DE3913046A1 - Stromversorgungsschaltung mit stabilisierung der hochspannung in einem fernsehgeraet - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine im Schaltbetrieb geregelte Ener­ gieversorgungsschaltung (Netzteil) eines Fernsehempfängers, die mit einer Frequenz arbeitet, welche in Beziehung zu einer Ablenkfrequenz steht.

Eine typische Ablenk-Endstufe, die einen Rücklauf-Resonanz­ kreis enthält, erzeugt in einer Hochspannungs- oder Ter­ tiärwicklung eines Rücklauftransformators Rücklaufimpulse mit hohem Spitzenwert. Der Rücklauf-Resonanzkreis enthält einen Rücklaufkondensator. Die Hochspannungs-Rücklaufimpul­ se in der Tertiärwicklung werden in einer Hochspannungs­ schaltung gleichgerichtet, um eine Endanodenspannung zu erzeugen. Die Endstufe wird gespeist durch eine Versorgungs­ spannung B+, die an ein Ende einer Primärwicklung des Rück­ lauftransformators gelegt wird. Diese Versorgungsspannung B+ kann mittels eines im Schaltbetrieb arbeitenden Konstant­ reglers erzeugt und stabilisiert werden.

Ein im Schaltbetrieb arbeitender Konstantregler, der eine Versorgungsspannung B+ erzeugt und einen Aspekt der vor­ liegenden Erfindung verkörpert, enthält einen Schalter wie z. B. einen gesteuerten Siliziumgleichrichter (im folgenden auch als "Thyristor" bezeichnet). Wenn dieser Thyristor­ schalter leitend ist, koppelt er eine ungeregelte Versor­ gungsspannung auf ein erstes Ende einer ersten Induktivi­ tät, die in einem Filter enthalten ist. Der Thyristorschal­ ter leitet jeweils ab einem steuerbaren Zeitpunkt innerhalb jedes Hinlaufintervalls einer Horizontalablenkperiode und bleibt während des restlichen Teils des Hinlaufs leitend. Während des Rücklaufs ist der Thyristorschalter ausgeschal­ tet, in Vorbereitung auf den nachfolgenden Regelungszyklus. Eine konstantgeregelte oder "stabilisierte" Versorgungs­ spannung B+ wird in einem Filterkondensator entwickelt, der an ein zweites Ende der ersten Induktivität angeschlossen ist. Eine Steuerschaltung des Konstantreglers ändert den jeweiligen Augenblick des Leitendwerdens des Schalters nach Art einer Gegenkopplung, derart, daß die Versorgungsspannung B+ konstant gehalten wird. Eine Ausschaltwicklung des Rück­ lauftransformators koppelt während jedes Horizontalrücklauf­ intervalls einen Rücklaufimpuls auf die Anode des Thyristor­ schalters, um ihn auszuschalten. Eine an das erste Ende der ersten Induktivität angeschlossene "Auffangdiode" stellt einen Stromweg her, über den weiterhin Strom in der ersten Induktivität fließen kann, nachdem der in der Ausschaltwick­ lung erzeugte Rücklaufimpuls erscheint.

Eine starke Belastung durch das Videosignal wird zu einem erhöhten Strahlstrom führen und zur Folge haben, daß mehr Laststrom durch den Thyristorschalter gezogen wird. Der er­ höhte Strahlstrom kann, wenn keine Kompensation stattfindet, zu einer stärkeren Belastung der Hochspannungsschaltung füh­ ren, was wiederum zur Folge haben kann, daß der Pegel der Endanodenspannung abnimmt. Infolgedessen wird die Breite einer jeden horizontalen Rasterzeile ungünstigerweise anwachsen, wenn die Endanodenspannung abnimmt, und umgekehrt.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine zwei­ te Induktivität in Reihe mit der Ausschaltwicklung des Rück­ lauftransformators gekoppelt, so daß der Thyristorschalter zwischen der ersten und der zweiten Induktivität liegt. Der mittlere Strom in der zweiten Induktivität steht in di­ rekter Beziehung zum Strahlstrom. Die zweite Induktivität hält den Thyristorschalter während eines Teils des Rück­ laufs leitend, wobei sich die Dauer dieses Teils entspre­ chend dem Strahlstrom ändert. Beispielsweise verlängert sich die Dauer dieses Intervalls, wenn der Strahlstrom an­ steigt. Infolgedessen steht für einen gegebenen Wert der zweiten Induktivität die Dauer, während welcher innerhalb des Rücklaufs Energie über die Ausschaltwicklung zum Rück­ laufkondensator der Endstufe übertragen wird, in direkter Beziehung zum Mittelwert des Stroms in der zweiten Indukti­ vität. Wie oben erwähnt, steht der mittlere Strom in der zweiten Induktivität in direkter Beziehung zum Strahlstrom.

Somit wird eine Belastung der Hochspannungsschaltung, die zum Beispiel durch erhöhten Strahlstrom verursacht ist, durch ein entsprechendes Ansteigen der Energie kompensiert, die während des Rücklaufs über die Ausschaltwicklung zum Rücklauf-Resonanzkreis geliefert wird. Im Ergebnis wird also mit der zweiten Induktivität die Endanodenspannung besser stabilisiert als ohne sie.

Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ver­ mindert die zweite Induktivität die Geschwindigkeit, mit welcher der Strom im Thyristorschalter abnimmt. Dadurch wird vorteilhafterweise die übermäßige Kopplung hochfre­ quenter Wechselstromanteile in eine Hauptspeisespannung, aus der die ungeregelte Versorgungsspannung gewonnen wird, reduziert. Übermäßige Kopplung hochfrequenter Ströme in das Versorgungsnetzt können durch staatliche Bestimmungen verboten sein.

Ein Fernsehgeräte-Netzteil, das einen Aspekt der vorliegen­ den Erfindung verkörpert, enthält eine Quelle eines syn­ chronisierenden Eingangssignals mit einer Frequenz, die in Beziehung zu einer Ablenkfrequenz steht. Es enthält ferner eine Ablenkschaltungs-Endstufe, die auf das Eingangssignal anspricht und einen Rücklauftransformator aufweist, der in einer ersten Wicklung eine erste Spannung erzeugt. Diese erste Spannung hat während jeder ihrer Perioden einen Rück­ laufteil während eines Rücklaufintervalls und einen Hinlauf­ teil während eines Hinlaufintervalls. Eine mit dem Rücklauf­ transformator gekoppelte Hochspannungsversorgungsstufe er­ zeugt eine Hochspannung, die an eine erste Last gelegt wird, um einen Laststrom zu erzeugen. Eine erste Induktivität, die getrennt vom Rücklauftransformator ist, leitet einen er­ sten Strom, dessen Betrag sich ändert, wenn eine Änderung im Laststrom auftritt. Eine zweite Induktivität leitet ei­ nen zweiten Strom, der an einen Versorgungsspannungs-Emp­ fangsanschluß der Ablenkschaltungs-Endstufe gelegt wird. Mit der ersten Wicklung, der ersten Induktivität und der Ein­ gangs-Versorgungsspannung ist eine Elektrode der Hauptstrom­ strecke eines ersten Schalters gekoppelt, der eine Steuer­ klemme aufweist, die auf das Eingangssignal anspricht. Der erste Schalter legt die Eingangs-Versorgungsspannung während eines Teils des Hinlaufintervalls an die erste Induktivität und an die zweite Induktivität, um den ersten und den zwei­ ten Strom zu erzeugen. Der erste Strom in der ersten Induk­ tivität entwickelt eine Spannung, die über den ersten Schal­ ter an die erste Wicklung gelegt wird, solange der erste Schalter leitend ist, womit ein erster Teil des Rücklaufin­ tervalls definiert wird, der sich entsprechend dem Betrag des ersten Stroms ändert, um eine Hochspannungskompensation zu bewirken. Der erste Schalter wird während des Rücklauf­ intervalls nicht-leitend, um die erste Induktivität von der ersten Wicklung abzukoppeln. Über einen mit der zweiten In­ duktivität gekoppelten zweiten Schalter wird ein Stromweg für den zweiten Strom in der zweiten Induktivität gebildet, der den ersten Schalter nebenschließt, um mindestens während jeweils eines Teils der ersten Teile des Rücklaufintervalls zu verhindern, daß der zweite Strom über den ersten Schalter auf die erste Wicklung gekoppelt wird.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Fernsehgeräte-Netzteil mit einem erfindungsgemäßen Versorgungsspannung-Konstantregler;

Fig. 2a-2d und 3a-3b zeigen Signalverläuft (Wel­ lenformen) zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltungs­ anordnung nach Fig. 1.

Der in Fig. 1 dargestellte Teil eines Fernsehempfängers enthält einen Brückengleichrichter 101, der eine Netzspan­ nung V _AC gleichrichtet, um eine ungeregelte Gleichspannung V _UR zu erzeugen. Ein für eine Ablenkendstufe vorgesehener, im Schaltbetrieb arbeitender Konstantregler 102, im folgen­ den kurz als "Schaltregler" bezeichnet, der einen Aspekt der vorliegenden Erfindung verkörpert und als Schalter einen siliziumgesteuerten Gleichrichter oder Thyristor 200 ent­ halten kann, erzeugt eine stabilisierte Spannung B+, die auf eine Wicklung W 1 eines Rücklauftransformators T 1 ge­ koppelt wird. Eine Eingangsklemme 102 a des Konstantreglers 102 empfängt die ungeregelte Spannung V _UR . Die stabilisier­ te Spannung B+ wird an eine Ausgangsklemme 102 d des Schalt­ reglers 102 entwickelt. Die Wicklung W 1 des Transformators T 1 ist mit der Kollektorelektrode eines Ablenk-Schalttran­ sistors Q 1 einer Horizontalendstufe 99 gekoppelt, die mit einer Horizontalfrequenz f _H arbeitet. Ein mit der Horizon­ talfrequenz f _H auftretendes Steuersignal H _r , das in einem entsprechenden, als Horizontalprozessor 100 a bezeichneten Teil einer Steuerschaltung 100 erzeugt wird, gelangt über einen Horizontal-Treiberverstärker 666 auf die Basiselektro­ de des Transistors Q 1. Das Signal H _r steuert das Schalten des Transistors Q 1, um einen Ablenkstrom i _y in einer Ablenk­ wicklung L _Y der Endstufe 99 zu erzeugen. Im Rücklaufinter­ vall einer jeden Horizontalperiode H wird eine Rücklauf­ spannung V _{w 2} in herkömmlicher Weise an einer Wicklung W 2 des Transformators T 1 erzeugt. Ein in einer Wicklung W 3 des Transformators T 1 entwickelter Rücklaufimpuls H _V hoher Span­ nung wird auf eine Hochspannungs-Versorgungsschaltung 201 gekoppelt, die in einer herkömmlichen Weise eine Endanoden­ spannung U erzeugt. Jedes Rücklaufintervall erscheint un­ mittelbar nachdem der Transistor Q 1 nichtleitend wird. Durch Gleichrichtung der Spannung V _{w 2} in einer Gleichrichteranord­ nung 104, die mit der Wicklung W 2 gekoppelt ist, wird eine Laufbetriebs-Versorgungsgleichspannung V + erzeugt, die z. B. +16 Volt beträgt. Der Prozessor 100 a erzeugt außerdem ein Signal O _H , das die Frequenz F _H hat und mit einer konstanten Phasenlage gegenüber einem Horizontalsynchronsignal S _H auf­ tritt. Das Signal S _H wird in üblicher, nicht näher darge­ stellter Weise erzeugt. Die Spannung V + wird außerdem als Versorgungsspannung an verschiedene (nicht dargestellte) Schaltungen des Empfängers gelegt.

Die Spannung V + wird ferner als ein Rückkopplungssignal V _IN zum Teil 100 b der Steuerschaltung 100 gekoppelt, der eine Steuer- und Treibervorstufe für den Schaltbetrieb des Thy­ ristor-Konstantreglers ist. Die Steuer- und Treibervorstufe 100 b erzeugt ein Signal S _C mit der Frequenz f _H und mit einer steuerbaren Phase, das in jedem Horizontalintervall H den Augenblick bestimmt, zu dem der Thyristor 200 leitend wird. Die Phase des Signals S _C ändert sich entsprechend einer Differenz zwischen der Spannung V _IN , die proportional zur Spannung V + ist, und einer Bezugsspannung V _NIN , die in einer herkömmlichen Weise erzeugt werden kann. Das Signal S _C be­ wirkt, daß die geregelte Spannung B + auf einem vorbestimm­ ten Gleichspannungspegel bleibt, z. B. +129 Volt.

Gemäß einem Merkmal der vorliegenden Erfindung ist die Anode des Thyristors 200 über eine Wicklung W 4 des Transformators T 1 und über eine in Reihe damit angeordnete Induktivität L 1 an die ungeregelte Spannung V _UR gekoppelt. Die Kathode des Thyristors 200 ist mit einer Klemme 102 c einer Filter­ induktivität L 2 gekoppelt. Die Klemme 102 d der Induktivi­ tät L 2, wo die stabilisierte Spannung B + entwickelt wird, ist mit der Wicklung W 1 des Rücklauftransformators T 1 ge­ koppelt. Zwischen der Klemme 102 d und Masse liegt ein Fil­ terkondensator C 2. Das Signal S _C wird über einen Treiber­ transformator T 2 auf die Steuer- oder Gateelektrode des Thyristors 200 gekoppelt.

Die Fig. 2a-2d und 3a-3b zeigen Wellenformen zur Erläute­ rung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1. Gleiche Bezugszahlen und Symbole in den Fig. 1, 2a-2d und 3a-3d bezeichnen jeweils gleiche Einzelheiten oder Funk­ tionen. Mit Erscheinen einer Vorderflanke LE des Signals S _C der Fig. 1, die eine steuerbare Phase gemäß der in Fig. 1 dargestellten Wellenform hat, wird der Thyristor 200 ge­ triggert und wird sofort leitend. Die Vorderflanke LE er­ scheint zu einem Zeitpunkt t ₁ während eines Hinlaufinter­ valls jeder Periode H einer Spannung V _{W 4}, die an der Wick­ lung W 4 entwickelt wird. Während des Intervalls, in dem der Thyristor 200 leitend ist, steigt ein Strom i _{L 1} in einer Induktivität L 1 und ein Strom i _{L 2} in einer Induktivität L 2 an. Ein Beispiel für den Verlauf eines Stroms i _SCR im Thy­ ristor 200 ist mit der Wellenform der Fig. 2a dargestellt. Die Anstiegsgeschwindigkeit der Ströme i _SCR , i _{L 1} und i _{L 2} in der Anordnung nach Fig. 1 wird bestimmt durch den während des Hinlaufs erscheinenden Teil der Spannung V _{W 4}, durch die ungeregelte Spannung V _UR und durch die stabilisierte Span­ nung B +. Die Anstiegsgeschwindigkeit wird ferner durch die Summe der Induktivitätswerte der Induktivitäten L 1 und L 2 bestimmt.

Am Ende des Horizontalhinlaufs, zu einem in der Wellenform in Fig. 1 dargestellten Zeitpunkt t ₂, wird ein Rücklaufim­ puls in der Spannung V _{W 4} erzeugt. Die Spannung V _{W 4} wird aus der Spannung V _R der Fig. 2d im Rücklaufkondensator C _r der Fig. 1 entwickelt. Der Rücklaufimpuls V _{W 4} in der Wicklung W 4 hat eine Polarität im Sinne einer Vorspannung des Thy­ ristors 200 in Sperrichtung und im Sinne einer Reduzierung der entsprechenden Ströme in den Induktivitäten L 1 und L 2. Als Folge der negativen Änderungsgeschwindigkeit des Stroms i _{L 2} in der Induktivität L 2 nimmt die an der Klemme 102 c ent­ wickelte Spannung mit schneller Geschwindigkeit ab. Die Ab­ nahme der Spannung an der Klemme 102 c dauert so lange an, bis zu einem Zeitpunkt t ₃ des Rücklaufsimpulses RT die zwischen Masse und die Klemme 102 c geschaltete Auffang­ diode D 2 leitend wird. Die Fig. 2c zeigt ein Beispiel für die Wellenform eines Stroms i _{d 2} in der Diode D 2, und die Fig. 2b zeigt die entsprechende Anodenspannung V _{102 a} des Thyristors 200 der Fig. 1. Die Arbeitsweise einer Diode wie der Auffangdiode D 2 ist ausführlich in der US-Patent­ schrift 41 63 926 beschrieben.

Gemäß einem anderen Merkmal der Erfindung nimmt nach dem Leitendwerden der Auffangdiode D 2 der Strom i _{L 1} weiterhin mit einer Änderungsgeschwindigkeit ab, die unbeeinflußt vom Strom i _{L 2} in der Induktivität L 2 ist. Solange die Summe der Spannung V _UR und einer Spannung, die an der Induktivi­ tät L 1 als Folge der negativen Änderungsgeschwindigkeit des Stroms i _{L 1} entwickelt wird, größer ist als die Rück­ laufspannung V _{W 4}, bleibt der Thyristor 200 leitend, und ein Versorgungsstrom i _PS fließt weiter in der Wicklung W 4. Solange der Thyristor 200 leitend ist, entwickelt der Strom i _{L 1} eine Spannung, die an die Wicklung W 4 gelegt wird und dann magnetisch auf die Wicklung W 3 gekoppelt wird. Wenn während des Rücklaufs der Thyristor 200 in Sperrichtung ge­ spannt wird, hören die Ströme i _PS und i _{S 1} auf.

Für gegebene Werte der Spannungen V _{W 4} und V _UR bestimmt sich die Länge eines Intervalls t ₄ - t ₃, das innerhalb des in Fig. 1 dargestellten Rücklaufteils RT vom Zeitpunkt des Leitendwer­ dens der Diode D 2 bis zum Zeitpunkt des Ausschaltens des Thyristors 200 auftritt, nach dem Induktivitätswert der In­ duktivität L 1 und nach dem Pegel des Stroms i _{L 1} am Ende des Hinlaufs. Da der Pegel des Stroms i _{L 1} direkt proportio­ nal zu einem Mittelwert eines Strahlstroms i _beam ist, der von einer Klemme 201 a der Hochspannungs-Versorgungsschaltung 201 geliefert wird, nimmt die Länge des Intervalls t ₄ - t ₃ zu, wenn der Mittelwert des Strahlstroms ansteigt, und nimmt ab, wenn der Mittelwert des Strahlstroms abnimmt. Die Fig. 3a zeigt ein Beispiel der Wellenform des Stroms i _SCR im Thy­ ristor 200 der Fig. 1 für maximalen Strahlstrom, und die Fig. 3b zeigt die Wellenform dieses Thyristorstroms für einen minimalen Strahlstrom. Man erkennt, daß beim Beispiel der Fig. 3a der Strom i _SCR seinen Nullwert zu einem Zeit­ punkt t ₄′ erreicht, der später liegt als der entsprechende Zeitpunkt t ₄ in Fig. 3b.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung erzeugt der Strom i _{L 1} der Induktivität L 1, solange der Thyristor 200 der Fig. 1 während des Intervalls t ₄ - t ₃ leitend ist, eine Spannung, die an die Wicklung W 4 gelegt und dann an den Rücklaufkondensator C _r der Horizontalendstufe 99 übertragen wird. Daher steigt die Ladung, die über die Wicklung W 4 zum Kondensator C _r übertragen wird, proportional zur Länge des Intervalls t ₄ - t ₃ an. Somit ist der Anstieg der Ladung im Rücklaufkondensator C _r direkt proportional zum Strahlstrom und zum Induktivitätswert der Induktivität L 1. Der Ladungs­ anstieg am Kondensator C _r wirkt im Sinne einer Kompensation der Strahlstrom-Laständerungen. Infolgedessen wird die Ten­ denz der Endanodenspannung U, z. B. infolge einer erhöhten Strahlstrombelastung abzunehmen, in vorteilhafter Weise kompensiert durch die in der Induktivität L 1 gespeicherte Energie, die über die Wicklung W 4 zur Hochspannungswicklung W 3 übertragen wird. Je höher z. B. der Strahlstrom ist, desto länger ist die Dauer des Intervalls t ₄ - t ₃, während dessen der Strom in der Induktivität L 1 nach dem Leitendwerden der Diode D 2 weiter fließt und an die Wicklung W 4 gelegt wird. Somit wird in vorteilhafter Weise während des Rücklaufs mehr Energie über die Wicklung W 4 an den Kondensator C _r gegeben. Die Folge ist, daß eine Ausgangsimpedanz an der Klemme 201 a der Hochspannungs-Versorgungsschaltung 201 in vorteilhafter Weise reduziert wird. Daher werden Änderungen der Raster­ breite, die durch Änderungen der Videobelastung verursacht werden könnten, in vorteilhafter Weise vermindert.

Die Summe der Induktivitätswerte der Induktivitäten L 1 und L 2 kann entsprechend einem Maximalwert des Laststroms ge­ wählt werden, den der Konstantregler 102 an der Klemme 102 d der Induktivität L 2 benötigt, so daß ein maximal-zulässiger Welligkeitsanteil in der Spannung B + eingehalten wird. Die Wahl der Summe der Induktivitätswerte der Induktivitäten L 1 und L 2 kann außerdem von der maximal benötigten Ein­ schwingzeit der Rückkopplungsschleife abhängen, die den Konstantregler 102 und die Vorverstärkerstufe (Treibervor­ stufe) 100 b enthält.

Während des Rücklaufs, nach dem Leitendwerden der Auffang­ diode D 2, wird die Induktivität L 2 durch die leitende Diode D 2 von der Induktivität L 1 abgekoppelt. Nachdem die Diode D 2 leitend geworden ist, hat der Strom i _{L 2} in der Indukti­ vität L 2 keinen Einfluß auf die Hochspannungskompensation. Daher kann, für einen gegebenen Wert der Summe der Indukti­ vitätswerte der Induktivitäten L 1 und L 2, der Wert der In­ duktivität L 1 in vorteilhafter Weise mit einem hohen Grad an Freiheit gewählt werden. Die Induktivität L 1 kann gewählt werden, um eine Strahlstromregelung zu erhalten, die besser ist, als wenn die Induktivität L 1 nicht verwendet würde. Der Wert einer jeden der Induktivitäten L 1 und L 2 kann also so gewählt werden, daß sich in vorteilhafter Weise die maximal zulässige Welligkeit der Spannung B + und außerdem die Strahl­ stromkompensation ergibt.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung reduziert die In­ duktivität L 1 die Geschwindigkeit, mit welcher der Versor­ gungsstrom i _PS während des Horizontalrücklaufs abnimmt. Somit verhindert die Induktivität L 1 in vorteilhafter Weise, daß übermäßige Einschwingströme hoher Frequenz erzeugt und in die Haupt-Versorgungsspannung (z. B. Netzspannung) V _AC eingekoppelt werden. Die Vermeidung des Einkoppelns über­ mäßiger Einschwingströme in das Versorgungsnetz kann re­ gierungsamtlich vorgeschrieben sein.

Die Wicklung W 4 kann eine Leckinduktivität haben, die in Reihe mit der Induktivität der Spule L 1 erscheint.

Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird durch Ver­ wendung der Induktivität L 1, die getrennt vom Transformator T 1 ist und magnetisch gegenüber der Wicklung W 4 entkoppelt ist, die Gesamtinduktivität zwischen der Anode des Thyristors 200 und dem die Spannung V _UR liefernden Anschluß des Brücken­ gleichrichters 101 erhöht. Eine solche Gesamtinduktivität bringt eine Hochspannungskompensation, die besser ist, als wenn einzig die Leckinduktivität der Wicklung W 4 zu dieser Gesamtinduktivität beitragen würde. Die Verwendung der Induktivität L 1, die getrennt von der Leckinduktivität der Wicklung W 4 ist, hat Vorteile gegenüber dem Fall, daß die Gesamtinduktivität durch die Leckinduktivität erhalten wird. So können z. B. dank Verwendung der Induktivität L 1 die Wick­ lungen des Transformators T 1 fester gekoppelt sein, was die Konstruktion des Transformators T 1 in vorteilhafter Weise vereinfacht. Außerdem wird durch Verwendung festgekoppelter Wicklungen eine Kernsättigung, die infolge von Gleichstrom in der Wicklung W 1 auftreten kann, durch einen Gleichstrom verhindert, der in der entgegengesetzten Richtung in der Wicklung W 4 fließt.

Claims (12)

1. Schaltungsanordnung zur Stromversorgung eines Fernseh­ empfängers mit folgenden Einrichtungen:
einer Quelle eines synchronisierenden Eingangssignals mit einer Frequenz, die in Beziehung zu einer Ablenk­ frequenz steht;
einer Ablenkschaltungs-Endstufe, die auf das Eingangs­ signal anspricht und einen Rücklauftransformator enthält, um in einer ersten Wicklung dieses Transformators eine erste Spannung zu erzeugen, die in jeder ihrer Perioden einen Rücklaufteil während eines Rücklaufintervalls und einen Hinlaufteil während eines Hinlaufintervalls hat;
einer mit dem Rücklauftransformator gekoppelten Hoch­ spannungs-Versorgungsstufe zur Erzeugung einer Hochspan­ nung, die an eine erste Last gelegt wird, um einen Last­ strom in dieser Last zu erzeugen;
einer ersten, vom Rücklauftransformator getrennten In­ duktivität zum Leiten eines ersten Stroms, dessen Betrag sich ändert, wenn eine Änderung im Laststrom stattfindet;
einer Quelle für eine Eingangs-Versorgungsspannung;
einer zweiten Induktivität zum Leiten eines zweiten Stroms, der auf einen Versorgungsspannungs-Empfangsan­ schluß der Ablenkschaltungs-Endstufe gekoppelt wird;
einem ersten Schalter, der eine mit der ersten Wick­ lung, mit der ersten Induktivität und mit der Eingangs- Versorgungsspannung gekoppelte Hauptstromstrecken-Elek­ trode und eine auf das Eingangssignal ansprechende Steuerklemme aufweist und der die Eingangs-Versorgungs­ spannung während eines Teils des Hinlaufintervalls an die erste und an die zweite Induktivität legt, um den ersten und den zweiten Strom zu erzeugen, wobei der erste Strom in der ersten Induktivität eine Spannung entwickelt, die über den ersten Schalter, solange dieser leitend ist, an die erste Wicklung gelegt wird, so daß ein erster Teil des Rücklaufintervalls definiert wird, der sich entspre­ chend dem Betrag des ersten Stroms zur Erzielung einer Hochspannungskompensation ändert, wobei der erste Schal­ ter während des Rücklaufintervalls nichtleitend wird, um die erste Induktivität von der ersten Wicklung abzukoppeln,
dadurch gekennzeichnet, daß mit der zweiten Induktivität (L 2) ein zweiter Schal­ ter (D 2) gekoppelt ist, um einen durch diesen zweiten Schalter gehenden Stromweg für den zweiten Strom (i _{L 2}) in der zweiten Induktivität (L 2) zu bilden, der den er­ sten Schalter (200) überbrückt, um zu verhindern, daß der zweite Strom (i _{L 2}) während mindestens eines Teils des ersten Teils des Rücklaufintervalls über den ersten Schalter (200) auf die erste Wicklung (W 4) gekoppelt wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der erste Schalter ein Thyristorschalter (200) ist, der nichtleitend wird, wenn eine Summe der ersten Spannung (V _{W 4}), der Eingangs-Versorgungsspannung (V _UR ) und einer in der ersten Induktivität (L 1) entwickel­ ten Spannung einen Betrag hat, der kleiner ist als ein vorbestimmter Wert.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der zweite Schalter eine Diode (D 2) auf­ weist, die an einen Verbindungspunkt zwischen der zwei­ ten Induktivität (L 2) und dem ersten Schalter (200) an­ geschlossen ist, um ab einem Zeitpunkt während des Rück­ laufintervalls, der vor dem Zeitpunkt des Nichtleitend­ werdens des ersten Schalters (200) liegt, den zweiten Strom (i _{L 2}) in der zweiten Induktivität (L 2) zu leiten.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß die erste Induktivität (L 1), die erste Wicklung (W 4), der erste Schalter (200) und die zweite Induktivi­ tät (L 2) in Reihe geschaltet sind.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß die erste Induktivität (L 1) einen Wert hat, der wesentlich kleiner ist als der Wert der zweiten Indukti­ vität.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine auf das Eingangssignal (S _H ) ansprechende Steuerschal­ tung (100) zur Erzeugung eines Steuersignals (S _C ), dessen zeitliche Lage sich entsprechend einer Differenz zwischen einer an dem Versorgungsspannungs-Empfangsanschluß (102 d) entwickelten Ausgangs-Versorgungsspannung (B +) und einer Referenzspannung (V _NIN ) ändert und das auf die Steuer­ klemme (Gate) des ersten Schalters (200) gekoppelt wird (über T 2), um den Zeitpunkt des Leitendwerdens des ersten Schalters (200) innerhalb des Hinlaufintervalls in einer Weise zu steuern, die das Tastverhältnis des ersten Schal­ ters (200) im Sinne einer Konstantregelung der Ausgangs- Versorgungsspannung (B +) verändert.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeich­ net, daß die zweite Induktivität (L 2) in einem Filter (L 2, C 2) enthalten ist, um die Ausgangs-Versorgungsspan­ nung (B +) mit einem geringen Betrag an Welligkeit zu er­ zeugen, so daß ein Einfluß der ersten Induktivität (L 1) auf die Welligkeit wesentlich kleiner ist als der Ein­ fluß der zweiten Induktivität (L 2).

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß die Hochspannungs-Versorgungsstufe (201) eine Endanodenspannung (U) erzeugt, die durch den ersten Strom (i _{L 2}) entsprechend dem Laststrom (i _beam ) konstantgeregelt wird.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß der erste Schalter (200) während des Hinlaufin­ tervalls leitend wird und während des Rücklaufintervalls nichtleitend wird und daß der zweite Schalter (D 2) vor dem Zeitpunkt des Nichtleitendwerdens des ersten Schal­ ters (200) innerhalb des Rücklaufintervalls leitend wird.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß die erste Induktivität (L 1) während des Rück­ laufintervalls die Änderungsgeschwindigkeit eines Stroms, der von der Quelle (101) der Eingangs-Versorgungsspannung (V _UR ) durch den ersten Schalter (200) fließt, wesentlich vermindert.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine solche Wahl des Wertes der zweiten Induktivität (L 2), daß der zweite Strom (i _{L 2}) innerhalb jeder Periode vor dem Leitendwerden des ersten Schalters (200) gleich Null wird.

12. Versorgungsschaltung für einen Fernsehempfänger zur Er­ zeugung einer Ausgangs-Versorgungsspannung, mit folgen­ den Einrichtungen:
einer Quelle eines synchronisierenden Eingangssignals mit einer Frequenz, die in Beziehung zu einer Ablenkfre­ quenz steht;
einer Ablenkschaltungs-Endstufe, die auf das Eingangs­ signal anspricht und einen Rücklauftransformator enthält, um in einer ersten Wicklung dieses Transformators eine erste Spannung zu erzeugen, die in jeder ihrer Perioden einen Rücklaufteil während eines Rücklaufintervalls und einen Hinlaufteil während eines Hinlaufintervalls hat;
einer mit dem Rücklauftransformator gekoppelten Hoch­ spannungs-Versorgungsstufe zur Erzeugung einer Endanoden­ spannung, die sich entsprechend einem von ihr erzeugten Strahlstrom ändert;
einem Filter, das an einer Filterausgangsklemme die Ausgangs-Versorgungsspannung erzeugt, welche auf einen Versorgungsspannungs-Empfangsanschluß der Ablenkschal­ tungs-Endstufe gekoppelt wird, um die Endstufe zu spei­ sen;
einer Quelle für eine ungeregelte Eingangs-Versorgungs­ spannung;
einer ersten, vom Rücklauftransformator getrennten In­ duktivität, die mit der ersten Wicklung gekoppelt ist, um eine mit der ungeregelten Versorgungsspannung gekoppel­ te Anordnung zu bilden;
einen steuerbaren ersten Schalter, der zwischen der besagten Anordnung und dem Filter angeordnet ist, um während eines Teils des Hinlaufintervalls die Eingangs- Versorgungsspannung auf das Filter zu koppeln und da­ durch einen Strom im Filter und einen Strom in der ersten Induktivität zu erzeugen, der sich entsprechend dem Strahl­ strom ändert, wobei der erste Schalter den in der ersten Induktivität fließenden Strom während eines Teils des Rück­ laufintervalls auf die erste Wicklung koppelt, um die End­ anodenspannung konstant zu halten, wenn eine Änderung des Strahlstromes auftritt,
dadurch gekennzeichnet, daß im Nebenschluß zum Filter (L 2, C 2) ein zweiter Schalter (D 2) angeordnet ist, der eine zwischen den er­ sten Schalter (200) und das Filter gekoppelte Klemme (102 c) aufweist, um während des Rücklaufintervalls für den Strom im Filter einen Stromweg zu bilden, der den er­ sten Schalter (200) überbrückt.