DK150437B - Afbaejningskredslaeb for katodestraaleraer - Google Patents

Description

1 150437 o

Opfindelsen angår et afbøjningskredsløb af den i krav l's indledning angivne art.

Fra US patentskrift nr. 3.134.928 kendes et lodret afbøjningskredsløb til en fjernsynsmodtager, hvilket 5 afbøjningskredsløb omfatter en lineær forstærker til forstærkning af en savtandformet spænding. I dette afbøjningskredsløb er tabene i det lodrette sluttrin ofte mere end dobbelt så store som den af afbøjningsviklingen forbrugte effekt.

10 I et fra tysk offentliggørelsesskrift nr. 2.507.528 kendt lodret afbøjningskredsløb med bedre virkningsgrad anvendes en såkaldt klasse D forstærker som sluttrin. I en klasse D forstærker arbejder udgangstransistorerne som afbrydere. For at opnå den ønskede lodrette frekvens af 15 afbøjningsstrømmen er det almindeligt at impulsbreddemo- dulere et mere højfrekvent signal, såsom et signal med vandret afsøgningsfrekvens eller multipla heraf, ved den lodrette afbøjningsfrekvens og anvende disse impulsbredde-modulerede signaler til drift af klasse D-udgangstrinnene.

20 Fra tysk offentliggørelsesskrift nr. 1.928.477 kendes et lodret afbøjningskredsløb, i hvilket energien til den lodrette afbøjningsstrøm tilvejebringes af en lodret savtandgenerator og tilføres den lodrette afbøjningsvikling i enkeltvise energimængder ved en vandret takt 25 styret af impulser med vandret takt. Dette kredsløb kræver foruden energikilden for den vandrette afbøjning også en supplerende energikilde for det lodrette afbøjningskredsløb .

Fra tysk fremlæggelsesskrift nr. 2.244.277 kendes 30 et lodret afbøjningskredsløb, i hvilket energien til det lodrette sluttrin tages fra det vandrette sluttrin. Hertil aftages to spændinger fra en linietransformers sekundærvikling, hvilke spændinger ensrettes og filtreres, og de filtrerede spændinger tilføres det lodrette slut-35 trin som driftspændinger. Til korrektion af øst-vest kon- 2 150437 o kavforvrængning er filtreringsorganerne dimensioneret på en sådan måde, at den i forsyningskredsløbet flydende strøm oscillerer med den lodrette afbøjningsstrøms frekvens og direkte modulerer den i det vandrette afbøj-5 ningskredsløb flydende strøm.

Endelig kendes fra japansk patentskrift nr.

47-18425 et afbøjningskredsløb for et katodestrålerør, hvilket afbøjningskredsløb omfatter en transformer, hvis primærside tilføres linieimpulser, og hvis sekundær-10 side omfatter et gennem en forspændingskilde med stel forbundet midterudtag, mens hver af sekundærviklingens ender gennem en strømvej, som omfatter en som omskifter arbejdende thyristor, er forbundet med den lodrette afbøjningsvikling. .De som omskiftere arbejdende thyristo-15 rer er modsat polet, således at den lodrette afbøjningsvikling kan tilføres strømme af modsat polaritet gennem de to strømveje. Thyristorerne styres ved hjælp af et styrekredsløb på en sådan måde, at den lodrette afbøjningsvikling tilføres progressivt mindre energi gennem 20 den første strømvej under den første halvdel af den lodrette afbøjningscyklus og progressivt mere energi gennem den anden strømvej under den anden halvdel af den lodrette afbøjningscyklus. Dette foretages ved hjælp af en slags fasestyring af linieimpulserne og bevirker, at den øn-25 skede savtandformede strøm flyder i den lodrette afbøjningsvikling .

Et problem, der forekommer ved et sådant afbøjningskredsløb, er den såkaldte nulgennemgangsforvrængning, som optræder i den savtandformede lodrette af-30 bøjningsstrøms nulgennemgangsområde og giver sig til kende som en ulinearitet ved den lodrette afbøjnings-strøms polaritetsskrift. Disse ulineariteter viser sig i almindelighed som vandrette striber med forøget lysstyrke hen over midten af billedskærmen. I andre situ-35 ationer kan der optræde en diagonallinie på billedskærmen.

3 150437 o

Det er derfor opfindelsens formål at anvise et afbøjningskredsløb, ved hjælp af hvilket nulgennemgangsforvrængningen så vidt muligt kan undgås. Det angivne formål opnås med et afbøjningskredsløb af den indlednings-5 vis omhandlede art, som ifølge opfindelsen er ejendommeligt ved den i krav l's kendetegnende del angivne udformning. Ved at der under forudbestemte linieintervaller i overgangsområdet flyder både strøm af den ene polaritet i den ene strømvej og strøm af den modsatte polaritet i 10 den anden strømvej, opnås en jævn overgang af den lodrette afbøjningsstrøm fra den ene polaritet til den anden.

En nøjagtig justering af styringen af det kredsløb,· som bestemmer strømforløbet i de to strømveje, er derfor ikke nødvendig.

15 Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 delvis som skematisk diagram og delvis på blokdiagramform viser et lodret afbøjningskredsløb ifølge opfindelsen, 20 fig. 2a-2h bølgeformer i forskellige punkter i det i fig. 1 viste kredsløb, fig. 3 et mere detaljeret diagram for et lodret afbøjningskredsløb ifølge opfindelsen, dels som mere detaljeret kredsløbsdiagram og dels som blokdiagram, 25 fig. 4a-4c bølgeformer i forskellige punkter af det i fig. 3 viste kredsløb, fig. 5 et detaljeret blokdiagram og kredsløbsdiagram for en anden udførelsesform for et lodret afbøjningskredsløb ifølge opfindelsen, og 30 fig. 6a-6f bølgeformer i forskellige punkter i det i fig. 5 viste kredsløb.

Fig. 1 viser et lodret afbøjningskredsløb, som virker i skiftearbejdsmåden (eng. "switched mode"), hvilket kredsløb f.eks. kan være indeholdt i en fjern-35 synsmodtager. Vandrette synkroniseringsimpulser 5 fra en 4 150437 o ikke vist synkroniseringsseparator føres til en indgangs-klemme 6 på en vandret afbøjningsgenerator 7. Den vandrette afbøjningsgenerator 7 kan være af vilkårlig passende type til levering af vandret afbøjningsstrøm til en vand-5 ret afbøjningsvikling 11, der er monteret ved eller på et katodestrålerør 10, såvel som levering af impulser med vandret frekvens til forskellige funktioner i en fjernsynsmodtager. En primærvikling 8a i en vandret udgangs-og højspændingstransformator 8 modtager energi fra gene-10 ratoren 7. En sekundærvikling 8d i transformatoren 8 leverer tilbageløbsimpulser til en højspændingsmultiplikator og -ensretterenhed 9, der tilvejebringer en høj jævnspænding til katodestrålerøret 10's slutanodeklemme.

På transformatoren 8's sekundærside er der i 15 serie forbundet en styret siliciumensretter 13, en sekundærvikling 8b, der leverer vandrette tilbageløbsimpulser på ca, 80 volt, en selvinduktion 14, en selvinduktion 16, en anden sekundærvikling 8c, der leverer vandrette tilbageløbs impulser på ca. 80 volt, og en anden 20 styret siliciumensretter 17. Anoden i den styrede siliciumensretter 13 og katoden i den styrede siliciumensretter 17 er jordet. Forbindelsespunktet mellem selv-induktionerne 14 og 16 er gennem en kondensator 15 forbundet med jord og ligeledes gennem en lodret afbøjnings-25 vikling 18 og en strømfølende tilbagekoblingsmodstand 19 til jord. Forbindelserne fra hver side af den lodrette afbøjningsvikling 18 til en lodret savtandgeneratur 20 skaber tilbagekobling med formål, der skal beskrives i forbindelse med fig. 3 og 5.

30 Synkroniseringsimpulser 21 med lodret afbøjnings frekvens uddrages også fra synkroniseringsseparatoren og føres til en indgangsklemme 22 på den lodrette savtandgenerator 20 til synkronisering af dennes funktion. Udgangssignaler, der fås fra den lodrette savtandgenerator 35 5 150437 o 20, føres til en modulator 23. En jævnstrømskilde 12 er forbundet med den vandrette afbøjningsgenerator 7, den lodrette savtandgenerator 20 og modulatoren 23, og leverer arbejdsstrøm til disse.

5 Impulser med vandret frekvens, der fås fra en vikling 8e i den vandrette transformator 8, føres også til modulatoren 23. Udgangssignaler, der fås fra modulatoren 23, føres gennem en klemme 24 til styreelektroden i den styrede siliciumensretter 13 og gennem ud-10 gangsklemmen 25 til styreelektroden i den styrede siliciumensretter 17.

Fig. 2a-2h viser bølgeformer, der fås i forskellige punkter i kredsløbet i fig. 1. I fig. 2a viser impulserne 30 tilbageløbsimpulser med lodret frekvens, 15 der fås ved viklingerne 8b, 8c og 8e i den vandrette udgangs- og højspændingstransformator 8. Impulser 31 i fig. 2b fås fra modulatoren 23 og føres gennem klemmen 24 til styreelektroden i den styrede siliciumensretter 13 for at gøre denne ledende. Impulser 32 i fig. 2c føres 20 gennem klemmen 25 til styreelektroden i den styrede siliciumensretter 17 for at gøre denne ledende. Ved betragtning af figurerne 2b og 2c ses det, at modulatoren 24 frembringer udgangsimpulser 31 og 32, hvis forkanter varierer tidsmæssigt i forhold til forkanterne af tilbageløbsim-25 pulserne 30. Forkanterne af impulserne 31 forsinkes kontinuerligt i forhold til forkanterne af tilbageløbsimpulserne 30 varierende fra begyndelsen til nogen tid efter midten af afsøgningen, og impulserne ophører derpå. Den forreste kant af impulserne 32 ligger kontinuerligt for-30 ud for den bagud liggende kant af tilbageløbsimpulserne 30 fra nogen tid før midten op til slutningen af afsøgningen.

Styreimpulserne 31 og 32 i fig. 2b og 2c til de styrede siliciumensretteres styreelektroder i kredsløbet 35 6 o 1S0A37 i fig. 1 er vist havende samme bredde og deres forreste og bageste kanter varierer tidsmæssigt i forhold til den vandrette tilbageløbsimpuls under det lodrette interval.

Sådanne impulstog kan frembringes ved en vilkårlig pas-5 sende impulspositionsmodulator. Et sådant tog af impulser med ensartet bredde er tilfredsstillende, idet styrede siliciumensrettere, når de anvendes som koblere med kun fuldt ledende og ikke-1edende tilstande, blot behøver at styres til ledning til at begynde med, idet 10 ledningen derpå styres alene af strømmen i lederetningen gennem de styrede siliciumensrettere.

Den forreste kant af impulserne 31 i fig. 2b, der optræder i den første del af fremløbsintervallet Tg-Tg, gør den styrende siliciumensretter 13 ledende.

15 Tilbageløbsimpulserne 30, der optræder over viklingen 8b, virker som en spændingskilde, der gør viklingen 8b's nederste klemme positiv i forhold til den øverste klemme, hvilket bringer en strøm til at flyde fra viklingen 8b's nederste klemme gennem selvinduktionen 14 og konden-20 satoren 15 til jord og gennem den styrede siliciumensretter 13 fra dennes anode til dens katode til den negative, dvs. øverste klemme på transformatorviklingen 8b.

Dette oplader kondensatoren 15 positivt i forhold til jord. Den styrede siliciumensretter 13 begynder at lede, 25 når dens styrelektrode forspændes i lederetningen af en impuls 31, og fortsætter med at lede, så længe der flyder strøm i lederetningen i dens anode-katode-vej.

Selvinduktionen 14 og kondensatoren 15 danner et serieresonanskredsløb til opladning af kondensatoren 15.

30 Hældningen på strømmens stigen og aftagen gennem selvinduktionen 14, der er vist ved bølgeformen 33 i fig. 2d, bestemmes af resonansfrekvensen for selvinduktionen 14 sammen med kondensatoren 15.

Resonansfrekvensen af selvinduktionen 14 og kon-35 densatoren 15 såvel som for kredsløbet omfattende selv- 7 150437 o induktionen 16 og kondensatoren 15 er valgt til at være lavere end den vandrette afbøjningsfrekvens, for derved at hindre uønskede svingninger. Efter afslutning af den vandrette tilbageløbsimpuls 30 begynder strømmen 33 at 5 ændre sig med en mindre hældning, T^-T2, en<^ hældningen fra Tg til T^, fordi viklingen 8b ikke længere er en tilbageløbsimpulsspændingskilde, men en kilde for frem-løbsspænding med modsat polaritet, og den transformerede induktans er større under fremløbet, hvilket ned-10 sætter resonanskredsløbets resonansfrekvens. Den styrede siliciumensretter 13 bliver ikke-ledende, når bølgeformen 33's strøm når nul, som til tiden T2· På dette tidspunkt har spændingen over kondensatoren 15 nået sit maksimum som angivet ved bølgeformen 35 i fig. 2f. Ved den vand-15 rette frekvens er selvinduktionen af den lodrette afbøjningsvikling 18, der ligger parallel med kondensatoren 15, så stor, at den kun har lille virkning på de ovenfor beskrevne resonansladekredsløb for kondensatoren 15.

Afbøjningsstrømmen fås ved at kondensatoren 15 af-20 lades over viklingen 18, hvorved spændingen med vandret frekvens over kondensatoren 15 integreres til en i hovedsagen savtandformet strøm med lodret frekvens. Selv om spændingen 35 er vist som vendende tilbage til jord ved begyndelsen af styreimpulserne, vender spændingen 35 25 i virkeligheden tilbage til en spændingsværdi lidt over eller under jord, afhængig af viklingen 18's resonans, fordi parallelkombinationen af kondensatoren 15 og viklingen 18 i tiden T2~T4 er afi>rudt fra resten af kredsløbet. Imidlertid stabiliserer jævnstrømstilbagekoblingen, 30 som det er vist mere detaljeret i fig. 3, arbejdspunktet for afbøjningskredsløbet, og vekselstrømstilbagekoblingen styrer afbøjningskredsløbets amplitude og linearitet. Afbøjningsviklingen 18 tilvejebringer en afladningsvej over kondensatoren 15. Som følge af viklingen 18's store 35 induktans kan afladningsstrømmen ikke følge den tre- 8 150437 o kantformede spænding over kondensatoren 15. Følgelig danner strømmen gennem viklingen 18 gennemsnittet af spændingen over kondensatoren 15. Viklingen 18 virker derfor som en strømafledning til afladning af konden-5 satoren 15 og bevirker, at spændingen 35 aftager lineært i intervallet osv.. Parallelresonansfrekven sen for kondensatoren 15 og den lodrette afbøjningsvikling 18 bestemmer også det lodrette tilbageløbsinterval. Kondensatoren 15*s afladningsstrøm gennem viklingen 18 10 repræsenterer integralet af spændingsbølgeformen 35, og som følge af denne integration har strømmen gennem viklingen 18 en let parabolsk form ved den vandrette frekvens som vist i fig. 2g, der viser afbøjningsstrømmen 36.

Idet det antages, at viklingen 18 har en fast induktans, 15 er amplituden af den parabolske komposant omvendt proportional med kondensatoren 15's kapacitet.

Efterhånden som det lodrette afbøjningsinterval skrider frem, frembringer modulatoren 23 til den styrede siliciumensretter 13 impulser 31, hvis forkanter i stigen-20 de grad er tidsforsinket i forhold til den forreste kant af de vandrette tilbageløbsimpulser 30. Følgelig begynder den styrede siliciumensretter 13's ledetid senere og senere efter begyndelsen af hver vandret tilbageløbsimpuls 20 i fig. 2a. Dette resulterer i en aftagende ladestrøm 25 gennem selvinduktionen 14 og en aftagende spænding 35 over kondensatoren 15. Det følger heraf, at strømmen gennem afbøjningsviklingen 18 ligeledes aftager. Strømbølgeformen 36 skærer nulaksen ved .

Forud for dette tidspunkt starter modulatoren 23 ΟΛ med at frembringe impulser 32 til at gøre den styrede siliciumensretter 17 ledende. En styreimpuls 32, der starter kort efter Tg, føres gennem klemmen 25 for at gøre den styrede siliciumensretter ledende. Den styrede siliciumensretter 17 leder fra sin anode til katoden til 35 jord, og fra jord gennem kondensatoren 15 og selvinduk- 9 150437 o tionen 16 til den øverste klemme på viklingen 8c, der har en tilbageløbsimpuls af negativ polaritet i forhold til dens nederste klemme. Følgelig oplader den styrede siliciumensretter 17's ledning kondensatoren 15 i en så-5 dan retning, at der anbringes en negativ ladning over kondensatoren 15 i forhold til jord. Eftersom den styrede siliciumensretter 17 leder længere end den styrede siliciumensretter 13, som det er bestemt ved de respektive åbningsimpulser 32 og 31 i tidsrummet begyndende ved 10 Tg, bliver den resulterende nettoladning på kondensatoren 15 nu negativ.

I den periode, hvor begge de styrede siliciumensrettere 13 og 17 leder, stort set omkring Tg til Tg, vil forskellen mellem de positive og negative strømme 33 15 og 34 oplade kondensatoren 15. Resten af de to strømme flyder i en hvilevej omfattende den styrede siliciumensretter 13, viklingen 8b, selvinduktionen 14, selvinduktionen 16, viklingen 8c og den styrede siliciumensretter 17.

20 Ladestrømmen gennem selvinduktionen 16 til konden satoren 15 tiltager som vist ved bølgeformen 34 i fig.

2e i resten af. det lodrette f remløbs interval, der slutter ved T^. Det negative spændingsudsving over kondensatoren 15 tiltager således i dette interval, og ligeledes den 25 negative strøm gennem afbøjningsviklingen 18 som vist ved bølgeformen 36 i fig. 2g.

Fig. 2h viser spændingen over den styrede siliciumensretter 13 under den lodrette afbøjningscyklus. I tidsrummet Tg-T^ leder den styrede siliciumensretter 13 30 tilbageløbsimpulsstrømmen og den strøm, der er lagret i selvinduktionen 14 og viklingen 8b ved slutningen af tilbageløbsimpulsen ved T^. Intervallet T2~T3 af bølgeformen 37 repræsenterer den styrede siliciumensretters regenereringstid, når strømbølgeformen 33 er nul, og 35 spændingsbølgeformen 35 aftager fra et maksimum. I inter- o 150A37

IQ

vallet T^-T^ optræder en. negativ del af tilbageløbs impulsen over den styrede siliciumensretter 13, da denne endnu ikke er gjort ledende. Ved gør bølgeformen 31 atter den styrede siliciumensretter 13 ledende. Det må 5 forstås, at spændingsbølgeformen over den styrede siliciumensretter 17 vil være et spejlbillede med modsat polaritet af bølgeformen 37.

I fig. 2d og 2e er der vist overlappende ladestrømme for kun to perioder af ensretterstyreimpulserne 10 '31 og 32. Eftersom der er ca. 262 vandrette tilbageløbs impulser under hver fuldstændige lodrette afbøjningscyklus, Tq-T'q, kan der rent faktisk være mange overlappende dele af ladestrømme 33 og 34. Der opnås således en meget jævn og lineær overkrydsning, fordi forskellen 15 mellem strømmene 33 og 34 aftager til nul i overkrydsningspunktet. Som følge af de reaktive elementer i kredsløbet, såsom kondensatoren 15, kan overkrydsningen faktisk forskydes et lille stykke fra punktet , der er vist ved ågviklingens strømbølgeform 36.

20 Lodret tilbageløb opnås ved en halv periode af det fritsvingende parallelresonanskredsløb, der dannes af kondensatoren 15 og viklingen 18. Ved dette skifter spændingen over viklingen 18 og det magnetiske felt i viklingen 18 polaritet.

25 Det bemærkes, at der ikke forekommer nogen lade strøm under det lodrette tilbageløbsinterval T^-T1 g, med undtagelse af en enkelt ladecyklus gennem den styrede siliciumensretter 13 og selvinduktionen 14, hvilken ladecyklus starter det lodrette tilbageløbsinterval.

30 Dette skyldes, at modulatoren 23 reagerer på de bølgeformer, der føres fra den lodrette savtandgenerator 20, med at undertrykke de styreimpulser ved klemmen 25, der normalt ville gøre den styrede siliciumensretter 17 ledende og starte styreimpulser ved klemmen 24. Den sty-35 rede siliciumensretter 13 vil lede kraftigt og bevirke 11 o 150437 den hurtige ændring af spændingspolariteten over kondensatoren 15. Derpå forspænder den lodrette tilbageløbsimpuls, der er vist ved bølgeformen 35 i intervallet q, den styrede siliciumensretter 13 i spær- 5 reretningen og hindrer den i at lede i resten af det lodrette tilbageløbsinterval.

Der opnås ved kredsløbet i fig. 1 en væsentlig reduktion i effekttabene, fordi de styrede siliciumensrettere 13 og 17 arbejder som koblere, dvs. enten 10 er ikke-ledende eller mættede. Følgelig afsættes der kun lidt effekt i dem. Endvidere kræves der ingen, ydre jævnstrømsforsyning til drift af de styrede siliciumensrettere Ϊ3 og 17. Energikilderne for de styrede si-liciumensrettere er de vandrette tilbageløbsiropulser, 15 der optræder over viklingerne 8b og 8c. Dette bevirker yderligere reduktion af effektforbruget, idet kredsløbets funktion ikke kræver ensrettere og filternetværk med disses medfølgende energiforbrug.

Det lodrette afbøjningskredsløbs belastning af 20 det vandrette afbøjningskredsløb under hver vandret tilbageløbsperiode medfører i det mindste nogen side-pudeforvrængningskorrektion, fordi strømtrækket eller belastningen er størst ved begyndelsen og slutningen af det lodrette fremløbsinterval og aftager til et minimum 25 ved midten af det lodrette fremløbsinterval. I det mindste nogen øvre og nedre pudeforvrængningskorrektion tilvejebringes også uden yderligere kredsløbsorganer, takket være den parabolske modulation af den lodrette afbøjningsstrøm med vandret frekvens, der fremkommer ved den 30 integration af spændingen over kondensatoren 15, der bevirkes af afbøjningsviklingen 18's selvinduktion. Denne parabolske komposant er størst ved begyndelsen og slutningen af det lodrette fremløbsinterval og formindskes imod midten af det lodrette fremløbsinterval og til-35 vejebringer den såkaldte "butterfly"-modulation, der be- 12 150437 o virker øvre og nedre pudeforvrængningskorrektion af det afsøgte raster. Dette er klart vist ved afbøjningsviklingen 18's spændingsbølgeform 27 i fig. 1.

Fig. 3 er et blokdiagram, der mere detaljeret 5 viser et i skiftearbejdsmåden virkende lodret afbøjningskredsløb magen til det i fig. 1 viste. En kilde for lodrette synkroniseringsimpulser 21 er forbundet med en klemme 22 på en transistor 40. Transistoren 40's emitter er jordet, og dens kollektor er gennem en diode 41, en mod-10 stand 42, en variabel modstand 44, der tjener til højde-indstilling, og en modstand 45, forbundet med en kilde for positivt potential B+, der fås fra en jævnstrømsforsyning 12. B+ kan være af størrelsesordenen 24 volt. Forbindelsespunktet mellem modstandene 42 og 44 er gennem en 15 første kondensator 43, en anden kondensator 48, en modstand 49, en modstand 50 og en variabel modstand 51, der tjener til linearitetsindstilling, forbundet med jord. Forbindelsespunktet mellem kondensatorerne 43 og 48 er gennem en modstand 46 forbundet med en inverterende ind-20 gang på en forstærker 47. En modstand 52 forbinder den inverterende indgang på forstærkeren 47 med et centreringspotentiometer 53, der atter gennem en modstand 54 er forbundet med B+. Mellem forstærkeren 47's inverterende indgang og dens udgang er der forbundet to zenerdioder 60 25 og 61 med modsatte ledningsretninger til begrænsning af signalernes maksimale udsving. En modstand 59 tilveje-bringer tilbagekobling for forstærkeren, og seriekombinationen af en modstand 57 og en kondensator 58 forbundet parallelt med en kondensator 56 tjener en dæmpende funk-30 tion til forhindring af uønsket svingning eller ringning i forstærkeren 47. Serieforbundne modstande 63 og 64 mellem B+ og jord danner en jævnspændingsdeler til tilvejebringelse af en referencespænding, der gennem en modstand 62 føres til forstærkeren 47's ikke-inverterende 35 indgang og gennem en modstand 65 til den ikke-inverterende 13 o 150437 indgang på en anden forstærker 66. Forstærkeren 47's udgang er gennem en modstand 67 forbundet med den inverterende indgang på forstærkeren 66. En modstand 68, der forbinder forstærkeren 66's udgang med dens inverte-5 rende indgang, tilvejebringer tilbagekobling for forstærkeren.

Forstærkeren 47's udgang er gennem en diode 71 forbundet med basis i en første transistor 72 i en differentialforstærker 73. Differentialforstærkeren 73 10 udfører en impulsbreddemodulationsfunktion, der skal beskrives senere. Transistoren 72's kollektor er jordet, og emitterne i transistorerne 72 og 74 er gennem en fælles emittermodstand 75 forbundet med B+. Forspæn dingsmodstande 76 og 77 forbinder det fælles emitter-15 forbindelsespunkt med de respektive basiselektrode i transistorerne 72 og 74. Transistoren 74's kollektor tilvejebringer et udgangssignal, som gennem en diode 93 føres til basis i en drivtransistor 94. Transistoren 74's basis er gennem en diode 78 forbundet med emitteren 20 i en transistor 112 og gennem en diode 86 med basis i en transistor 82, der danner en del af en anden differentialforstærker 81, der også virker som en impulsbred-demodulator, der skal beskrives senere. Emitterne i transistoren 82 og en transistor 80 er gennem en fælles 25 modstand 83 forbundet med B+. Forspændingsmodstande henholdsvis 84 og 85 forbinder transistorerne 80 og 82’· s respektive emittere med deres basiselektroder. Transistoren 80's basis er gennem en diode 79 forbundet med udgangen på forstærkeren 66. Transistoren 82's kollek-30 tor er forbundet med basis i en anden drivtransistor 87.

Drivtransistoren 87's kollektor er gennem en modstand 90 forbundet med B+ forsyningen. En modstand 91 og en kondensator 92 tjener til at afkoble dette trin fra B+ forsyningen. Transistoren 87's emitter er gennem en mod-35 stand 89 forbundet med jord og er direkte forbundet med 14 o 150437 styreelektroden i en styret s iliciumensre11er 17.

Drivtransistoren 94's kollektor er gennem en diode 97 og en modstand 98 forbundet med den afkoblede B+ forsyning. Transistoren 94's emitter er direkte for-5 bundet med styreelektroden i en styret siliciumensretter 13 og gennem en modstand 96 med forbindelsespunktet mellem en lodret afbøjningsvikling 18 og en kondensator 15. Den anden klemme på kondensatoren 15 er jordet, og afbøjningsviklingen 18's anden klemme er gennem en 10 strømfølende tilbagekoblingsmodstand 19 forbundet med jord. Et jævnspændingssignal, der fås Øverst ved den lodrette afbøjningsvikling 18, føres gennem en seriemodstand 115 og forbi en parallelkondensator 116 til en klemme på et potentiometer 53 for at føres tilbage 15 til forstærkeren 47. Denne jævnstrømstilbagekobling indstiller det jævnstrømskoblede lodrette afbøjningskredsløbs arbejdspunkt. En vekselstrømstilbagekoblingsvej går fra forbindelsespunktet mellem den lodrette afbøjningsvikling 18 og tilbagekoblingsmodstanden 19 gen-20 nem en kondensator 114 til forbindelsespunktet mellem modstandene 49 og 50. Denne tilbagekoblingsvej tjener til at tilvejebringe linearitetskorrektion i forbindelse med indstillingen af linearitetsindstillingsmodstanden 51.

25 Udgangstrinene omfattende de styrede silicium ensrettere 13 og 17 og højspændings- og udgangstransformatoren 8 svarer til de i forbindelse med fig. 1 beskrevne .

En vikling 8e i transformatoren 8 er gennem en 30 spændingsdeler omfattende en modstand 101 og en modstand 102 forbundet med jord. Forbindelsespunktet mellem modstandene 101 og 102 frembringer tilbageløbsimpulser med vandret frekvens ved basis i en forstærkertransistor 103.

Transistoren 103's émitter er jordet, og dens kollektor 35 15 o 150437 er gennem en belastningsmodstand 104 forbundet med B+. Transistoren 103's kollektor er forbundet med basis i en transistor 105 for at levere drivstrøm til denne.

Transistoren 105's emitter er jordet, og dens kollektor 5 er gennem en modstand 106 forbundet med B+ og direkte med basis i en transistor 107. Transistoren 107's emitter er jordet, og dens kollektor er gennem en modstand 108 forbundet med B+ og gennem en kondensator 109 og en diode 110, der er polet som vist, med jord. En modstand 10 ill forbinder transistoren 105's kollektor med forbindelsespunktet mellem kondensatoren 109 og dioden 110.

Transistoren 107's kollektor er yderligere forbundet med basen i en transistor 112, der er koblet som et emitterfølgertrin. Transistoren 112's kollektor er 15 jordet, og dens emitter er gennem en modstand 113 forbundet med B+. Transistorerne 103, 105, 107 og 112 og deres tilhørende kredsløb fungerer generelt til frembringelse af savtandsignaler med vandret afbøjningsfrekvens, hvilke signaler gennem dioder 78 og 86 føres til 20 indgangsklemmen på hver af differentialforstærkerne henholdsvis 73 og 81. Transistoren 112's basis er forbundet med transistoren 107’s kollektor og er gennem en modstand 130 og en variabel modstand 131 i serie forbundet med jord. Den variable modstand 131 sørger for 25 overlappende funktion af de styrede siliciumensrettere 13 og 17.

Under drift bringer de i positiv retning gående lodrette synkroniseringsimpulser 21, der føres til basis i transistoren 40, denne til at lede, hvilket aflader sav-30 tandopladekondensatorerne 43 og 48. Por at begynde det lodrette fremløbsinterval ved slutningen af den lodrette synkroniseringsimpuls 21, afskæres transistoren 40, og kondensatorerne 43 og 48 oplades gennem en vej fra B+ forsyningen gennem modstanden 45, den variable modstand 35 44, modstanden 49, kondensatoren 114 og modstanden 19 16 o 150437 til jord. Saytandbølgen føres gennem modstanden 46 til forstærkeren 47, og enhver forskel mellem denne og den savtandbølgeform, der tilbageføres gennem kondensatoren 114, optræder forstærket og inverteret ved udgangen på 5 forstærkeren 47 som vist ved det signal, der er angivet som en i negativ retning gående savtandbølgeform 69 med lodret frekvens. Indstilling af centreringspotentiometeret 53 varierer jævnstrømsniveauet for savtandbølgeformen ved indgangen på forstærkeren 47, og tilveje-10 bringer på grund af jævnstrømskoblingen til afbøjningsviklingen 18 en jævnstrømskomposant til opnåelse af centrering af rasteret ved addering af en jævnstrømskomposant til afbøjningsågstrømmen. Jævnstrømstilbagekoblingen fra det Øverste af viklingen 18 gennem modstanden 115 15 til den ene side af centreringspotentiometeret 53 gør desuden jævnstrømsarbejdspunktet stabil.

Den i negativ retning gående savtandbølgeform 69, der fremkommer ved forstærkeren 47's udgang, føres til den inverterende indgang på forstærkeren 66, der på sin 20 udgang tilvejebringer et signal, der er vist som en i positiv retning gående savtandbølgeform 70 med lodret frekvens og med samme niveau som, men med modsat polaritet af jævnstrømsniveauet for bølgeformen 69, idet der refereres til den referencespænding, der er etableret 25 ved forbindelsespunktet mellem modstandene 63 og 64. Savtandbølgeformerne 69 og 70 med lodret frekvens og modsat polaritet føres gennem dioder henholdsvis 71 og 79 til dannelse af det andet indgangssignal til de respektive differentialforstærkere 73 og 81.

30 Fig. 4a-4c viser bølgeformer, der opstår i de forskellige punkter af det i fig. 3 viste kredsløb.

Bølgeformen 69 i fig. 4a er en del af den i negativ retning gående savtand-fejlbølgeform, der føres til basis i transistoren 72 i differentialforstærkeren 73. Bølgefor-35 men 70 i fig. 4a er en del af den i positiv retning gående 17 o 150437 savtand-fejlbølgeform med lodret frekvens, der føres til basis i differentialforstærkeren 81's transistor 80.

De i positiv retning gående vandrette tilbageløbsimpulser, der føres til basis i transistoren 103, 5 bringer denne til at lede, Og de inverterede tilbageløbsimpulser føres til basis i transistoren 105, der afskæres under det vandrette tilbageløbsinterval. Den positive spændingsstigning ved transistoren 105's kollekter bringer transistoren 107 til at lede. Den positive 10 ladning på kondensatoren 109's højre side, der tidligere er etableret af spændingsdeleren bestående af modstandene 108, 130 og den variable modstand 131 forbundet mellem B+ og jord, sænkes pludseligt ved transistoren 107's ledning, og faldet optræder som en negativ spænding ved for-15 bindelsespunktet mellem kondensatoren 109 og dioden 110.

Den strøm, der tidligere flød gennem modstanden 106 og transistoren 105, deles nu mellem transistoren 107's basis-emitterovergang og modstanden 111 til kondensatoren 109's negative side. Kondensatoren 109 begynder 20 således nu at aflades gennem transistoren 107 til jord, gennem B+ kilden, gennem strømkildemodstanden 106, og gennem modstanden 111 til kondensatoren 109's venstre, negative klemme. I dette kredsløb, der er en modificeret Miller-integrator, er strømmen gennem.modstanden 111 25 lig med strømmen gennem modstanden 106 med undtagelse af en meget lille strøm, der flyder gennem transistoren 107's basis. Der er et konstant spændingsfald over modstanden 111, hvilket tilvejebringer bølgeformen 120's trin i negativ retning. Konstantstrømafladningen af kon-30 densatoren 109 gennem transistoren 107 giver en i negativ retning gående savtandsspændingsbølgeform ved transistoren 107's kollektor som vist ved bølgeformen 120 i fig. 4a. Transistoren 112 er koblet som emitterfølger, og spændingen ved dens emitter er bølgeformen 120 i 35 fig. 4a. Den mest positive del af bølgeformen 120 bestem- 18 150437 o mes ved indstilling af den variable modstand 131 i spændingsdelernetværket. Det skarpt i negativ retning gående fald i bølgeformen 120 bevirkes af det af strømmen gennem modstanden 106 bevirkede spændingsfald over modstand-5 en 111. Den pludseligt i positiv retning gående del af bølgeformen 120 bevirkes af afslutningen af tilbageløbsimpulsen, der optræder ved transistoren 103's basis, og som bringer denne til spærring, transistoren 105 til ledning og transistoren 107 til spærring, hvilket bringer 10 transistoren 112’s basisspænding og følgelig bølgeformen 120 's spænding op til det niveau.,? der er bestemt ved indstilling af den variable modstand 131, til hvilket niveau kondensatoren 109 oplades fra B+ gennem modstanden 108 og dioden II© til jord.

15 De i negativ retning gående impulser 12® med i negativ retning gående savtandspidser:,, der fremkommer ved transistoren 112"s emitter, føres gennem dioderne 78 og 86 til basiselektroderne i transistorerne henholdsvis 74 og 82. Hvad angår differentialforstærkeren 73, 20 vil den af transistorerne 72 og 74 P der har den mest negative spænding ved sin basis, lede,, og den anden transistor vil spærre. Således vil transistoren 74 under den første del af det lodrette fremløbsinterval, hvor bølgeformen 69 med lodret frekvens i fig. 4a er positiv 25 i forhold til den i negativ retning gående savtandbølgeform 120, lede, idet den mættes, og tilvejebringe en række i positiv retning gående impulser med lodret frekvens ved sin kollektor, for gennem dioden 93 og transistordrivtrinet 94 at bringe den styrede silicium-30 ensretter 13 til at lede. Drivimpulserne ved den styrede siliciumensretter 13's styreelektrode er vist ved impulserne 123 i fig. 4b. I fig. 4a og 4b ses det, at impulserne 123 bliver kortere og kortere, når bølgeformen 69 bliver mere negativ. Under henvisning til 35 fig. 4a og 4b ses det, at bølgeformen 120 bringer tran- o 150437 19 sistoren 74 til at lede med vandret frekvens, så længe den i negativ retning gående savtanddel af spændings-bølgeformen 120 er mere negativ end niveauet for bølgeformen 69 med lodret frekvens og således frembringer 5 drivimpulser, der sætter den styrede siliciumensretter 13 i stand til at lede og med vandret frekvens oplade kondensatoren 15 med en i hovedsagen lineært tiltagende positiv strøm.

På tidspunktet bliver savtanddelen med vand-10 ret frekvens af bølgeformen 120 mere negativ i forhold til den i positiv retning gående savtandfejlbølgeform 70 med lodret frekvens, og transistoren 72 vil begynde at lede. Under hver følgende vandrette tilbageløbsperiode nærmer den forreste kant af transistoren 82's 15 kollektorspændingsimpuls sig mere den forreste kant af bølgeformen 120, når det lodrette interval skrider fremad, som vist ved bølgeformen 124 i fig. 4c. Disse positive impulser i bølgeformen 124 føres gennem drivtransistoren 87 og bringer den styrede siliciumensretter 17 20 til at lede. Strøm, der flyder fra jord og op gennem kondensatoren 15, gennem selvinduktionen 16 til den nederste klemme på viklingen 8c, der har en negativ til-bageløbs-mpuls i forhold til dens øverste klemme, og gennem den styrede siliciumensretter 17, gør, at en 25 tiltagende negativ spænding fremkaldes over kondensatoren 15 under den sidste halvdel af det lodrette frem-løbsinterval.

I fig. 4b og c ses det, at bølgeformerne 123 og 124's impulser overlapper i et interval omkring midten 30 af det lodrette fremløbsinterval. I intervallet Tg til Ί!η forekommer samme ledning i de styrede siliciumensrettere 13 og 17 og giver en nulladestrøm i kondensatoren 15. Dette er overkrydsningspunktet. Som tidligere beskrevet bestemmer indstillingen af den variable mod-35 stand 131 det spændingsniveau, ved hvilket impulserne 120 20 o 150437 overlejres og følgelig antallet af overlappende impulser for bølgeformerne 123 og 124. Det ses, at henholdsvis den positive og negative strøm dominerer til frembringelse af en savtandstrøm gennem afbøjnings-5 viklingen 18 på henholdsvis venstre og højre side af Tg. Referencespændingen VR, der er vist som midterlinien i fig. 4a, repræsenterer den nominelle gennemsnitsjævnspænding for savtandbølgeformerne 69 og 70.

Denne referencespænding bestemmes af den spændings-10 deler, der dannes af modstandene 63 og 64 i fig. 3.

Indstillingen af centreringspotentiometeret 53 bevirker i kraft af forstærkerne 47 og 66, at spændingsbølgeformerne 69 og 70 forskydes i modsatte polaritetsretninger i forhold til V. Dette bringer overkryds-

XV

15 ningspunktet for bølgeformerne 69 og 70 i fig. 4a til at bevæge sig enten til højre eller til venstre fra det viste midtpunkt og resulterer i, at afbøjningsstrømmen gennem viklingen 18 overlejres på en centreringsjævnstrøm, der afhænger af potentiometeret 53's indstilling.

20 Tilbageløbet indledes ved transistoren 40's led ning, der bevirker, at den negative impulsdel af bølgeformen 70 med lodret frekvens føres til basis i transistoren 80 i differentialforstærkeren 81 og derved bringer transistoren 82 til at ophøre med at lede og 25 at standse frembringelsen af impulser 124. På samme tid afskærer den i positiv retning gående impulsdel af bølgeformen 69, der føres til transistoren 72 i differentialforstærkeren 73, transistoren 72 og lader transistoren 74 forblive ledende, når den i negativ ret-30 ning gående savtandbølgeform 120 med den vandrette frekvens føres til dens basis. Den første vandrette savtand 120, der optræder på dette tidspunkt, frembringer en bred impuls 123 ved transistoren 74's kollektor og styrer den styrede siliciumensretter 13 til ledning 35 på et meget tidligt tidspunkt i forhold til den vand- o 21 150437 rette tilbageløbsimpuls 30 i fig. 2a. Strømmen gennem den styrede siliciumensretter 13 oplader kondensatoren 15 positivt, og den magnetiske energi, der er lagret i afbøjningsviklingen 18, bringer spændingen over kon-5 densatoren 15 til at stige yderligere i positiv retning.

Dette er vist i fig. 2b, 2d, 2f og 2g. Tilbageløbsimpulstiden for spændingsbølgeformen 35 i fig. 2f svarer tilnærmelsesvis til 3 til 4 vandrette linier. Den i positiv retning gående tilbageløbsimpuls.føres gennem for-10 spændingsmodstanden 95 til katoden i dioden 93 for derved at forspænde denne i spærreretningen i forhold til de i positiv retning gående impulser med forholdsvis lavt niveau, der frembringes ved dens anode, når transistoren 74 leder. På lignende måde forspændes dioden 15 97 i spærreretningen under det lodrette tilbageløbs interval og afbryder transistoren 94 fra den afkoblede B+ forsyning, idet den tillader tilbageløbsimpulsen at stige op over B+ niveauet i halvdelen af den periode, der er bestemt af resonansfrekvensen af parallelkombinationen 20 af kondensatoren 15 og afbøjningsviklingen 18. Eftersom afbøjningsviklingen ikke er fikseret til nogen spænding under tilbageløbsintervallet, kan tilbageløbs impulsspændingen stige til et forholdsvis højt niveau og bevirke en hurtig vending af afbøjningsviklingens strøm og følge-25 lig et kort tilbageløbsinterval. Efter en halv resonansperiode begynder den lodrette tilbageløbsimpuls at svinge i negativ retning, forspænde dioderne 93 og 97 i lederetningen og tillade, at der føres styreimpulser til den styrede siliciumensretter 13, og således muliggøre be-30 gyndelsen af et nyt fremløbsinterval.

I fig. 3 er den styrede siliciumensretter 13's katode forbundet med kondensatoren 15 i stedet for med det øverste af viklingen 8b som i fig. 1. Katoden og styreelektroderne i den i fig. 3 viste opstilling ligger 35 22 150437 o ved en meget lavere spænding end i £ig. 1, hvilkét giver større stabilitet i den styrede siliciumensretter 13's funktion.

I fig. 3 anvendes til forskel fra i fig. 1 5 en impulsbreddemodulatoropstilling til styring af de styrede siliciumensrettere 13 og 17's ledning, idet kun den forreste kant af bølgeformerne 123 og 124 ændres i forhold til de forreste kanter af de vandrette tilbageløbsimpulser.

10 Fig- 5 viser i detaljer delvis som blokdiagram og delvis som kredsløbsdiagram, et yderligere i skifte-arbejdsmåden virkende lodret afbøjningskredsløb ifølge opfindelsen. Den væsentligste forskel mellem udførelsesformerne i fig. 5 og 3 er, at en særskilt oscillator 15 og savtandgenerator 150 i fig. 5 frembringer en stabil savtandspændingsbølgeform, der fås fra en udgang på en forstærker 176, hvilken bølgeform føres til forstærkerne 47 og 66 og resten af den lodrette generator, der virker som en lineær forstærker, idet tilbagekobling 20 føres fra afbøjningsviklingen 18 til forstærkeren 47.

En fordel ved udførelsesformen i fig. 5 er, at der let opnås liniespring mellem to på hinanden følgende lodrette billeder.

En lodret synkroniseringsimpuls 21 føres til pc en klemme 22 og gennem en modstand 151, en diode 153, en kondensator 155 og en diode 156 for derved at bringe en transistor 157 til at lede til indledning af tilbageløbsintervallet. Transistoren 157's ledningsvej går fra B+ forsyningen gennem en modstand 169 til jord. Poten-30 tialfaldet i transistoren 157's kollektor føres gennem en diode 158 og en modstand 159 for derved at bringe en transistor 160 til ledning. Transistoren 160's ledning aflader de savtandfrembringende kondensatorer 174 og 175 gennem en modstand 172. Emitter-kollektorstrømvejen fuld-35 o 23 150A3 7 stændiggøres af vejen fra B+ gennem den variable højde-indstillingsmodstand 171, en modstand 170, en modstand 172 og en modstand 173 til jord. Transistoren 162's ledning under det lodrette tilbageløbsinterval bevirker, 5 at en del af en i negativ retning gående tilbageløbsspændingsbølgeform frembringes ved forstærkeren 176's inverterende indgang.

Den sænkede kollektorspænding på transistoren 157, der følger den forreste kant af synkroniseringsimpulser-10 ne 21, føres gennem en modstand 161 for derved at bringe transistoren 162 til at lede. Hovedledningsvejen for transistoren 162 går fra B+ klemmen gennem en modstand 165, en modstand 164 og en modstand 154 til jord, idet modstanden 154 ligger parallelt med en seriekombination 15 af kondensatoren 155, dioden 156 og basis-emitterover- gangen i transistoren 157 til jord. Denne strømvej tillader kondensatoren 155 at aflade gennem dioden 156 og basis-emitterovergangen i transistoren 157. Når kondensatoren 155 er afladet til et vist punkt, er dioden 156 20 og transistoren 157's basis-emitterovergang ikke længere forspændt i lederetningen, og transistoren 157, transistoren 160 og transistoren 162 vil spærres. På dette tidspunkt begynder kondensatorerne 174 og 175 at danne en savtandsspændingsbølgeform ved deres forbindelsespunkt 25 ved opladning fra B+ forsyningen gennem modstanden 171, modstanden 170 og modstanden 173 til jord, og danner en i negativ retning gående savtandbølge ved forstærkeren 176's udgang. På samme tid begynder kondensatoren 155 at oplades gennem den variable modstand 168, der tjener som 30 holdeindstilling, modstanden 167 og modstanden 154 til jord for at bestemme den fritsvingende frekvens for oscillatordelen omfattende transistorerne 162 og 157. I fravær af indkommende lodrette synkroniseringsimpulser 21 vil transistoren 157 lede og starte lodret tilbageløb, 35 24 o 150437 når ladningen over kondensatoren 155 bliver tilstrækkelig positiv til at forspænde dioden 156 og transistoren 157 i lederetningen. Kondensatoren 166, der forbinder forbindelsespunktet mellem modstandene 164 og 165 mod 5 jord, tjener til afkobling af strømforsyningen. Kondensatoren 152, der forbinder forbindelsespunktet mellem modstanden 151 og dioden 153 mod jord, tjener til at afkoble enhver energi med vandret frekvens fra at blive ført gennem dioden 153. Modstande 182 og 183 forbundet 10 mellem B+ og jord har deres forbindelsespunkt forbundet med den ikke-inverterende indgang på en forstærker 185 til tilvejebringelse af en stabil referencespænding ved forstærkeren 185's udgang. En kondensator 184 afkobler enhver spændingsvariation fra den ikke-inverterende ind-15 gang på forstærkeren 185. Forstærkeren 185's udgang er forbundet med dens inverterende indgang med henblik på tilbagekobling, og leverer også gennem en modstand 177 referencespænding til den ikke-inverterende indgang på forstærkeren 176.

20 En variabel modstand 178 og en modstand 179, som i serie forbinder udgangen på forstærkeren 176 med dennes inverterende indgang, tilvejebringer linearitetsindstilling af savtandbølgeformen. En modstand 180 og en kondensator 181, der forbinder forstærkeren 176's 25 udgangsterminal med den nederste klemme på kondensatoren 175, er udvalgt til tilvejebringelse af S-formning af den frembragte savtandbølgeform. Således opnår den i positiv retning gående savtandbølgeform ved forstærkeren 176*s udgang sin linearitet og S-formning uaf-30 hængigt af tilbagekobling fra resten af afbøjningskredsløbet. Denne bølgeform i denne udførelsesform svarer til den i positiv retning gående savtandbølgeform, der føres til den indgangssignalinverterende indgang på forstærkeren 47 i fig. 3. Forstærkeren 176's udgang er gennem ”35 en modstand 186 forbundet med den ikke-inverterende o 25 150437 indgang på forstærkeren 47, der tjener samme funktion som i fig. 3. Forstærkeren 47's udgang er gennem modstanden 67 forbundet med den inverterende indgang på forstærkeren 66, der også udøver samme funktion som 5 i fig. 3. Referencespændingen, der opnås ved forstærkeren 185's udgang, føres gennem en modstand 187 til den ikke-inverterende indgang på forstærkeren 66. Modstandene 59 og 68 tilvejebringer tilbagekobling for forstærkerne henholdsvis 47 og 66 som i udførelses-10 formen i fig. 3. Udgangene på de respektive forstærkere 47 og 66 er gennem dioder henholdsvis 71 og 79 forbundet med modulatorerne 73 og 81 som i fig. 3. Der vil derfor ved dioden 71 forekomme en i negativ retning gående savtandbølgeform 69, og ved dioden 79 en inverteret i 15 positiv retning gående savtandbølgeform 70 med lodret frekvens som i fig. 3. Den resterende del af udgangskredsløbet, der ikke er vist i fig. 5, er det samme som i udførelsesformen ifølge fig. 3, idet den eneste forskel er tilbagekoblingsarrangementet fra afbøjningsvik-20 lingen 18, hvilket arrangement i fig. 5 nu skal beskrives.

En differentialforstærker 189 omfatter transistorer 188 og 190, hvis emittere gennem modstande henholdsvis 212 og 211 og gennem en modstand 213 er forbundet med B+ forsyningen. Transistoren 188's kollektor er jordet, 25 og dens basis har som indgangssignal referencespændingen, der fås fra forstærkeren 185's udgang. Denne spænding bestemmer det nominelle jævnstrømsarbejdspunkt for den lodrette forstærker. Transistoren 190's kollektor er gennem en parallelkombination af en modstand 204 og en kon-30 densator 205 forbundet med jord og direkte med basis i en transistor 202, der virker som et tilbagekoblings-forstærkningstrin. En modstand 208, et centreringspotentiometer 207, en modstand 206 og en kondensator 209 er i den nævnte rækkefølge forbundet i serie mellem B+ 35 og jord. Centreringspotentiometeret 207's aftagerarm er 26 o 150437 forbundet med basis i transistoren 190, og kondensatoren 210, der er forbundet mellem transistoren 190's basis og jord, tjener til filtrering af ethvert spændingsudsving på basis. Forbindelsespunktet mellem 5 modstanden 206 og kondensatoren 209 er gennem en modstand 214 forbundet med den Øvre ende af den lodrette afbøjningsvikling 18 til modtagelse af jævnstrømstilbagekobling fra denne til stabilisering af arbejds-punktet og om ønsket forskydning af dette ved indstil-10 ling af centreringspotentiometeret 207 således, at en jævnstrømskomposant bringes til at flyde gennem afbøjningsviklingen 18. Jævnstrømsstabiliteten og centreringsindstillingsspændingerne sammenlignes således med referencespændingen, der fås fra forstærkeren 185, 15 og differensen føres fra kollektoren i transistoren 190 til basis i tilbagekoblingsforstærkeren 202.

Et tilbagekoblingssignal tages fra forbindelsespunktet mellem afbøjningsviklingen 18 den strømfølende tilbagekoblingsmodstand 19, og føres gennem 20 en modstand 200 til transistoren 202's emitter. Modstanden 201, der er ført fra transistoren 202's emitter til jord parallelt med modstandene 200 og 19, bestemmer den samlede emittermodstand og styrer strømmen gennem modstanden 203 og transistoren 202. Dette tilbagekob-25 lingssignal styrer afbøjningsstrømmens amplitude og linearitet. De respektive tilbagekoblingssignaler, der føres til transistoren 202's basis og emitter, ændrer transistoren 202's ledning, og den spænding, der fremkaldes over belastningsmodstanden 203, føres til den in-30 verterende indgang på forstærkeren 47 til tilveje bringelse af den ønskede funktion af det lodrette afbøjningskredsløb.

Der henvises nu til fig. 6a-6f, der viser de bølgeformer, der optræder i forskellige punkter af 35 kredsløbet i fig. 5. Fig. 6a viser oscillatorspændings- 27 o 1S0A37 bølgeformen 225, der fremkommer ved transistoren 157's kollektor. Eftersom denne bølgeform er synkroniseret ved hjælp af lodrette synkroniseringsimpulser 21, der tilføres oscillatoren, indeholder bølgeformen 225 5 nødvendigvis liniespringtidsindstillingsinformation.

På lignende måde er savtandbølgeformen 226 i fig. 6b, der viser den spænding, der fremkommer ved forstærkeren 176's udgang, ligeledes synkroniseret med den lodrette synkroniseringsbølgeform 21 og indeholder der-10 for liniespringtidsindstillingsinformation.

Spændingsbølgeformerne 228 og 229 i henholdsvis fig. 6c og 6d angiver tidsbeliggenheden for vandrette tilbageløbsimpulser i forhold til bølgeformerne med lodret frekvens i fig. 6a og 6b for henholdsvis 15 lige og ulige delbilleder. De vandrette impulser 228 er forskudt et halvt vandret afsøgningsinterval fra impulserne 229 med vandret frekvens, idet forskydningen repræsenterer liniespringsforholdet mellem de lige og ulige lodrette delbilleder.

20 Liniespringafbøjningsfunktionen er karakteris tisk ved samme afbøjningsstrømamplituder i de lige og ulige delbilleder med hensyn til tidsbeliggenheden af den lodrette synkroniseringsimpuls. Når henses til vandrette synkroniserings- eller tilbageløbsimpulser, er 25 amplituderne af liniespringsafbøjningsstrømmene ikke ens mellem lige og ulige delbilleder. Der er en af-bøjriingsstrømdifferens svarende til en halv vandret linie, hvilken differens kan beløbe sig til flere mil-liampere. Eftersom selve afbøjningskredsløbet drives af 30 vandrette tilbageløbsimpulser, kan liniespringsfunk tionen ikke opnås ved tidsindstillingen af det lodrette tilbageløb, som det praktiseres i afbøjningskredsløb ifølge den kendte teknik. Ifølge opfindelsen opnås liniespringsfunktionen ved sammenligning og indstilling 35 af afbøjningsstrømamplituden i forhold til amplituden 28 150437 o af referencesavtandbølgeformen 226 i fig. 6b ved begyndelsen af og hele vejen igennem hver afbøjningscyklus.

Dette gøres ved hjælp af vekselstrømstilbagekobling rundt om den lineære udgangsforstærker, som det skal 5 forklares nærmere i det følgende.

Som beskrevet i forbindelse med fig. 3, indledes tilbageløbsintervallet for hver lodrette afbøjningscyklus af den første vandrette tilbageløbs impuls, der følger den forreste kant af bølgeformerne henholdsvis 225 og 10 226 i fig. 6a og 6b. Dette er tilfældet, fordi afbøj nings strømmen kun kan ændres af de styrede siliciumensrettere 13 og 17 i nærværelse af vandrette tilbageløbsimpulser. Ved liniespringsfunktion er amplituderne af afbøjningsstrømbølgeformerne 230 og 231 i fig. 6e og 15 6f lige store i lige og ulige delbilleder på tidspunktet TQ, der angiver slutningen af fremløbsintervallet. Dette er vist ved at de tre vektorer 232, 233 og 234 i fig.

6b, 6e og 6f har samme længde. Samme afbøjningsstrømamplituder i Tq opnås ved hjælp af vekselstrømstilbage-20 koblingen rundt om afbøjningsforstærkeren, der sammenligner spændingen over strømfølemodstanden 19 med refer encesavtandspændingen 226 i fig. 6b ved indgangen til forstærkeren 47. Som ovenfor forklaret kan det lodrette tilbageløb kun startes ved det første sammenfald af de 25 vandrette impulser henholdsvis 228 og 229 med den lodrette impuls 225 overlejret på bølgeformen 226. Således starter lodret tilbageløb i lige billeder ved Tq og i ulige billeder ved T^. Der er derfor ikke liniespring i det lodrette tilbageløbs start. Endvidere er der i 30 ulige delbilleder lagret mere magnetisk energi i afbøjningsviklingen, fordi afbøjningsstrømmen tiltager mellem Tq og T^ som vist i fig. 6f. Under det lodrette tilbageløbsinterval fra TQ til T2 for lige delbilleder og fra T. til T, for ulige delbilleder svinger afbøj-35 o 29 150437 ningsviklingen 18 forbundet parallelt med kondensatoren 15 en halv periode ved deres resonansfrekvens som forklaret i forbindelse med fig. 3. Den lagrede magnetiske energi overføres fra viklingen 18 til kondensatoren 15 s og tilbage til viklingen 18 og bevirker derved en høj tilbageløbsspænding over viklingen 18 og kondensatoren 15, endvidere skifter polariteten af afbøjningsstrømmen fra en negativ retning ved Tg og til en positiv retning ved T2 og T^.

10 Mængdeforskellen i lagret magnetisk energi ved begyndelsen af tilbageløbet ved Tg for lige delbilleder og for ulige delbilleder resulterer i, at tilbageløbsspændingsamplituden over viklingen 18 og kondensatoren 15 varierer med en lille værdi mellem lige og 15 ulige delbilleder, idet den er højest ved ulige delbilleder. Følgelig ændres amplituderne af afbøjningsstrømmene ved T2 og også med en lille værdi mellem lige og ulige delbilleder, idet de er højest ved ulige delbilleder som vist ved vektorerne 235 og 236 i hen-20 holdsvis fig. 6e og 6f. Det forstærkerstyrede fremløbs-interval starter, hvorpå den styrede siliciumensretter 13 af den faldende tilbageløbsspænding over viklingen 18 og kondensatoren 15 bringes i stand til at gøres ledende af bølgeformen 123 i fig. 4b. Dette sker umid-25 delbart efter T2 ved lige delbilleder og efter ved ulige delbilleder. Eftersom fremløbsintervalafbøjnings-strømmene starter på forskellige tidspunkter ved lige og ulige delbilleder og med forskellige amplituder til de respektive tidspunkter T2 og T^, tilvejebringes linie-30 spring ved at indstille afbøjningsågstrømmen ved at sammenligne den med den uafhængigt frembragte savtandbølgeform 226 i forstærkeren 47 i fig. 5. Tilbagekoblingssignalet, der fås fra afbøjningsstrømfølemodstanden 19, og som optræder med forskellige amplituder på et 35 givet tidspunkt ved de lige og ulige delbilleder, sam- o 30 150437 menlignes således med den uafhængigt frembragte og med linespring forsynede referencesavtandbølgeform 220 til tilvejebringelse af et fejlsignal til korrigering af afsøgningsstrømmen således, at den er den 5 samme på et givet tidspunkt i forhold til den lodrette synkronisering ved både de ulige og lige delbilleder.

Dette er vist til tidspunktet i fig. 6b, 6e, 6f, hvor vektorerne 238 og 137, der er repræsentative for afbøjningsafsøgningsstrømmen til tiden under hen-10 holdsvis ulige og lige delbilleder, sammenlignes med spændingsniveauet 227, der optræder til tiden under hvert lige eller ulige delbillede. Ved således at sammenligne det lodrette fremløbsintervals afbøjningsstrøm uden liniespring med en uafhængigt frembragt 15 spændingssavtandreferencebølgeform med liniespring kor rigeres strømmen således, at den stemmer overens med referencebølgeformen med liniespring, hvilket resulterer i korrekt liniespringsafsøgningsstrøm under lige og ulige delbilleder.

20 En fordel ved det beskrevne lodrette afbøjnings- kredsløb er dets høje virkningsgrad. Der anvendes ikke nogen jævnstrømsforsyning til udgangsskiftetrinene, og der kan følgelig ikke forekomme nogen strømforsyningsafledningstab. Hele kredsløbet i de beskrevne 25 udførelseseksempler er jævnstrømskoblet, hvorved man undgår de forholdsvis dyre afbøjningskoblingskondensa-torér, der anvendes i vekselstrømskoblede kredsløb.

Endvidere giver jævnstrømskobling en simpel opstilling til centrering, da jævnstrømsarbejdspunktet for 30 kredsløbet let kan indstilles til at bevirke en jævn- strømscentreringsstrøm gennem afbøjningsviklingen, uden at der kræves yderligere kredsløbskomponenter. Om ønsket kan kredsløbet vekselstrømskobles uden at opfindelsens rammer overskrides.

35 o 150437 31

Opstillingen til opladning af kondensatoren 15 tillader anvendelse af lodrette afbøjningsviklinger ned- '.enten høj eller lav impedans efter ønske, fordi afbøjningsviklingernes impedans i begge til-5 fælde er så høj over for ladestrømmen med vandret frekvens, at de kun har ringe indflydelse på kredsløbets funktion.

En anden fordel ved de beskrevne kredsløb er, at man undgår forstyrrelser af fjernsynsbilleder, 10 fordi koblerne i form af de styrede siliciumensrettere kun leder under de vandrette tilbageløbsintervaller, når billedrøret er slukket, og der sker ingen pludselig afbrydelse af den styrede ensretterstrøm, fordi skiftet til den ikke-ledende tilstand sker ved 15 praktisk talt nul strøm, når strømmen i de resonante ladekredsløb går gennem nul.

De beskrevne kredsløb tilvejebringer også i det mindste nogen korrektion af pudeforvrængning ved siden og foroven og forneden \ed henholdsvis 20 belastning af den vandrette energi med en lodret frekvens og frembringelsen af en lidt parabolsk lodret afbøjningsstrøm ved den vandrette frekvens, begge dele uden anvendelse af ydre pudekorrektionskredsløb eller yderligere effektforbrug.

25 I det følgende er angivet kredsløbskomponent værdierne for nogle af de mere kritiske komponenter i fig. 1 og 3.

L14 50 ,uH (L14 og L15 kan være viklet på samme kerne ' eller på separate kerner)

30 L16 50yUH

L18 3.36 mH, 2,77fi.(serieforbundne lodrette spoler anvendt i forbindelse med et 65 cm, 110° billedrør)

C15 3^uF

CIO9 4700y^uF R 106 22K D.

35 R19 0,47.0. R 108 4,7 ΚΠ R 130 10 ΚΠ. R 111 8,2 ΚΛ R 131 47 ΚΛ

Claims (3)

150437 O Patentkrav .

1. Afbøjningskredsløb for katodestrålerør, hvilket afbøjningskredsløb har et vandret afbøjningskredsløb (7,8) til frembringelse af en vandret afbøjningsstrøm, der gentages 5. en linieafsøgningstakt, en lodret afbøjningsvikling (18), en med den lodrette afbøjningsvikling forbundet filterkonden-sator (15) samt et lodret afbøjningskredsløb til frembringelse af en savtandformet afsøgningsstrøm (26) ved en lodret takt i den lodrette afbøjningsvikling (18), og to med fil-10 terkondensatoren (15) forbundne strømveje, i hvilke flyder strømme med modsatte polariteter til den lodrette afbøjningsvikling (18), samt styrbare omskifterorganer (13,17), som styres i takt med den vandrette frekvens af et styrekredsløb på en sådan måde at under de vandrette afbøjningsinter-15 valler tilføres successivt mindre energi under en første del af den lodrette afbøjningscyklus og successivt mere energi under en anden del af den lodrette afbøjningscyklus til filterkondensatoren (15) fra det vandrette afbøjningskredsløb kendetegnet ved, at strømimpulser af den ene 20 polaritet flyder gennem den ene strømvej (13,8b,14) samtidig med at strømimpulser af den modsatte polaritet flyder gennem den anden strømvej (17,8c,16) i hvert af de forudbestemte vandrette intervaller, som omfatter overgangsområdet mellem de første og andre dele af den lodrette afbøj-25 ningscyklus.

2. Afbøjningskredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at hver strømvej omfatter en mellem den lodrette afbøjningsvikling (18) og det vandrette afbøjningskredsløb (7,8) forbundet selvinduktion (14,16). 30

3. Afbøjningskredsløb ifølge krav 2, kendetegnet ved, at selvinduktionen (14,16) danner et resonanskredsløb sammen med den med den lodrette afbøjningsvikling (18) parallelforbundne filterkondensator (15), idet resonanskredsløbets resonansfrekvens er lavere end den vand-35 rette afbøjningsfrekvens.