C _RT ist nun zwischen den Verbindungspunkt 22 und den linken Anschluß der Induktivität L 1 am Anschluß 27 geschaltet, anstatt zwischen den Verbindungspunkt 22 und Masse. Bei dieser Anordnung bleibt die von der Wicklung w 1 und dem Transformatorrücklaufkondensator C _RT gebildete Transformatorresonanzschaltung 30 während ihres Resonanzrücklaufintervalls potentialfrei über Massepotential.

Die Schaltung nach Fig. 5 hat den Vorteil, daß sie einen an Masse liegenden Hinlaufkondensator C _s verwendet. Eine solche Schaltung wird bei gewissen Linearitätskorrekturschaltungen benötigt, wie sie etwa in der US-Patentanmeldung USSN 3 63 516 beschrieben ist, die am 30. März 1982 unter dem Titel "Linearity corrected horizontal deflection circuit" für den Erfinder P. E. Haferl eingereicht ist und er am 17. November 1982 veröffentlichten britischen Patentanmeldung Nr. 20 98 424A entspricht. Die Schaltungen gemäß den Fig. 1 und 5 stimmen darin überein, daß die Induktivität L 1 für hochfrequente Ströme, die zwischen den beiden Resonanzschaltungen 25 und 30 fließen, als hohe Impedanz wirkt.

Die Amplitudenmodulation des Horizontalablenkstroms i _y erfolgt in Fig. 5 in ähnlicher Weise wie in Fig. 1. Die Fig. 6a-6e zeigen den Fall, daß die Modulationsspannung V _m bei Fig. 5 Null ist. Damit ist auch der Strom i _L1 gemäß Fig. 6c Null ebenso wie die Spannung V 2 zwischen dem Anschluß 27 und Masse. Wenn in der Induktivität L 1 der Strom Null fließt, dann wirkt der Stromweg nach Masse über die Induktivität L 1 und die Spannungsquelle 24 wie eine Unterbrechung. Die Ablenkrücklaufimpulsspannung V _RD hat eine Amplitude, die nur durch die geregelte Spannung B+ bestimmt wird; gleichermaßen wird die Amplitude des Ablenkstroms i _y alleine durch die Spannung B+ bestimmt.

Die Fig. 7a-7e zeigen den Fall, daß die Modulationsspannung v _m auf einen Wert oberhalb Null erhöht wird. Der Strom i _L1 fließt während des Horizontalhinlaufs durch die Diode D 1 und auch durch den Horizontalausgangstransistor Q 1, wenn dieser Kollektorstrom in Durchlaßrichtung führt. Während des Horizontalrücklaufs liegt die Induktivität L 1 in Reihe mit der Transformatorrücklaufresonanzschaltung 30. Die Impulsspannung V 2 wird der Kathode der Diode D 3 über einen Filterkondensator C 1 großen Wertes zugeführt, um die Diode während des Rücklaufs zu sperren. Die Ablenkrücklaufspannung C _RD ist die Summe der Spannung V 2 und der Rücklaufimpulsspannung V 1′, die am Transformatorrücklaufkondensator C _RT entsteht. Der Mittelwert der Spannung V 2 ist gleich der Amplitude der Modulationsspannung V _M . Damit wachsen der Mittelwert der Rücklaufimpulsspannung V _RD und die Amplitude des Ablenkstromes i _y mit zunehmender Modulationsspannung V _m . Da die Spannung B+ geregelt ist, bleibt die Spannung V 1′ in ihrem Mittelwert sowie in ihrer Amplitude unverändert.

Ein weiteres Ansteigen des Stromes i _L1 infolge eines weiteren Anstiegs der Modulationsspannung V _m führt zu den Kurvenformen der Fig. 8a-8e. Die Amplitude der Impulsspannung V 2 wächst, und damit wachsen auch die Amplituden der Ablenkrücklaufimpulsspannung V _RD und des Ablenkstromes i _y , wie die Fig. 8a und 8e zeigen. Es ist darauf hinzuweisen, daß der Strom i _T in der Wicklung w 1 des Horizontalausgangstransformators T unverändert bleibt, wenn die Modulationsspannung V _m sich ändert, weil der Strom i _L1 während des Rücklaufs über den Rücklaufkondensator C _RT anstatt über die Wicklung w 1 in die Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 fließt.

Beim Vergleich von Ähnlichkeiten und Unterschieden der Betriebsweise der Schaltungen gemäß den Fig. 1 und 5 sei bemerkt, daß der Ablenkstrom i _y der Schaltung nach Fig. 1 von etwa Null auf einen durch die Spannung B+ bestimmten Wert verändert werden kann; demgegenüber kann der Ablenkstrom i _y der Schaltung nach Fig. 5 von einem durch die Spannung B+ betimmten Wert verändert werden auf einen Wert, der durch die Maximalamplitude bestimmt ist, welche die Modulationsspannung V _m annehmen kann. Ein begrenzender Faktor für die Maximalamplitude der Spannung V _m ist die maximale Spannungsbelastung, welche zwischen Kollektor und Emitter des Horizontalausgangstransistors Q 1 zulässig ist. Die dem Kollektor des Horizontalausgangstransistors Q 1 zugeführte Impulsspannung ist bei der Schaltung nach Fig. 1 konstant, bei der Schaltung nach Fig. 5 kann sie sich jedoch ändern. Der Strom i _T ändert sich in der Schaltung nach Fig. 1, bleibt jedoch in der Schaltung nach Fig. 5 konstant. In beiden Schaltungen nach den Fig. 1 und 5 wird bei parabolischen vertikalfrequenten Amplitudenänderungen der Modulationsspannung V _m die Amplitude des Horizontalablenkstroms in i _y in ähnlicher Weise moduliert, so daß eine Ost-West-Kissenkorrektur auftritt.

Fig. 9 zeigt eine Stromversorgungsschaltung mit Ablenkmodulation gemäß der Erfindung, bei welcher die Primärwicklung des Horizontalausgangstransformators mit einem Schaltnetzteil gekoppelt ist und die Horizontalablenkschaltung mit einer Sekundärwicklung des Transformators gekoppelt ist. Die in den Fig. 1, 5 und 9 in gleicher Weise bezeichneten Elemente arbeiten auch vergleichbar oder stellen vergleichbare Größen dar.

In Fig. 9 ist eine Wicklung w 2′ eines Horizontalausgangstransformators T mit einem Schaltnetzteil 50 gekoppelt, etwa mit einem sogenannten single conversion system (SICOS)-Netzteil, wie er in der US-Patentanmeldung USSN 3 33 610 beschrieben ist, die am 22. Dezember 1981 für den Erfinder P. E. Haferl unter dem Titel Regulated Deflection Circuit eingereicht ist und der am 8. September 1982 veröffentlichten britischen Patentanmeldung 20 94 085A entspricht.

Die Anordnung nach Fig. 9 enthält ebenso wie diejenige nach Fig. 5 einen an Masse liegenden S-Formungskondensator C _s , welcher die Verwendung einer in Fig. 9 nicht veranschaulichten Linearitätskorrektur ermöglicht. Gemäß Fig. 9 sorgt eine Modulationsschaltung 26 für eine Ost-West-Kissenkorrektur, während die Amplitudenregelung der Impulsspannung V _T über der Wicklung w 1′ durch das Schaltnetzteil beibehalten wird. Die Ablenkresonanzschaltung 25 und die Transformatorresonanzschaltung 30 sind jeweils auf die Ablenkrücklauffrequenz abgestimmt. Verwendet man ein Schaltnetzteil vom SICOS-Typ, dann ist die durch die Wicklung w 1′ gegebene effektive Induktivität relativ groß, und damit werden die Rücklaufkondensatoren C _RT und C _{RD 1}, _{RD 2}, die zu den beiden Resonanzschaltungen gehören, mit näherungsweise denselben Werten gewählt.

Während des Horizontalhinlaufintervalles liegen der Rücklaufkondensator C _RT und der Gleichspannungsperrkondensator C 1 über die leitende Diode D 2 oder die leitende Diode D 1 und den leitenden Horizontalausgangstransistor Q 1 an Masse. Während der ersten Hälfte des Horizontalrücklaufintervalls erzeugt sowohl die Transformatorresonanzschaltung 30 wie auch die Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 eine Impulsspannung V _T oder V _RD durch Überführung induktiv gespeicherte Energie in kapazitiv gespeicherte Energie im jeweiligen Rücklaufkondensator C _RT oder C _{RD1 RD 2}. Diese Energie wird anschließend während der zweiten Hälfte des Rücklaufintervalls in die jeweilige Induktivität w 1′ oder L _H zurückübertragen.

Die Impulsspannung v _T wird mit Hilfe einer Anzapfung an der Wicklung w 2′ des Horizontalausgangstransformators T abgenommen und dem Schaltnetzteil 50 zur Regelung der Amplitude der Impulsspannung bei Änderungen der Netzspannung oder der Last zugeführt. Während des Rücklaufs wird über die Wicklungen w 2′ und w 1′ Energie vom Schaltnetzteil 50 zur Transformatorresonanzschaltung 30 und zu anderen rücklaufgespeisten Lastschaltungen übertragen, die mit weiteren Sekundärwicklungen w 3′ bis w 5′ gekoppelt sind.

Beispielsweise werden die Widerstandsverluste in der Horizontalablenkwicklung L _H in jedem Horizontalrücklaufintervall über die Diode D 2 aus der zur Transformatorresonanzschaltung 30 übertragenen Energie ergänzt. Nach einem weiteren Beispiel wird die in der Wicklung w 1′ des Horizontalausgangstransformators T entstehende geregelte Impulsspannung V _T durch die Hochspannungswicklung w 5′ zur Speisung der Anodenhochspannungsschaltung 31 und Erzeugung einer geregelten Anodenspannung am Anodenanschluß U hochtransformiert.

Es sei nun angenommen, daß ein Strom i 2 irgendeiner gegebenen Größe durch die Wicklung w _b des Transformators T 2 der Modulatorschaltung 26 fließt. Während des Horizontalhinlaufintervalls fließt der Strom i 2 von Masse durch die Wicklung w _b und eine Diode D 4 zum Anschluß 27, der wegen des Leitens der Diode D 1 und entweder der Diode D 2 oder des Horizontalausgangstransistors Q 1 auf Massepotential liegt. Während des Horizontalrücklaufintervalls ist der Transistor Q 1 gesperrt. Wenn der Strom i₂ größer als der durch die Diode D 2 fließende Strom ist, dann ist die Diode D 2 ebenfalls gesperrt. Der Strom i₂ fließt nun in die Transformatorrücklaufschaltung 30 und von dort in die Ablenkrücklaufschaltung 25 und ergänzt die Verluste in der Ablenkrücklaufresonanzschaltung. Der Spannungsunterschied zwischen der Ablenkrücklaufimpulsspannung V _RD und der Summe der geregelten Transformatorimpulsspannung V _T mit der Spannung am Kondensator C 1 erscheint als die Impulsspannung V 2 über der Diode D 2.

Während des Rücklaufs, also im Intervall t 0-t 1 oder t 0′-t 1′ in den Fig. 10a-10g, nimmt der Strom i 2 ab. Wenn die Induktivität der Wicklung w _b des Transformators T 2 genügend groß ist, dann fällt der Strom i₂ am Ende des Horizontalrücklaufintervalls nicht auf Null ab. Damit ist die Wicklung w _b über die Transformatorresonanzschaltung 30 während praktisch des gesamten Horizontalrücklaufintervalls mit der Ablenkrücklaufschaltung 25 gekoppelt. Amplitudenänderungen des Stroms i₂ führen daher nicht zu nennenswerten Rücklaufzeitmodulationen der Ablenkrücklaufimpulsspannung V _RD .

Da die beiden Impulsspannungen V _RD und V _T von zwei getrennten Resonanzschaltungen 25 und 30 erzeugt werden, kann die Form der Impulsspannung V _T zu Veränderungen mit der Strahlstrombelastung am Anodenanschluß U oder mit Belastungsänderungen an der Wicklung w 4′ neigen, ohne daß gleichzeitig Kurvenformänderungen der Ablenkrücklaufimpulsspannung V _RD auftreten würden. Die relativ große Induktivität der Wicklung w _b des Transformators T 2 wirkt als Filter und verhindert solche gleichzeitigen Modulationen oder Verzerrungen der Rücklaufimpulsspannung. Wegen dieser Tatsache kann der für die Phasenregelung des Horizontaloszillators und Treibers 23 verwendete Horizontalsynchronimpuls 44 vorteilhafterweise vom kapazitiven Spannungsteiler C _RD1, _{RD 2} anstatt von einer Wicklung des Horizontalausgangstransformators T abgenommen werden.

In den Fig. 10a-10g zeigen die Kurvenformen vertikalfrequente Kurvenformänderungen, die durch die Modulationsschaltung 26 hervorgerufen werden und zur Ost-West-Kissenkorrektur des Rasters benötigt werden.

Die Modulationsschaltung 26 erzeugt einen veränderlichen Strom i 2 zur Veränderung der Amplitude des Ablenkrücklaufimpulsstromes und damit zur gleichzeitigen Änderung der Amplitude des Horizontalablenkstromes i _y . Ein Schalttransistor Q 2, der mit dem Gleichrichter D 4 in einem Rücklaufkonverterbetrieb arbeitet, bestimmt die Amplitude des Stromes i 2. Wie in Fig. 10a anhand der Kollektorspannung V 3 des Transistors Q 2 gezeigt ist, leitet der Transistor Q 2 vor Beginn des Horizontalrücklaufintervalls, also vor dem Zeitpunkt t 0 oder t 0′. Die Spannung V 3 ist vor dem Zeitpunkt t 0 Null, und der in der Wicklung w _a des Transformators T 2 fließende Strom ist nahe bei seinem Maximalwert, wie Fig. 10b zeigt.

Zum Zeitpunt t 0 kehrt die Spannung 81 an der Wicklung w 3′ des Horizontalausgangstransformators T ihre Polarität um und sperrt die Diode D 5. Der Strom i 1 in der Wicklung w _a fällt nahe dem Zeitpunkt t 0 schnell auf Null ab, wie in Fig. 10b zu sehen ist. Während des Rücklaufs entsteht infolge des negativ gerichteten Schaltsignals am Ausgang einer Spannungsvergleichsschaltung U 1 A eine Sperrvorspannung 46, welche der Basis des Schalttransistors Q 2 zugeführt wird. Der Strom i 1 in der Wicklung w _a des Transformators T 2 und im Kollektor des Schalttransistors Q 2 wird durch die Sperrvorspannung der Diode D 5 infolge der Spannungspolaritätsumkehr über der Wicklung w 3′ des Horizontaltransformators T anstatt durch irgendeine der Basis des Schalttransistors Q 2 zugeführte Sperrvorspannung gesperrt. Damit ist die Speicherzeitverzögerung beim Sperren des Schalttransistors Q 2 vernachlässigbar klein und erscheint nicht als Einflußgröße beim Sperren des Stromes i 1.

Zur Aufrechterhaltung der Flußkontinuität im Kern des Transistors T 2 nahe dem Zeitpunkt t 0 baut sich der Strom i 2 schnell auf, wie Fig. 10c zeigt. Dieser Strom fließt während des Horizontalrücklaufs von der Wicklung w _b durch die Diode D 4 in den Transformatorrücklaufkondensator C _RT . Die in Fig. 10d gezeigte Spannung V 2 ist daher eine Impulsspannung, die innerhalb des Rücklaufintervalls entsteht und dann der Wicklung w _b des Transformators T 2 zugeführt wird. Durch Zuführung dieser Impulsspannung zur Wicklung w _b nimmt der Strom i 2 während des Horizontalrücklaufintervalls ab. Wie Fig. 10c zeigt, nimmt der Strom i 2 jedoch nicht vor Ende des Horizontalrücklaufs ständig auf Null ab. Wäre der Strom i 2 erheblich vor diesem Zeitpunkt auf Null abgefallen, dann wäre die Induktivität w _b während eines erheblichen Teils des Horizontalrücklaufs von den beiden Resonanzschaltungen 25 und 30 abgetrennt gewesen, und es wäre eine untragbare Rücklaufzeitmodulation aufgetreten.

Es sei darauf hingewiesen, daß die Spannung V 2 kurz nach dem Zeitpunkt t 0 anzuwachsen beginnt und eine kurzeZeit vor dem Zeitpunkt t 1 auf Massebezugspotential abzunehmen beginnt. Dieses Verhalten resultiert aus der Abschaltzeitverzögerung der Diode D 2 zum Zeitpunkt t 0, wenn an sie eine Sperrvorspannung angelegt wird, und wegen des Leitens der Diode D 2 unmittelbar vom Zeitpunkt t 1 zur Übertragung von Energie von der Transformatorresonanzschaltung 30 zur Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25.

Zum Zeitpunkt t 1, dem Beginn des nächsten Horizontalhinlaufintervalls, ist der Schalttransistor Q 2 gesperrt. Die Spannung V 3 wächst auf die Hinlaufspannungsamplitude, die an der Horizontalausgangstransformatorwicklung w 3′ entsteht, an. Der mit Punkt versehene Anschluß der Wicklung w _b des Transformators T 2 ist wegen der leitenden Diode D 4 mit dem Anschluß 27 gekoppelt, der kurz vor dem Zeitpunkt t 1 wegen der leitenden Diode D 2 auf Massepotential liegt. Daher kreist der Strom i 2 mit einer praktisch konstanten Amplitude, wie Fig. 10c zeigt, nachdem die Diode D 2 zu leiten beginnt, bis der Schalttransistor Q 2 zu einem Zeitpunkt innerhalb des Intervalls t 2-t 3 eingeschaltet wird. Der Zeitpunt t 2 entspricht der Mitte der Vertikalablenkung, wo ein Horizontalablenkstrom großer Amplitude zur Kompensation der Ost-West-Kissenverzeichnung benötigt wird. Der Zeitpunkt t 3 entspricht der Ober- oder Unterseite der Vertikalablenkung, wo ein Horizontalablenkstrom kleiner Amplitude benötigt wird.

Wenn der Schalttransistor Q 2 eingeschaltet ist, dann wird die über der Horizontalausgangstransformatorwicklung w 3′ entstehende positive Hinlaufspannung an die Wicklung w _a des Transformators T 2 gelegt. Diese Spannung wird transformatorisch zur Wicklung w _b übertragen, so daß der mit Punkt versehene Anschluß dieser Wicklung negativ wird und die Diode D 4 sperrt. Der Strom i 2 in der Wicklung w _b fällt auf Null ab. Die im Transformator T 2 gespeicherte Energie induziert in der Wicklung w _a eine Spannung, so daß der Strom i 1, beginnend zu irgendeinem Zeitpunkt innerhalb des Intervalls t 2-t 3, plötzlich ansteigt, wie dies Fig. 10b zeigt.

Von dem Augenblick an, wo der Schalttransistor Q 2 eingeschaltet wird, bis zum Ende des Horizontalhinlaufintervalls zum Zeitpunkt t 0′ wird wiederum Energie im Transformator T 2 durch einen anwachsenden Strom i 1 in der Wicklung w _a gespeichert, wie Fig. 10b zeigt. Diese Energie wird während des Rücklaufintervalls t 0′-t 1′ über die Wicklung w _b in die Transformatorresonanzschaltung 30 und in die Ablenkrücklaufresonanzschaltung 25 übertragen.

Zur Ost-West-Kissenkorrektur wird der Schalttransistor Q 2 der Modulationsschaltung 26 durch die in Fig. 9 dargestellte Impulsbreitenregelschaltung 40 vertikalfrequent und parabolisch breitenmoduliert. Die über der Vertikalablenkwicklung L _V auftretende Vertikalsägezahnspannung 41 wird über den Integrationskondensator C 3 zu einem Vertikalparabelsignal 42 integriert. Die Parabel wird von einem Transistor Q 3 invertiert und verstärkt. Dem Emitter des Transistors Q 3 wird über den Trapezregelwiderstand R 1 eine gewisse Sägezahnspannung zugeführt, um eine geringfügige Drehung des invertierten Parabelsignals 43 zu kompensieren.

Die Amplitude des symmetrischen invertierten Parabelsignals 43, das am Kollektor des Transistors Q 3 auftritt, wird mittels eines Widerstandes R 4 eingestellt und über den Gleichspannungsblockkondensator C 4 dem invertierenden Eingang der Spannungsvergleichsschaltung U 1 A zugeführt. Der Gleichspannungspegel an diesem Eingangsanschluß läßt sich durch den Breitenregelwiderstand R 6 leicht gegenüber dem Gleichspannungspegel am nicht-invertierenden Eingangsanschluß verschieben. Eine Spannungsvergleichsschaltung U 1 B wird von Horizontalrücklaufimpulsen 44 gesteuert und liefert über einen Kondensator C 5 ein horizontalfrequentes Sägezahnsignal 45. Durch Vergleich dieses Horizontalsägezahnsignals mit dem Vertikalparabelsignal, das dem nicht-invertierenden Eingangsanschluß der Vergleichsschaltung U 1 A zugeführt wird, erzeugt dieser an ihrem Ausgang das gewünschte impulsbreitenmodulierte Schaltsignal 46, das der Basis des Schalttransistors Q 2 zugeführt wird.

Eine Vergrößerung der Amplitude des Parabelsignals 43 durch Einstellen des Amplitudenregelwiderstandes R 4 führt zu einem breiteren Zeitintervall t 2-t 3 in den Fig. 10a-10c und zu einer weitgehenderen Kissenkorrektur. Eine Abnahme der Gleichspannungsdifferenz zwischen invertierendem und nicht-invertierendem Eingang der Vergleichsschaltung U 1 A durch Einstellung des Breitenregelwiderstandes R 6 führt zu einer zeitlichen Verschiebung des Intervalls t 2-t 3 nach links in den Fig. 10a-10e und damit zur Erzeugung einer größeren Amplitude des Horizontalablenkstroms i _y und somit zu einem breiteren Raster.

Die Schaltung nach Fig. 9 und die Kurvenformen nach Fig. 10 veranschaulichen den Betrieb eines Fernsehempfängers mit einer 110°-S4-Farbbildröhre, die mit einer Anodenspannung von 24 kV betrieben wird.

Claims (11)

1. Stromversorgungs- und modulierte Ablenkschaltung mit einer Modulationsspannungsquelle, einer Ablenkwicklung (L _H ) und einem mit dieser gekoppelten, ablenkfrequent betriebenen Schalter (Q 1) zur Erzeugung eines Ablenkstroms in der Ablenkwicklung während eines Hinlaufintervalls eines Ablenkzyklus und mit einem Ablenkrücklaufkondensator (C _RD ) zur Bildung einer Ablenkrücklaufresonanzschaltung (25) mit der Ablenkwicklung für die Erzeugung einer Rücklaufimpulsspannung während eines Rücklaufintervalls des Ablenkzyklus, ferner mit einer Versorgungsenergiequelle (B+), einer mit dieser gekoppelten Speiseinduktivität (W 1) und einer mit der Speiseinduktivität gekoppelten zweiten Kapazität (C _RT ), dadurch gekennzeichnet,
daß die zweite Kapazität (C _RT ) auch mit dem Schalter (Q 1) gekoppelt ist und während des Rücklaufintervalls mit der Speiseinduktivität (W 1) eine zweite Resonanzschaltung (30) zur Erzeugung einer Impulsspannung für die Speisung einer Lastschaltung (W 2) bildet,
daß in einen Strompfad zwischen der Ablenkrücklaufschaltung (30) und der zweiten Resonanzschaltung (25) während des Rücklaufintervalls eine Impedanz (L 1) derart eingefügt ist, daß die Ablenkrücklaufresonanzschaltung (25) gegen Modulationen der Rücklaufimpulsspannung infolge belastungsbedingter Schwankungen der von der zweiten Resonanzschaltung (30) erzeugten Impulsspannung im wesentlichen entkoppelt ist, und
daß mit der Impedanz (L 1) die Modulationsspannungsquelle (24) zur entsprechenden Modulation des Ablenkstromes gekoppelt ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenz der zweiten Resonanzschaltung (30) bei oder nahe bei der Ablenkrücklauffrequenz liegt.

3. Schaltung nach Anspruch 1 mit einer Hinlaufkapazität, die mit der Ablenkwicklung gekoppelt ist und dieser eine Hinlaufspannung zuführt, mit deren Amplitude sich die Amplitude des Ablenkstroms ändert, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz (L 1) den Modulationsstrom (I 21) der Ablenkrücklaufresonanzschaltung -(25) zur entsprechenden Modulation der Hinlaufspannung zuführt.

4. Schaltung nach Anspruch 1, bei welcher die Ablenkschaltung eine Horizontalablenkschaltung ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine Quelle vertikalfrequenter Signale (43) mit der Modulationsspannungsquelle (Q 2) zur vertikalfrequenten Änderung des Modulationsstroms im Sinne einer Ost-West-Kissenkorrektur des Horizontalablenkstroms gekoppelt ist.

5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanz eine erste Spule (Wb) aufweist, welche magnetisch mit einer zweiten, von der Modulationsspannungsquelle (W 3′) angesteuerten Spule (Wa) gekoppelt ist, und daß die erste Spule während des Ablenkrücklaufintervalls an die Ablenkrücklaufschaltung (25) und die Resonanzschaltung (30) gekoppelt ist.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Modulationsspannungsquelle eine Spannungsquelle aufweist, die mit der zweiten Spule (Wa) und mit einem ersten steuerbaren Schalter (Q 2) gekoppelt ist, der in Abhängigkeit von einem Steuersignal impulsmoduliert geschaltet wird.

7. Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß mit der ersten Spule (Wb) der Impedanz ein Gleichrichter (D 4) gekoppelt ist, derart, daß der steuerbare Schalter (Q 2) im Rücklaufkonverterbetrieb arbeitet.

8. Schaltung nach Anspruch 7, bei welcher die Ablenkschaltung und die Ablenkwicklung eine Horizontalablenkschaltung bzw. eine Horizontalablenkwicklung ist, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (Q 3) zur Erzeugung eines vertikalfrequenten Signals und eine mit dem ersten steuerbaren Schalter (Q 2) gekoppelte Einrichtung (U 1 A), die unter Steuerung durch das vertikalfrequente Signal das Steuersignal als Steuerimpuls erzeugt, der vertikalfrequent moduliert ist und dem ersten steuerbaren Schalter zur Modulierung des Ablenkstroms im Sinne einer Ost-West-Kissenkorrektur zugeführt wird.

9. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der ablenkfrequent betriebene Schalter (Q 1) die Ablenkrücklaufresonanzschaltung (25) und die zweite Resonanzschaltung (30) an einen gemeinsamen Verbindungspunkt (22) angeschlossen sind.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zum ablenkfrequent betriebenen Schalter zwei in Reihe geschaltete Gleichrichter (D 1, D 2) angeschlossen sind, und daß die Impedanz an den Verbindungsanschluß (27) der beiden Gleichrichter untereinander gekoppelt ist.

11. Schaltung nach Anspruch 1, 3, 9 und 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Speiseinduktivität einen Impulstransformator (T) aufweist, von dem eine erste Wicklung (W 1′) an die zweite Kapazität zur Erzeugung einer Impulsspannung über der erstenWicklung gekoppelt ist und der eine Hochspannungswicklung (W 5′) zur Aufwärtstransformierung der Impulsspannung aufweist, und daß die Lastschaltung einen Anodenanschluß (U) und eine mit diesem und mit der Hochspannungswicklung (W 5) zur Erzeugung einer Hochspannung am Hochspannungsanschluß (U) gekoppelte Hochspannungsschaltung (31) enthält.