DK163090B - Variabelt, vandret afboejningskredsloeb til at udfoere oest-vest pudekorrektion - Google Patents

Description

DK 163090 B

Den foreliggende opfindelse angår en effektforsyning og et afbøjningskredsløb af den art, som indbefatter en afbøjningsvikling, et omskiftningsorgan, som er forbundet med afbøjningsviklingen, og som arbejder ved en afbøjnings-5 takt, således at der frembringes skanderingsstrøm i afbøjningsviklingen under et fremløbsinterval i en afbøjningscyklus, en afbøjningstilbageløbskapacitans til dannelse af et afbøjningstilbageløbsresonanskredsløb med afbøjningsviklingen for herved at frembringe en tilbageløbsimpulsspænding under 10 et tilbageløbsinterval i afbøjningscyklen, en spændingskilde, en forsyningsinduktans, der er forbundet med kilden, en anden kapacitans, der er forbundet med forsyningsinduktansen og med omskiftningsorganet til dannelse af et andet resonanskredsløb med forsyningsinduktansen under tilbageløbsinterval-15 let for herved at frembringe en impulsspænding, og et belastningskredsløb, der spændingsforsynes af impulsspændingen.

De almene ulemper ved kendte øst-vest pudekorrektionskredsløb er, at de forbruger en forholdsvis stor mængde effekt, pålægger begrænsninger på udformningen af visse 20 linearitetskorrektionskredsløb eller frembringer uønsket tilbageløbstidsmodulation. Nogle øst-vest pudekorrektionskredsløb kræver tillige yderligere komponenter, der er serieforbundet i afbøjningsstrømmens vej. Denne serieforbindelse komplicerer udformningen af liniearitetskorrektionskredslø-25 bene, som kræver en jordforbundet "S”-formningskondensator til den rette kredsløbsfunktion.

Det er formålet med den foreliggende opfindelse at tilvejebringe en effektforsyning og et afbøjningskredsløb af den indledningsvis omtalte art, hvor de foran forklarede 30 ulemper i kendte kredsløb af denne art undgås.

Denne opgave løses ved opfindelsen derved, at en impedans under tilbageløbsintervallet forbindes med afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet og det andet resonanskredsløb, og at en kilde for modulationsstrøm er forbundet 35 med impedansen til frembringelse af modulation af skanderingsstrømmen, når modulationsstrømmen varierer.

2

DK 163090 B

En foretrukken eksempelvis udforelsesform af opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 viser et afbøjningskredsløb med amplitudesty-5 ring af skanderingsstrømmen ifølge opfindelsen, figurerne 2-4 anskueliggør kurveformer, der er knyttet til funktionen af kredsløbet i fig. 1, fig. 5 viser en anden udførelsesform af et afbøjningskredsløb med amplitudestyring af skanderingsstrømmen ifølge 10 opfindelsen, figurerne 6-8 viser kurveformer, der er knyttet til funktionen af kredsløbet i fig. 1, fig. 9 viser et afbøjningskredsløb med øst-vest pudeforvrængningskorrektion ifølge opfindelsen, og 15 fig. 10 viser kurveformer, der er knyttet til funk tionen af kredsløbet i fig. 9.

Som vist i fig. 1 er en kilde for reguleret B+ jævnspænding, der er frembragt mellem en klemme 21 og jord, gennem en modstand RI og filtreringskonden-20 sator Cl forbundet med en første klemme på en vandret udgangstransformer Τ's vikling vi. Viklingen wl's anden klemme er forbundet med et fælles kredsløbspunkt 22.

En vandret udgangstransistor Ql's kollektor-25 -emitterstrækning er forbundet mellem kredsløbspunktet 22 og jord. To secieforbundne ensrettere, dioderne Dl og D2, er parallelforbundet med transistoren Ql. Mellem dioden Dl's anode- og katodeelektrode er forbundet en opstilling af en vandret afbøjningsvikling LH og 30 en S-formnings eller fremløbskondensator Cg. En afbøjningstilbageløbskondensator Cj^ er forbundet over serieforbindelsen af den vandrette afbøjningsvikling 35 0 3

DK 163090 B

L„ og fremløbskondensatoren C„. En anden tilbage- løbskondensator CRT er tilvejebragt til dannelse af et resonanskredsløb 30 med transformeren Τ's vikling wl.

Kondensatoren CD(T, er forbundet mellem kredsløbspunktet 5 22 og jord. Mellem fremløbskondensatoren Cg's nedre plade og jord er forbundet en serieforbindelse af en forholdsvis højimpedanset drosselspole Li og en styrbar kilde 24 for jævnspænding V .

Virkemåden af effektforsyningen og det vandrette 10 afbøjningskredsløb i fig. 1 betragtes, når den styrbare spændingskilde 24 antager en vis positiv jævnspænding

Vm i forhold til jord af en størrelse, der er mindre end størrelsen af B+ spændingen. I dette tilfælde gælder figurerne 3a-3e.

15

Under den første del af det vandrette fremløbs-interval leder dioden Dl for at sætte den over fremløbskondensatoren C frembragte fremløbsspænding 9 i stand til at blive påtrykt over den vandrette afbøjningsvikling L„. Som vist i fig. 3e er den vandrette 20 ** skanderingsstrøm i^ når fremløbsspændingen påtrykkes over den vandrette afbøjningsvikling LH, en negativ men positivt gående savtandkurveform.

Under begyndelsesdelene af fremløbet leder 25 dioden D2 også, hvilket bringer spændingen ved kredsløbspunktet 22 til en i hovedsagen jordreferencespænding. Den regulerede B+ spænding påtrykkes derfor over den vandrette udgangstransformer Τ's vikling wl, hvorved frembringes den positivt 30 gående savtandstrøm i^,, som vist i fig. 3b. Når dioden D2leder, påtrykkes den af den styrbare spændingskilde 24 frembragte spænding over drosselspolen LI for herved at frembringe den lille savtandspænding i der er vist i fig. 3c.

35 4

DK 163090B

0

For at få de positive strømme i^ og iT til at løbe, forspænder det vandrette oscillator- og drivtrin 23 den vandrette udgangstransistor Q1 i gennemgang sretningen ved et vist tidspunkt førend midtpunktet 5 af det vandrette fremløbsinterval. Under de sidstnævnte dele af det vandrette fremløbsinterval flyder positiv vandret skanderingsstrøm i fra den højre klemme på den vandrette afbøjningsvikling L„ gennem den vandrette udgangstransistor Q1 gennem dioden D2 til 10 den nedre klemme på fremløbskondensatoren C . Dioden s

Dl bliver forspændt i spærreretningen, når den vandrette udgangstransistor Q1 leder kollektorstrøm i gennemgangsretningen. Den positive strøm i i viklinqen xil eller den vandrette udgangstransformer T flyder til 15 jord gennem den vandrette udgangstransistor Ql.

Til at indlede det vandrette tilbageløbsinterval påtrykker det vandrette oscillator- og drivtrin 23 et forspændingssignal i spærreretningen på den vandrette udgangstransistor Ql's basis for derved at afbryde 20 kollektorledning i gennemgangsretningen kort tid derefter. Når den vandrette udgangstransistor Ql er spærret, danner den vandrette afbøjningsvikling et tilbageløbsresonanskredsløb 25 med afbøjningstilbageløbskondensatoren til dannelse af en 25 tilbageløbsimpulsspænding V^.

Ved spærring af den vandrette udgangstransistor

Ql danner den vandrette udgangstransformer Τ's vikling wl på tilsvarende måde det andet resonanskredsløb 30 med den anden tilbageløbskondensator C_„,. Værdien af 30 tilbageløbskondensatoren C^T i forhold til viklingen Wl's effektive induktansværdi er sådan, at resonanskredsløbet 30's resonansfrekvens er beliggende nær ved eller ved afbøjningstilbageløbsresonansfrekvensen.

35 5

DK 163090 B

o

Den over transformerens tilbageløbskondensator frembragte impulsspænding er den i fig. 3a viste spænding VI. En tilsvarende impulsvekselspænding frembringes over den vandrette udgangstransformer Τ's 5 vikling -wlr Denne impulsspænding transformerkobles til de andre viklinger på transformeren, der samlet er vist i fig. 1 som en enkelt vikling -v.2·» De omsatte impulsspændinger spændingsforsyner, efter egnet ensretning og filtrering, forskellige fjernsyns-10 modtagerbelastningskredsløb, som ikke er vist i fig. 1. Amplituden af impulsspændingen VI og af den over viklingen wi frembragte impulsspænding afhænger af størrelsen af B+ spændingen. Ved at regulere B+ spændingen kan disse impulsspændinger således også reguleres.

15 Amplituden af den vandrette skanderingsstrøm i og derfor amplituden af tilbageløbsimpulsspændingen V^ er en funktion af middelværdien ?f den over fremløbskondensatoren Cg's plader frembragte fremløbs-spænding. Eftersom der ikke kan frembringes en 20 spænding med en jævnspænaingskomposant over en induktans, antager middelværdien af fremløbsspændingen en værdi, som er lig med forskellen mellem B+ jævnspændingen og jævnspændingen V . Ved at variere størrelsen af den af kilden 24 frembragte styrbare 25 spænding V , kan middelværdien af fremløbsspændingen og derfor spidsskanderingsstrømmen varieres sideløbende hermed.

Når modulationsspændingen V^ f.eks. er lig med B+ spændingen, er strømmen i^ i drosselspolen 30 LI i hovedsagen nul, som vist i fig. 2c. Som følge heraf flyder ingen strøm fra den vandrette udgangstransformer Τ's vikling vrl til afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25. Der kan ikke overføres energi 35 0 6

DK 163090 B

fra B+ spændingsforsyningen til at opretholde strømmen i afbøjningsviklingen Ljj . Som vist- i fig. 2e er afbøjningsstrømmen i derfor lig med nul.

Kurveformerne i fig. 3a-3e viser det tilfælde, 5 i hvilket den modulerende spænding indstilles så den har en størrelse, der er mindre end størrelsen af B+ spændingen. Modulationsstrømmen iL1 er vist i fig. 3c. Under tilbageløbet flyder strømmen i^ ind i induktionsspolen LI via afbøjningstilbageløbskondensatoren 10 Cjy-j. Den resulterende yderligere ladning på kondensatoren CRD overføres under tilbageløbet til den vandrette afbøjningsvikling LR for at supplere de resistive tab, der forekommer under hver afbøjningscyklus. Eftersom modulationsspændingen Vm har 15 formindsket størrelse sammenlignet med dens størrelse i tilfældet med kurveformerne i figurerne 2a-2e, er middelværdien af fremløbsspændingen, som er lig med forskellen mellem B+ spændingen og modulationsspændingen Vm, større. Amplituden af afbøjningsstrømmen i^.

20 forøges fra 0 i fig. 2e til en vis ikke-nul værdi i fig. 3e. Afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen VDT,f der er lig med spændingen VI-V2 forøges også til en vis ikke-nulamplitude.

En yderligere formindskelse af modulationsspændingen 25 Vm til nul, hvorved modulationsspændingskilden 24 funktionsmæssigt bliver lig med en kortslutning, medfører frembringelse af kurveformerne i figurerne 4a-4e. Afbøjningsstrømmen i har i denne situation nået sin største amplitude. Eftersom amplituden af 30 afbøjningsstrømmen i er forøget i fig. 4- sammenlignet med fig. 3c er de i afbøjningsviklingen L„ fremkaldte

II

resistive tab også forøget. Middelværdien af modulationsstrømmen i ^ er således også forøget, som vist i fig. 4c.

35 7 0

DK 163090 B

Eftersom strømmen i ^ under tilbageløb er afledt fra den strøm iT, der flyder i den vandrette udgangstransformer Τ's vikling .vi, forøges den positive spidsværdi af transformerviklingsstrømmen iT med en forøgelse af 5 middelværdien af strømmen i

Induktionsspolen LI er kredsløbsforbundet med afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25 og med transformerens tilbageløbsresonanskredsløb 30 under i hovedsagen hele afbøjningstilbageløbsintervallet.

10 Som følge heraf ændrer den kredsløbsimpedans, der er forbundet med afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25, sig ikke og der forekommer ingen betydende afbøjningstilbageløbstidsmodulation. Det bør også bemærkes, at den ved kredsløbspunktet 22 af tilbage-15 løbstransformerviklingen vi frembragte spænding VI

forbliver uændret, når modulationsspændingen varieres. Slutanodespændingen og andre jævnspændinger, der er afledt ved ensretning og filtrering af de over den vandrette udgangstransformer T's sekundærviklinger 20 frembragte spændinger, såsom viklingen v/2, påvirkes ikke ved modulation af den vandrette skanderingsstrøm

V

Ved at anvende to tilbageløbskondensatorer, en første tilbageløbskondensator Cj^ til afbøjningstilbage-25 løbsresonanskredsløbet 25 og en anden tilbageløbskondensator CRT til transformerens resonanskredsløb 30 kan energistrømmen til afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25 under tilbageløb styres uafhængigt uden at påvirke amplituden af den af transformerens tilbageløbs-30 resonanskredsløb 30 frembragte impulsspænding VI.

Når den forholdsvis højimpedansede drosselspole LI er forbundet i strømvejen for den strøm, der flyder fra den vandrette udgangstransformer T's vikling Vi til 35

DK 163090 B

0 8 afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25, er de to resonanskredsløb 25 og 30 i hovedsagen indbyrdes afbrudt ved afbøjningstilbageløbet eller højere frekvenser. Enhver modulation af impulsspændingen VI 5 som følge af belastningsvariationer hidrørende fra de belastningskredsløb, der strømforsynes af denne, medfører således ikke nogen uønsket modulation af afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen VRQ.

Under tilbageløb kan der ses bort fra virkningen 10 af kondensatoren Cg fordi dens kapacitet er meget større end kapaciteten af kondensatoren CR. Resonanskredsløbet 25 indbefatter således parallelforbindelsen af afbøjningsviklingen LR og afbøjningstilbageløbskondensatoren CR. Et sådant kredsløb har en stor impedans 15 ved dets resonansfrekvens og en lav impedans ved andre frekvenser. Eftersom kredsløbet 25 styres med en høj impedans, induktionsspolen Li, virker kredsløbet 25 som et filter. Kredsløbet 25's impedans er kun stor ved afbøjningstilbageløbsfrekvensen (44 kHz). Derfor 20 vil alle spændinger, der er frembragt af den vandrette udgangstransformer T med frekvenser, der i hovedsagen er forskellige fra afbøjningstilbageløbsfrekvensen, optræde over induktionsspolen Li som følge af at impedansen af induktionsspolen Li er meget større end 25 impedansen af afbøjningstilbageløbskredsløbet 25 ved disse andre frekvenser.

Ved at forbinde drosselspolen Li mellem jord og den nedre plade i afbøjningstilbageløbskondensatoren ved kredsløbspunktet 27, tillades afbøjningstilbage-30 løbsresonanskredsløbet 25 at svæve over jordpotential under tilbageløbsintervallet. Under tilbageløbet er spændingen ved den øvre plade i tilbageløbskondensatoren CRDf ve<^ kredsløbspunktet 22, lig med summen af afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen V^ og den mellem 35 kredsløbspunktet 27 og jord frembragte spænding V2.

Denne svævende opstilling medfører foran nævnte 0 9

DK 163090 B

afbrydelse mellem de to resonanskredsløb 25 og 30 under tilbageløb ved frekvenser, der er lig med og beliggende over afbøjningstilbageløbsfrekvensen.

Fig. 5 viser en anden udførelsesform af opfindelsen, 5 i hvilken fremløbskondensatoren er jordforbundet ligesom afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25. Enkeltdele af kredsløbene i figurerne 1 og 5, der er identificeret med sammen henvisningstal, fungerer på ens måde eller repræsenterer ens størrelser. I effektforsyningen 10 og det modulerede afbøjningskredsløb i fig. 5 er induktionsspolen Li forbundet med det fælles punkt for dioderne Dl og D2 ved kredsløbspunktet 27.

Transformerens tilbageløbskondensator C-,- er nu i stedet for at være forbundet mellem kredsløbspunktet 15 22 og jord, som vist i fig. 5, forbundet mellem kreds løbspunktet 22 og den venstre klemme på induktionsspolen Li ved kredsløbspunktet 27. I en sådan opstilling holdes transformerens resonanskredsløb 30, der dannes af viklingen wl og transformerens tilbageløbskondensator C_„, 20 svævende over jordpotential under dets resonanstilbageløbsinterval .

Opstillingen i fig. 5 har den fordel at anvende en jordforbundet fremløbskondensator Cg. En sådan opstilling kræves af visse linearitetskorrektionskredsløb, 25 således som det er beskrevet i US patentskrift nr. 4.516.058. Kredsløbene i fig. 1 og 5 har det fælles træk, at induktionsspolen LI fungerer som en stor impedans overfor højfrekvens-strømme, som flyder mellem de to resonanskredsløb 25 og 30.

Amplitudemodulation af den vandrette skanderingsstrøm 30 i frembringes i fig. 5 på samme måde som i fig. 1.

Figurerne 6a-6e viser den situation, i hvilken modulationsspændingen V i fig. 5 er nul. Som følge 35 o 10

DK 163090 B

heraf er strømmen i^ i fig. 6c også nul ligesom spændingen V2 mellem kredsløbspunktet 27 og* jord.

Når der flyder en nul-strøm i induktionsspolen LI, er kredsløbsvejen til jord gennem induktionsspolen LI 5 og kilden 24 helt enkelt et afbrudt kredsløb. Afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen Vpp har en amplitude, som alene bestemmes af den regulerede B+ spænding.

På tilsvarende måde har afbøjningsstrømmen i en amplitude, som alene bestemmes af B+ spændingen.

10 Fig. 7a-7e viser den situation, i hvilken modula tionsspændingen Vm forøges til en vis størrelse større end nul. Under det vandrette fremløb flyder strømmen iLi gennem dioden Dl og desuden gennem den vandrette udgangstransistor Ql, når den leder kollektorstrøm i 15 gennemgangsretningen. Under det vandrette tilbageløb er induktionsspolen Li serieforbundet med transformerens tilbageløbsresonanskredsløb 30. Impulsspændingen V2 påtrykkes dioden D3's katode via en stor filterkondensator Cl for at afskære ledning i dioden under tilbageløbet.

20 Afbøjningstilbageløbsspændingen V_._. er summen af spændingen V2 og tilbageløbsimpulsspændingen VI', som er frembragt over transformerens tilbageløbskondensator C^. Middelværdien af spændingen V2 er lig med størrelsen af modulationsspændingen V . Middelværdien af tilbageløbsimpulsspændingen 25 V__ og amplituden af skanderingsstrømmen i vokser rd y således med voksende modulationsspænding V . Eftersom B+ spændingen er reguleret, forbliver middelværdien samt amplituden af spændingen VI* uændret.

En yderligere forøgelse af strømmen iL^ som 30 følge af en yderligere forøgelse af modulationsspændingen frembringer kurveformerne i figurerne 8a-8e. Amplituden af impulsspændingen V2 vokser og følgelig vokser også amplituderne af afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen og afbøjningsstrømmen i^, som vist i figurerne 8a og 35 8e. Det bør bemærkes, at strømmen i^ i den vandrette udgangstransf ormer Τ's vikling v?l forbliver uændret, når modulations spændingen Vm ændres fordi strømmen i^ 11

DK 163090 B

o under tilbageløbet flyder til afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25 gennem tilbageløbskondensatoren CRT i stedet for gennemviklingen 'wl..

Når ligheder og forskelle ved virkemåden af 5 krédsløbene i fig. 1 og 5 sammenlignes bør det omtales, at skanderingsstrømmen i i kredsløbet i fig. 1 kan varieres fra omtrent 0 til en værdi, der er bestemt af B+ spændingen, hvorimod skanderingsstrømmen i i kredsløbet i fig. 5 kan varieres fra den værdi, der 10 er bestemt af B+ spændingen, til en værdi, som er bestemt af den største værdi, som modulationsspændingen V tillades at opnå. En begrænsende faktor på størsteværdien af spændingen er den største spændingspåvirkning, som tillades at påtrykkes mellem kollektor- og emitter-15 elektroderne på den vandrette udgangstransistor Ql.

Den på den vandrette udgangstransistor Ql's kollektor påtrykte impulsspænding er konstant i kredsløbet i fig. 1 men varierer i kredsløbet i fig. 5. Strømmen iT varierer i kredsløbet i fig. 1 men forbliver konstant i kredsløbet 20 i fig. 5. Hvis modulationsspændingen Vm varieres i amplitude ved en lodret takt på parabolsk måde i kredsløbene i både fig. 1 og 5, moduleres amplituden af den vandrette skanderingsstrøm i i på en tilsvarende måde for herved at tilvejebringe øst-vest pudekorrektion.

25 Fig. 9 viser en effektforsyning og et moduleret afbøjningskredsløb ifølge opfindelsen, i hvilken den vandrette udgangstransformers primærvikling er forbundet med en skiftearbejdsmåde-effektforsyning og det vandrette afbøjningskredsløb er forbundet 30 med en sekundærvikling på transformeren. Enkeltdele i figurerne 1,5 og 9, som identificeres med samme henvisningsbetegnelser, fungerer på ens måde eller repræsenterer ens størrelser.

I fig. 9 er en vikling på en vandret 35 udgangstransformer T forbundet med et skiftearbejds-måde-effektforsyning 50 såsom den effektforsyning der er beskrevet i US patentskrift nr. 4.484.113.

o 12

DK 163090 B

Opstillingen i fig. 9 indbefatter ligesom opstillingen i fig. 5 en jordforbundet S-formningskondensator Cg for at muliggøre anvendelsen af et ikke i fig. 9 vist linearitetskredsløb. I fig. 9 frembringer et modulations-5 kredsløb 26 øst-vest pudeforvrængningskorrektion medens det holder amplituden af impulsspændingen over viklingen wl'reguleret ved hjælp af skiftearbejdsmåde-effektforsyningen. Afbøjningsresonanskredsløbet 25 og transformerresonanskredsløbet 30 er hver for sig 10 afstemt til afbøjningstilbageløbsfrekvensen. Når en skiftearbejdsmåde-effektforsyning af samme art, som den i US patentskrift nr. 4.484.113 omtalte, er den effektive induktans af viklingen wl' forholdsvis stor og derfor er tilbageløbskondensatorerne CRT og CRD1 RD2,der hører til de to 15 resonanskredsløb, valgt, s£ j^ar omtrent samme værdi.

Under det vandrette fremløbsinterval er transformer-tilbageløbskondensatorne CR^, og jævnstrømsblokeringskondensatoren Cl forbundet med jord via den ledende diode D2 eller den ledende diode Dl og den ledende 20 vandrette udgangstransistor Ql. Under den første halvdel af det vandrette tilbageløbsinterval frembringer transformerresonanskredsløbet 30 og afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25 hver for sig en impulsspænding VT eller ved at overføre induktivt lagret energi 25 til kapacitivt lagret energi, som er lagret i den pågældende tilbageløbskondensator CRT eller CRDl RD2·

Denne energi føres herefter tilbage til den pågældende induktans Wl' eller L„ under den anden halvdel af il tilbageløbs intervallet.

30 35 0 13

DK 163090 B

Impulsspændingen VT eksempleres ved hjælp af et udtag på den vandrette udgangstransformer T's vikling 2' og tilføres skiftearbejdsmåde-effektfor-syningen 50 for herved at regulere amplituden af 5 impulsspændingen under variationer i netforsyningsspændingen og belastningen. Der overføres energi fra skiftearbejdsmåde-effektforsyningen 50 under tilbageløbet gennem viklingerne w2' og Wl' til transformerresonans-kredsløbet 30 og andre af tilbageløbsstyrede belast-10 ningskredsløb, der er forbundet med de andre sekundærviklinger V73’-'w5'.

Eksempelvis erstattes de restive tab/ som er fremkaldt i den vandrette afbøjningsvikling L„, i xd hvert vandret tilbageløbsinterval via dioden D2 15 af den til transformerresonanskredsløbet 30 overførte energi. Som et andet eksempel forstærkes den regulerede impulsspænding VT, der er frembragt i den vandrette udgangstransformer T's vikling wl', af højspændingsviklingen W5' for herved at spændingsforsyne 20 højspændingsslutanodekredsløbet 31 og frembringe en reguleret slutanodejævnspænding ved en slutanode-klemme U.

Det antages nuf at en strøm i2 med en vis størrelse passerer gennem viklingen på en transformer 25 T2 i modulationskredsløbet 26. Under det vandrette fremløbsinterval flyder strømmen i2 fra. jord gennem viklingen og en diode D4 til krédsløbspunktet 27, som befinder sig ved jordpotential som følge af dioden Dl og enten dioden D2's eller den vandrette 30 udgangstransistor Ql's ledning. Under det vandrette tilbageløbsinterval er transistoren Q1 spærret. Hvis strømmen i2 er større end den strøm# der flyder gennem dioden D2, er D2 også spærret. Strømmen i2 passerer nu ind i transformerresonanskredsløbet 30 35 0g derfra ind i afbøjningstilbageløbskredsløbet 25 og erstatter de tab, som er fremkaldt i afbøjningstilbage- 0 14

DK 163090 B

løbsresonanskredsløbet. Spændingsforskellen mellem afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen V.^ og summen af den regulerede transformerimpulsspænding V^, og spændingen over kondensatoren Cl optræder over dioden 5 D2 som impulsspændingen V2.

Under tilbageløbet svarende til intervallet tO-tl eller to'-tl' i figurerne 10a-10g aftager strømmen i2. Dersom induktansen af transformeren T2's vikling er tilstrækkelig stor, aftager strømmen i2 10 ikke til 0 ved afslutningen af det vandrette tilbageløbsinterval. Viklingen er derfor via transformerresonanskredsløbet 30 forbundet med afbøjningstilbageløbskredsløbet 25 under i hovedsagen hele det vandrette tilbageløbsinterval. Ændringer i strømmen i2's 15 amplitude vil derfor ikke frembringe nogen betydende tilbageløbstidsmodulation af afbøjningstilbageløbsimpulsspændingen V_ .

Eftersom to særskilte resonanskredsløb 25 og 30 indgårved frembringelse af de to impulsspændinger V_n 20 og VT, kan kurveformen af impulsspændingen have tilbøjelighed til at variere med strålestrømsbelastningen ved slutanodeklemmen U eller belastningsvariationer på viklingen w41 uden at frembringe sideløbende variationer

i kurveformen af afbøjningstilbageløbsspændingen v .. RD

25 Den forholdsvis store induktans af transformeren T2's vikling virker som et filter, der forhindrer en sådan sideløbende modulation eller forvrængning af tilbageløbsimpulsspændingen. Som følge af denne omstændighed kan den vandrette synkroniserings-30 impuls 44, der anvendes til faseindstilling af det vandrette oscillator- og drivtrin 23, hensigtsmæssigt tages fra den kapacitive spændingsdeler 0^2 ^ stedet for fra en vikling på den vandrette udgangstransformer T.

35 I figurerne 10a-10g angiver kurveformerne de lod rette takt kurveformvariationer, som frembringes af modu- 15 o

DK 163090 B

lationskredsløbet 26, og som er nødvendige til at korrigere rasterets øst-vest pudeforvrængning.

Modulationskredsløbet 26 frembringer en varierende strøm i2 for herved at variere afbøjningstilbageløbs-5 impulsstrømmens amplitude og derved sideløbende at variere amplituden af den vandrette skanderingsstrøm i^.

En skiftearbejdsmådetransistor Q2, der arbejder i en tilbageløbsomsætningsarbejdsmåde med en ensretter D4, styrer amplituden af strømmen i2. Som vist i fig. 10a 10 med kollektorspændingen V3 for transistoren Q2, leder transistoren Q2 førend begyndelsen af det vandrette tilbageløbsinterval, førend tidspunktet tO eller tO'. Spændingen V3 er nul førend tidspunktet to, og den strøm, der flyder i transformeren T2's 15 vikling w , befinder sig nær ved sin største værdi som α vist i fig. 10b.

Ved tidspunkLet tO skifter polariteten af spændingen 81 over den vandrette udgangstransformer T's vikling w31 og spærrer dioden D5. Strømmen il i viklingen w cl 20 aftager hurtigt til nul nær ved tidspunktet tO som vist i fig. 10. En spærreforspænding 46, som er frembragt under tilbageløbet af den negativt gående omskiftekurveform ved udgangen fra en spændingskomparator UIA, påtrykkes basiselektroden på skiftearbejdsmådetransis-25 toren Q2. Det bør bemærkes, at strømmen il i transformeren T2's vikling w og i skiftearbejdsmådetransistoren Q2's cl kollektor afbrydes ved at dioden D5 forspændes i spærreretningen som følge af vendingen af spændingspolariteten over den vandrette transformer T's vikling 30 w3' i stedet for som følge af en eventuelt spærreforspænding påtrykt skiftearbejdsmådetransistoren Q2's basis. Lagringstidsforsinkelsen af skiftearbejdsmådetransistoren Q2's afbrydelse er derfor uden betydning og udgør ikke nogen faktor ved afbrydelse af strømmen il.

35 16 0

DK 163090 B

For at opretholde fluxkontinuitet i transformeren T2's kerne nær tidspunktet to forøges den i-fig. 10c viste strøm i2 hurtigt.' Denne strøm flyder under det vandrette tilbageløb fra viklingen gennem dioden D4 til 5 transformertilbageløbskondensatoren CRT. Den i fig. lOd viste spænding V2 er derfor også en impuls spænding, som er frembragt i tilbageløbsintervallet, hvilken spænding derefter påtrykkes transformeren T2's vikling w^.

Påtrykning af denne impulsspænding på viklingen 10 forårsager at strømmen i2 aftager under det vandrette tilbageløb. Som vist i fig. 10c aftager strømmen i2 imidlertid ikke helt til 0 førend afslutningen af det vandrette tilbageløb. Dersom strømmeni2 er aftaget til nul væsentligt førend dette tidspunkt, ville induktansen 15 Wtø være blevet afbrudt fra de to resonanskredsløb 25 og 30 under en væsentlig del af det vandrette tilbageløb og en uantagelig tilbageløbstidsmodulation havde været følgen.

Det bør bemærkes, at spændingen V2 begynder 20 at vokse et kort tidsrum efter tidspunktet tO og begynder at aftage til jordreferencespænding et kort tidsrum’før tidspunktet ti. En sådan opførsel forekommer som følge af afbrydelsestidsforsinkelsen for dioden D2 ved tidspunktet tO når en spærreforspænding påtrykkes 25 dioden, og som følge af ledningen af dioden D2 lige førend tidspunktet ti, så at der overføres en vis energi fra transformerresonanskredsløbet 30 til afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25.

Til tidspunktet ti, der er begyndelsen af det 30 efterfølgende vandrette fremløbsinterval, er skiftear be jdsmådetransistoren Q2 ikke-ledende. Spændingen V3 vokser til den fremløbsspændingsværdi, som frembringes over den vandrette udgangstransformers vikling w31.

Den med en prik forsynede klemme på transformeren T21 s 35 vikling er forbundet med kredsløbspunktet 27 som følge af dioden D4's ledning. Kredsløbspunktet 27 befinder sig ved jordpotential som følge af dioden D2's 0 17

DK 163090 B

ledning netop førend tidspunktet ti. Strømmen i2 cirkulerer derfor med en i hovedsagen konstant amplitude som vist i fig. 10c efter at dioden D2 begynder at lede og indtil skiftearbejdsmådetransistoren 5 Q2 tændes til et givet tidspunkt i intervallet t2-t3. Tidspunktet t2 svarer til midtpunktet af den lodrette skandering, hvor der kræves en vandret afbøjningsstrøm med stor amplitude for at kompensere for øst-vest pudeforvrængning. Tidspunktet t3 svarer til spidsen 10 eller bunden af den lodrette skandering, hvor der kræves en vandret afbøjningsstrøm med en mindre amplitude.

Når skiftearbejdsmådetransistoren Q2 tændes påtrykkes den over den vandrette udgangstransformers 15 vikling w3' frembragte positive fremløbsspænding over transformeren T2*s vikling w . Denne spænding føres ved

Gi trans former virkning til viklingen således at den med en prik forsynet klemme på viklingen bliver negativ og spærrer dioden D4. Strømmen i2 i viklingen 20 aftager til nul. Den i transformeren J2 lagrede energi fremkalder en spænding i viklingen w= så at der frembringes α en hurtig forøgelse af strømmen il som vist i fig. 10b, og som begynder ved et tidspunkt i intervallet t2-t3.

Fra det tidspunkt, hvor skiftearbejdsmådetran-25 sistoren Q2 tændes, og indtil afslutningen af det vandrette fremløbsinterval ved tidspunktet tO' lagres igen energi i transformeren T2 ved hjælp af en voksende strøm il i viklingen w som vist i fig. 10b. Denne cl energi overføres via viklingen til transformerresonans-30 kredsløbet 30 og til afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet 25 under tilbageløbsintervallet tO'-tl*.

For at tilvejebringe øst-vest pudeforvrængningskorrektion impulsbreddemoduleres skiftearbejdsmåde-transistoren Q2 i modulationskredsløbet 26 ved en 35 lodret takt på parabolsk måde af impulsbreddestyrings- kredsløbet 40 i fig. 9. Den over den lodrette afbøjningsvikling Ly frembragte lodrette savtakspænding 41 integreres for herved

DK 163090 B

18 o at opnå et lodret parabelsignal 42 over integreringskondensatoren C3. Parablen inverteres og forstærkes af en transistor Q3. En del af den lodrette savtakspænding påtrykkes emitterelektroden i transistoren Q3 via trapez-. 5 styringsmodstanden RI for at kompensere for en let hældning af det inverterede parabelsignal 43.

Amplituden af det symmetriske, inverterede parabelsignal 43, som er frembragt ved kollektorelektroden på transistoren W3, indstilles af en modstand R4 og påtrykkes 10 via jævnstrømsblokeringskondensatoren C4 på en spændings-komparator UlA's inverterende indgangsklemme. Jævnstrømsniveauet ved denne indgangsklemme kan forskydes let i forhold til jævnstrømsniveauet ved den ikke-inverterede indgangsklemme ved hjælp af en breddestyringsmodstand R6. En 15 spændingskomparator U1B styres af de vandrette tilbageløbsimpulser 44 så at der frembringes et vandret taktsavtand-signal 45 over en kondensator C5. Ved at sammenligne dette vandrette savtaksignal med det lodrette parabel-signal, som er påtrykt komparatoren UlA's ikke-inverterende indgangs-20 klemme, frembringer komparatoren U1A ved sin udgang det krævede impulsbreddemodulerede omskiftningssignal 46, som påtrykkes basiselektroden på skiftearbejdsmådetransistoren Q2.

Forøgelse af amplituden af det parabolske signal 43 ved at indstille amplitudestyringsmodstande R4 medfører et 25 bredere interval t2-t3 i figurerne 10a-10c, hvorved frembringes en voksende mængde pudeforvrængningskorrektion. Formindskelse af jævnspændingsniveauforskellen mellem den inverterende og den ikke-inverterende klemme på komparatoren U1A ved indstilling af breddestyringsmodstanden 30 R6 medfører en tidsforskydning af intervallet t2-t3 til venstre i figurerne 10a-10c, hvorved frembringes en forøget amplitude for den vandrette skanderingsstrøm i og følgelig frembringes et bredere raster.

Kredsløbet i fig. 9 og kurveformerne i fig. 10 er 35 illustrerende for virkemåden af en fjernsynsmodtager med 110°'s S4 farvebilledrør, der drives ved en 24 kilovolt slutanodespænding.

Claims (9)

1. Effektforsyning og afbøjningskredsløb, som er af den art, der indbefatter: en afbøjningsvikling (Ljj) , 5 et omskiftningsorgan (Ql), der er forbundet med afbøj ningsviklingen (Ljj) , og som arbejder ved en afbøjningstakt så at der frembringes skanderingsstrøm i afbøjningsviklingen (Ljj) under et f remløbs interval i en afbøjningscyklus, en afbøjningstilbageløbskapacitans (Crdi#Cre>2) af et 10 afbøjningstilbageløbsresonanskredsløb (25) med afbøjningsviklingen (Ljj) for herved at frembringe en tilbageløbsimpulsspænding under et tilbageløbsinterval i afbøjningscyklen, en spændingskilde (B+), en forsyningsinduktans (wl), der er forbundet med 15 kilden, en anden kapacitans (CRT) der er forbundet med forsyningsinduktansen (wl) og med omskiftningsorganet (Ql) til dannelse af et andet resonanskredsløb (30) roed forsyningsinduktansen (wl) under tilbageløbsintervallet for herved at 20 frembringe en impulsspænding, et belastningskredsløb (w2) der spændingsforsynes af impulsspændingen, kendetegnet ved en impedans (LI) der under tilbageløbsintervallet er indskudt i en strømvej mellem afbøjningstilbageløbsresonans-25 kredsløbet (25) og det andet resonanskredsløb (30), og en kilde (24) for modulationsstrøm, som er forbundet med impedansen (LI), til frembringelse af modulation af skanderingsstrømmen, når modulationsstrømmen varierer.

2. Effektforsyning og afbøjningskredsløb ifølge krav 30 1, kendetegnet ved, at impedansen omfatter en modulationsinduktans (LI) som har en forholdsvis stor værdi ved høje frekvenser, såsom afbøjningstilbageløbsfrekvensen.

3. Effektforsyning og afbøjningskredsløb ifølge krav 1 eller 2, i hvilket afbøjningskredsløbet er et vandret 35 afbøjningskredsløb, kendetegnet ved en kilde for lodret taktsignaler (43), der er forbundet med kilden (Q2) DK 163090 B for modulationsstrøm for herved at variere modulationsstrømmen ved en lodret takt til tilvejebringelse af en øst-vest pudekorrigeret skanderingsstrømkurveform.

4. Effektforsyning og afbøjningskredsløb ifølge krav 5. eller 2, kendetegnet ved, at impedansen (T2) omfatter en første vikling (wa), der er forbundet med kilden (Q2) for modulationsstrøm, samt en anden vikling (w^) der er magnetisk koblet til den første vikling og under afbøjningstilbageløbsintervallet er indskudt mellem afbøjningstil-10 bageløbsresonanskredsløbet (25) og det andet resonanskredsløb (30).

5. Effektforsyning og modulationsafbøjningskredsløb ifølge krav 4, kendetegnet ved, at kilden for modulationsstrøm omfatter en kilde for spænding (w3), der 15 er forbundet med den første vikling (wa) i impedansen (T2) og med en første styrbar omskifter (Q2), hvilken styrbare omskifter i afhængighed af et styresignal (46) impulsmodulerer dennes omskiftning.

6. Effektforsyning og afbøjningskredsløb ifølge krav 20 5, kendetegnet ved, at en ensretter (D4) er for bundet med den anden vikling (wj-,) i impedansen (T2) således, at ensretteren (D4) er i ledende tilstand, når den styrbare omskifter (Q2) er i ikke ledende tilstand.

7. Effektforsyning og afbøjningskredsløb ifølge krav 25 2, kendetegnet ved, at det af afbøjningstakten styrede omskiftningsorgan (Qi), afbøjningstilbageløbsresonanskredsløbet (225) samt det andet resonanskredsløb (30) er forbundet med et fælles kredsløbspunkt (22).

8. Effektforsyning og afbøjningskredsløb ifølge krav 30 7, hvor hovedstrømledningsvejen i det af afbøjningstakten styrede omskiftningsorgan er to ensrettere (D1,D2) der er serieforbundne, kendetegnet ved, at impedansen (T2) er forbundet med et kredsløbspunkt, der er fælles med de to ensrettere. 35 DK 163090B

9. Effektforsyning og afbøjningskredsløb ifølge krav 1, 2, 7 eller 8, kendetegnet ved, at forsyningsinduktansen (T) omfatter en impulstransformer med en første vikling (wl') der er forbundet med den anden kapacitans 5 Ccrt) f°r herved at frembringe impulsspændingen over den første vikling og med en højspændingsvikling (w5') til optransformering af impulsspændingen, idet belastningskredsløbet indbefatter en anodeklemme (U) og et højspændingskredsløb (31) der er forbundet med anodeklemmen (U) og med høj-10 spændingsviklingen (w5>) for herved at frembringe en højspænding på anodeklemmen (U).