DK166245B - Borholdigt siliciumoxidbaseret syntetisk materiale med poroes zeolit-lignende struktur og fremgangsmaade til dets fremstilling - Google Patents

Description

i

DK 166245 B

Opfindelsen angår et afbøjningskredsløb ifølge indledningen til krav 1.

Accelerationspotentialet eller slutanodespændin-gen for elektronstrålen i en fjernsynsmodtagers katode-5 strålerør fås almindeligvis fra den vandrette udgangstransformers højspændingskredsløb. Bredden af hver enkelt vandret rasterlinie vil variere med variationer i accelerationspotentialet, idet bredden vokser med aftagende slutanodespænding. En formindsket slutanodespæn-10 ding kan være forårsaget af kraftig strålestrømbelastning af udgangstransformerens højspændingskredsløb som følge af en kraftig lysstyrke på fremvisningsbilledskærmen.

Rasterliniebredden bestemmes også af størrelsen af den over den vandrette afbøjningsvikling påtrykte 15 spænding under afbøjningscyklens fremløbsinterval, idet bredden af rasterlinien aftager, når en aftagende spænding påtrykkes over viklingen. Spændingen over viklingen afledes hyppigt fra en reguleret spænding, der fås fra det vandrette afbøjningskredsløb. En kraftig videobelast-20 ning fører til, at en forøget belastningsstrøm trækkes af højspændingskredsløbet fra den regulerede spændingskilde.

Til kompensering for virkningerne af ændringer af billedstørrelsen er der i kredsløb af kendt art, såsom de 25 der er beskrevet i US-patentskrift nr. 3.444.426, anbragt en modstand i serie med belastningen omfattende det vandrette udgangstrin. Når der forekommer kraftig videobelastning, formindsker de forøgede spændingsfald over modstanden spændingen over afbøjningsviklingen og formindsker derved raster-30 liniebredden. En sådan måde til rasterliniebredderegulering forøger imidlertid på uønsket måde effekttabet. I andre kredsløb af kendt art, såsom de der er beskrevet i US-patentskrift nr. 4.104.567 afføles belastningsstrømmen af en fejlforstærker, som styrer tændetidspunktet for en styret sili-35 ciumensretter. Det tidsrum, i hvilket den styrede siliciumensretter er ledende, styres i afhængighed af variationer i belastningsstrømmen for herved at styre størrelsen af for-

DK 166245 B

2 syningsspændingen til afbøjningskredsløbet således, at der opretholdes en i hovedsagen konstant rasterbredde.

Fra US-patentskrift nr. 4.209.732 kendes et styringskredsløb, hvorved driftspændingen holdes konstant, for så-5 ledes at forhindre, at afbøjningsfremløbsstrømmen ændrer sig ved belastningen. Fra US-patentskrift nr. 4.104.567 kendes et kredsløb, hvormed rasterbredden holdes konstant idet indgangsimpedansen i strømforsyningskredsen ved tiltagende belastning forøges, for at kompensere for faldet i 10 højspændingen, hvilket fald ville medføre et bredere raster.

Ved en fra US-patentskrift nr. 4.298.829 kendt strømforsyningskreds styres spændingen i afhængighed af forskellige indgangssignaler. I alle disse tilfælde er der dog ikke tilvejebragt nogen kompensation for ændringer i tilbage-15 løbsimpulsbredden.

Endvidere er det fra DE patentskrift nr. 2.802.755 kendt, at kompenserer for belastningsændringer på den vandrette transformer, frembragt ved ændringer i lysstyrken, hvilket medfører ændringer af rasterbredden, idet man ændrer 20 forsyningsspændingen til linieafbøjningskredsen omvendt i forhold til belastningen. Ganske vist tilgodeser denne reguleringsform ikke belastningsbetingede svingninger af tilbageløbsimpulsen, hvis bredde vokser med en forøget belastning, således at også fremløbslængden tiltager. Ved dette 25 kendte kredsløb skal der, udover ændringen af forsyningsspændingen til linieafbøjningskredsen foretages en kompensation af rasterbreddeændringerne som følge af den aftagende anodehøjspænding og på grund af den tiltagende tilbageløbsimpulsbredde. Dette kræver et forholdsvis stort ændrings-30 område for forsyningsspændingen, hvis så store belastningsændringer helt skal udbalanceres.

Det er formålet med opfindelsen at kunne udbalancerer belastningsafhængige rasterbreddeændringer med et lille ændringsområde for afbøjningsforsyningsspændingen.

35 Det angivne formål opnås med et kredsløb af den ind ledningsvis omhandlede art, som ifølge opfindelsen er ejen- 3

DK 166245B

dommelig ved den i krav l's kendetegnende del angivne udformning.

Ved opfindelsen sker samtidig en kompensation af ændringen af tilbageløbsimpulsbredden, idet den med til-5 bageløbstransformeren forbundne induktans forandres, hvorved også tilbageløbsfrekvensen forandres. Den i denne induktans løbende strøm er et mål for den variable belastningsstrøm, og den over induktansen optrædende selvinduktionsspænding ændrer fremløbsspændingen ved ændringer af belastningsstrøm-10 men.

Ifølge en udførelsesform af opfindelsen indbefatter et afbøjningsanlæg en afbøjningsvikling, der er forbundet med en afbøjningsstrømkilde, som frembringer fremløbs- og tilbageløbsskanderingsstrømme i afbøjningsviklingen. En 15 transformer, som indbefatter første og andre transformerviklinger, i hvilke en afbøjningstakt-vekselspænding frembringes, er forbundet med afbøjningsstrømkilden. Et slutanodekredsløb trækker belastningsstrøm fra den anden transformervikling. En induktans, over hvilken en 20 spænding, der svarer til belastningsstrømmen, frembringes, er forbundet med transformeren. En første spænding frembringes fra spændingen over induktansen ved en klemme på den første transformervikling til styring af amplituden af fremløbsskanderingsstrømmen idet forskel-25 lige værdier af belastningsstrømmen frembringer forskellige værdier af spændingen over induktansen til stabilisering af rasterbredden.

Variationer i strålestrømmens belastning af slut-anodekredsløbet kan forårsage tilsvarende variationer 30 i tilbageløbsintervallet. En forøgelse af strålestrømmen, som kan forårsage en formindskelse af slutanodespændin-gen, kan f.eks. forårsage en forøgelse af tilbageløbsintervallet og en tilsvarende forøgelse af rasterbredden.

Det er ønskeligt at opretholde et konstant tilbageløbs-35 interval, når størrelsen af strålestrømmen ændrer sig.

Følgelig er det et træk ved opfindelsen, at variatio-

DK 166245 B

4 ner i tilbageløbsintervallet, som kan være forårsaget af tilsvarende variationer i strålestrømme, formindskes.

Denne stabilisering af tilbagsløbsintervallet opnås ved modulering af den induktans, som er forbundet parallelt med 5 afbøjningsviklingen. Kredsløbet ifølge opfindelsen opretholder således en i hovedsagen konstant rasterbredde og et i hovedsagen konstant tilbageløbsinterval.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under henvisning til tegningen, på hvilken 10 fig. 1 viser, et afbøjningskredsløb ifølge opfin delsen, fig. 2a og fig. 2b viser kurveformer, som er nyttige ved forklaring af afbøjningskredsløbet i fig.

1/ 15 fig. 3 viser en anden udførelsesform af et af bøjningskredsløb ifølge opfindelsen, og fig. 4 viser en tredie udførelsesform af et afbøjningskredsløb ifølge opfindelsen.

I et i fig. 1 vist afbøjningskredsløb 200 frem-20 bringes en filtreret jævnspænding νβ ved en klemme 48.

Spændingen νβ tilføres fra en effektforsyning 45, som kan være af skiftearbejdsmådetypen (switch mode). Et rasterbreddestyr ingskr eds løb 70 ifølge en udførelsesform af opfindelsen er forbundet mellem klemmen 48 og klemmerne 50a hhv.

25 50b på et vandret afbøjningskredsløb 200 til frembringelse af en forstærket spænding B+ ved indgangsklemmen 50a. Indgangsklemmen 50a er gennem serieforbundne primærviklinger 53b og 53a i en vandret udgangstilbageløbstransformer 53 forbundet med en vandret afbøjningsgenerator 30 86 i det vandrette afbøjningskredsløb 200. Vindingstal forholdet for viklingerne 53b og 53a er i et illustrerende eksempel 15:85 og den samlede induktans er 5 mH.

Klemmen 50b er forbundet med fællespunktet mellem primærviklingerne 53b og 53a i tilbageløbstransformeren 35 53.

En vandret afbøjningsvikling 81 er forbundet med 5

DK 166245B

den vandrette afbøjningsgenerator 86. Generatoren 86 omfatter en linearitetsinduktor 83 og en fremløbskonden-sator 62, som er serieforbundet med afbøjningsviklingen 81, en tilbageløbskondensator 80 og en fremløbsomskifter 5 87, som omfatter en vandret udgangstransistor 88 og en hjælpediode 89, til frembringelse af skanderingsstrøm i afbøjningsviklingen 81 i hver vandret afbøjningscyklus.

Den vandrette afbøjningsgenerator 86 er forbundet med en klemme 90 i tilbageløbstransformeren 53's primærvikling 10 53a. Et synkroniseret vandret oscillator- og drivkreds løb 85 af kendt art tilvejebringer skiftestyresignaler til styring af den vandrette udgangstransistor 88’s basiselektrode, således at transistoren sluttes i det vandrette fremløbsinterval, og transistoren åbnes (afbrydes) 15 ved indledningen til det vandrette tilbageløbsinterval.

En højspændingsvikling 53c i tilbageløbstransformeren 53 er forbundet med et højspændingskredsløb 63 af kendt art til frembringelse af et slutanodeaccelerationspotentiale for billedrørets strålestrøm.

20 Rasterbreddestyringskredsløbet 70 indbefatter en induktor 51 og en ensretterdiode 52 som er serieforbundet mellem klemmen 48 og klemmen 50b, som er et udtag mellem tilbageløbstransformeren 53's primærviklinger 53a og 53b. Rasterbreddestyringskredsløbet 70 indbefat-25 ter også en kondensator 49, som er forbundet mellem spændingskilden 45's udgangsklemme 48 og klemmen 50a.

Under drift er afbøjningsomskifteren 87 ledende i fremløbsintervallet. Når afbøjningsomskifteren 87 er ledende, isolerer den transformeren 53 fra afbøjnings-30 kredsløbet 86. En rampeformet primærstrøm ^2 i primærviklingerne 53a og 53b forøger den i tilbageløbstransformeren 53 lagrede energi i fremløbsintervallet'. Denne lagrede energi erstatter tabene i afbøjningskredsløbet 86 og spændingsforsyner højspændingskredsløbet 63 under 35 tilbageløbsintervallet, når omskifteren 87 er åben. Afbøjningsgeneratoren 86 danner sammen med transformeren 6

DK 166245B

53 et tilbageløbsresonanskredsløb. Den i transformeren 53 og afbøjningsviklingen 81 under fremløbsintervallet lagrede energi overføres til tilbageløbstransformeren 53 således at der frembringes en tilbageløbsspænding 5 over kondensatoren 80 under tilbageløbsintervallet.

Fig. 2a viser kurveformen for spændingen V2 over primærviklingen 53b. Spændingen V2 omfatter en tilbageløbsimpuls under tilbageløbsintervallet t2 til t5. Fig.

2b viser et første eksempel på kurveformen for strømme 10 i^a i induktoren 51 .og strømmen i2a i transformerviklingen 53a under tilstande med en forholdsvis lav slutanode-strålestrøm. Fig. 2b viser også et andet eksempel på kurveformen for strømmen i^ i induktoren 51 og den tilhørende strøm i2a i transformerviklingen 53a under til-15 stande med en slutanodestrålestrøm, som er større end i det første eksempel.

Det antages hypotetisk, at induktoren 51 har en induktans på nul. I et sådant hypotetisk tilfælde oplades kondensatoren 4 9 til tilnærmelsesvis spændingsniveau-' 20 et for spændingen V2 under fremløbsintervallet. Som vist i eksemplet i fig. 2a er fremløbsspændingen V2 tilnærmelsesvis lig med 1/8 af spids-spidsspændingen af spændingen V2 under tilbageløbsintervallet. Klemmen 50a har et højere- potentiale end klemmen 50b, og spændingen o-25 ver kondensatoren 49 adderes til spændingen V_. således at der frembringes en forstærket spænding B+.

I afbøjningskredsløbet 200 i fig. 1 har induktoren 51 i virkeligheden en fra nul forskellig induktans. Derfor bliver spændingen over kondensatoren 49 30 en funktion af belastningsstrømmen i højspændingskredsløbet 63. Under tilbageløbsintervallet virker raster-breddekredsløbet 70 desuden som en induktans, hvis værdi moduleres af belastningsstrømmen i højspændingskredsløbet 63 som beskrevet i enkeltheder nedenfor.

35 Under tilbageløbsintervallet har tilbageløbs spændingen V2 en sådan polaritet,*at strømmen i^ bliver « 7

DK 166245B

progressivt mindre. Når polariteten af spændingen over dioden 52 vender ved et punkt under tilbageløbsintervallet, holder strømmen i^ op med at flyde.

Ændringstakten di2/dt for eksempelvis transfor-5 merens primærstrøm i2 styres af spændingen B+ under fremløbsintervallet ti til t2 i fig. 2b, og den styres af spændingen VR i fig. 1 under tilbageløbsintervallet. Ændringstakten di^/dt påvirkes ikke i væsentlig omfang af højspændingsstrålestrømmen. En forøgelse af højspæn-10 dingsstrålestrømmen i kredsløbet 63 i fig. 1 forårsager en tilsvarende forøgelse af strømmen i^. Eftersom strømmen i^ begynder som en strøm med værdien nul ved begyndelsen af fremløbsintervallet ti i fig. 2b, er dens ændringstakt di^/dt en funktion af strålestrømmen. Som vist 15 i det første og andet eksempel i fig. 2b er di^/dt lavere under fremløbsintervallet end di^/dt. Ændringstakten di^/dt under fremløbsintervallet ti til t2 styres af spændingen over induktoren 51 i fig. 1. Eftersom fremløbsspændingen V2 er forholdsvis uafhængig af stråle-20 strømmen, aftager spændingen over kondensatoren 49, når strålestrømmen vokser, således at spændingen over induktoren 51 kan vokse. Når strålestrømmen omvendt aftager, aftager spændingen over induktoren 51, og spændingen o-ver kondensatoren 49 vokser.

25 Spændingen over kondensatoren 49 adderes til spæn dingen Vg til tilvejebringelse af en forstærket spænding B+. Uden belastning og kredsløbstab er strømmen i^ i. hovedsagen nul, og kondensatoren 49 oplades til fremløbsspændingen V2. Ved et højt niveau for strømmen i^ frem-30 bringes hele fremløbsspændingen V2 over induktoren 51, og spændingen over kondensatoren 49 er nul. Derfor varierer den forstærkede spænding B+ mellem spændingen Vg svarende til et højt niveau for strålestrømmen og spændingen Vg plus fremløbsspændingen V2, svarende til 35 en strålestrøm med en værdi på nul. Bevæges udtaget 50b på transformeren 53 hen imod klemmen 90 bevirker dette 8

DK 166245B

en forøgelse af fremløbsspændingen V2 og tilvejebringer et bredere variationsområde for spændingen B+ samt forårsager en forøgelse af induktoren 51's bidrag til induktansen af transformeren 53, som kobles under tilbage-5 løbsintervallet som beskrevet nedenfor.

Når slutanodestrømmen vokser, hvilket fører til en aftagende slutanodespænding, aftager spændingen B+. Spændingen B+ styrer amplituden af fremløbsstrømmen i i afbøjningsviklingen 81. Dette opnås, fordi spændingen 10 over fremløbskondensatoren 62, som frembringer fremløbsstrømmen i , tilnærmelsesvis er lig med spændingen B+.

Følgelig forårsager en forøgelse af slutanodestrømmen, som bevirker en tilsvarende forøgelse af strømmen i^, og som er ledsaget af en formindskelse af slutanodespændin-15 gen, en tilsvarende formindskelse af spændingen B+. Formindskelsen af spændingen B+ stabiliserer tilnærmelsesvis rasterbredden som forklaret ovenfor.

Ved afslutningen af fremløbsintervallet ved tiden t2 i fig. 2b er den i induktoren 51 lagrede energi 20 afhængig af strålestrømmen. Derfor forbliver dioden 52 ledende i et vist tidsrum under tilbageløbsintervallet, som også er afhængigt af strålestrømmen: i det første eksempel med lav strålestrømsbelastning - indtil tiden t3 i fig. 2b, og i det andet eksempel med høj strålestrøm-25 belastning - indtil en senere tid t4.

I det tidsrum, i hvilket dioden 52 i fig. 1 er ledende i tilbageløbsintervallet, er induktoren 51 parallel forbundet med transformeren 53's vikling 53b, hvilket bevirker at den med klemmen 90 forbundne induktans 30 af primærviklingen 53a er lavere. Denne lavere induktans af primærviklingen medfører en højere tilbageløbsresonansfrekvens og en tilsvarende forkortelse af tilbageløbsintervallet. Desto længere dioden 52 leder i tilbageløbsintervallet desto højere er tilbageløbsresonansfrek-25 vensen.

DK 166245 B

9

Strålestrømbelastningen modulerer således længden af tilbageløbsintervallet. Denne modulation kompenserer for tilbageløbsintervallets tilbøjelighed til at forøges, når strålestrømmen vokser, når der ikke anvendes noget kompen-5 sationsarrangement, såsom et rasterbreddestyringskredsløb 70. Denne forøgelse af tilbageløbsintervallet indtræffer fordi den kapacitive belastning af billedroret, som er forbundet med højspændingskredsløbet 63, belaster afbøjningskredsløbet 86*s tilbageløbsresonanskredsløb.

10 Rasterkompensationen opnås på fordelagtig måde ved anvendelse af reaktive komponenter i stedet for resistive belastninger. Derfor er det tilsvarende energitab i kredsløbet 200 i fig. 1 lavt. Den passive styring af både spændingen B+ og den modulerede induktans af kredsløbet 70 fører 15 til en i hovedsagen konstant rasterbredde over hele strålestrømmens område. Kredsløbet 70's hurtige svartid har den yderligere fordel at linierektangler gengives bedre på billedskærmen.

I det første eksempel med lav strålestrømbelast-20 ning, i hvilket strømmen = i^a og spændingen er 111 volt er følgende værdier illustrerende værdier for kredsløbet i fig. 1: spændingen B+ = 118 volt, spændingen V = 1040 volt, tilbageløbsintervallet tD = 11,8 mikrosekunder, spids-spidsafbøjningsstrømmen i = 3,15 25 ampere, og slutanodespændingen = 24,4 kV. I det andet eksempel med høj strålestrømbelastning, i hvilket strømmen ij^ = llb og spændingen også er 111 volt, er følgende værdier illustrerende værdier for kredsløbet i fig. 1: spændingen B+ = 111 volt, spændingen V_ = 920

R

30 volt, tilbageløbsintervallet t = 12 mikrosekunder,

K

spids-spidsafbøjningsstrømmen i = 2,9 ampere, og slutanodespændingen = 21,7 kV.

Fig. 3 og 4 viser alternative udførelsesformer af afbøjningskredsløbet 200 i fig. 1. Identiske henvis-35 ningstal i fig. 1, fig. 3 og 4 angiver ens enkeltdele eller funktioner. Arbejdsmådeprincippet for afbøjnings- 10

DK 166245B

kredsløbet 200' eller 200" i fig. 3 hhv. fig. 4, i hvilke rasterbreddekredsløbet 70 og tilbageløbstransformer-en 53 i fig. 1 er ændret i forhold til fig. 1, svarer til afbøjningskredsløbet 200 i fig. 1. I eksempelvis af-5 bøjningskredsløbet 200' i fig. 3 er filterkondensatoren 49 forbundet mellem klemmen 50a og jord. Kondensatoren 49 i fig. 3 har en højere nominal spændingsydelse end kondensatoren 49 i fig. 1. I eksempelvis afbøjningskreds- * løbet 200" i fig. 4 er viklingen 53b, som erstatter in-10 duktoren 51 i fig. 1, ved hjælp af gensidig induktans forbundet med tilbageløbstransformeren 53. Viklingen 53b i fig. 4 er forbundet med den ene plade på kondensatoren 49. Fællespunktet mellem kondensatoren 49 og viklingen 53b i fig. 4 er forbundet med en klemme 50a på tilbage-15 løbstransformeren 53's primærvikling. Transformeren 53's primærvikling 53a i fig. 4 kræver samme vindingstal som kombinationen af viklingerne 53a og 53b i kredsløbet 200 i fig. 1. I kredsløbet 200" i fig. 4 er den i fig. 1 viste induktor 51 på fordelagtig måde sparet, fordi sprednings-20 induktansen anvendes i stedet for.

Claims (9)

1. Afbøjningsanlæg med raster- og tilbageløbsimpuls-breddestyring med a) en afbøjningsgenerator, som indbefatter en afbøjnings- 5 transformer med primær vikling og sekundær vikling og en fremløbsspændingskilde, b) et med sekundær viklingen forbundet højspændingskredsløb til frembringelse af en variabel belastningsstrøm, c) en kredsløbsgren, som forbinder afbøjningstransformeren 10 med en forsyningsspændingskilde, hvilken kredsløbsgren indbefatter en serieforbindelse af en induktans, hvori der løber en strøm, som er afhængig af den variable belastningsstrøm, og en afbryder, d) idet induktansen er forbundet med fremløbsspændingskilden, 15 således, at den over induktansen optrædende selvinduktionsspænding ændrer størrelsen af fremløbsspændingen som svar på belastningsstrøms ændringer til kompensation for belastningsbetingede ændringer af rasterbredden, kendetegnet ved, 20 e) at afbøjningstransformerspændingen overføres til afbryderen (52) som styringsspænding for denne, således at induktansen (51) afkobles fra afbøjningstransformeren (53) under et delinterval af afbøjningsperioden, med en første polaritet af transformatorspændingen, og ved den 25 modsat rettede polaritet af transformatorspændingen i et delinterval af tilbageløbsintervalet, hvilket delinterval i afhængighed af belastningen varierer, leder og forbinder induktansen (51) ved afbøjningstransformeren.

2. Afbøjningsanlæg ifølge krav 1, kendeteg-30 net ved, at afbryderen indbefatter en ensretter (52) som er forbundet med transformeren (53) og ensretter den afbøjningsfrekvente spænding.

3. Afbøjningsanlæg ifølge krav 2, kendetegnet ved, at ensretteren (52) er forspændt i gennemgangs- 35 retningen i den med belastningen varierende del af tilbageløbsintervallet. DK 166245 B 12

4. Afbøjningsanlæg ifølge krav 1, kendetegnet ved en første kondensator (49), som er forbundet med klemmen (50a) på den første transformervikling (53a, 53b).

5. Afbøjningsanlæg ifølge krav 4, kendeteg- 5 net ved, at den første kondensator (49) er serieforbundet med kilden (45) for forsyningsspænding til forøgelse af forsyningsspændingen (VB) med spændingen over kondensatoren (49).

6. Afbøjningsanlæg ifølge krav 1, kendeteg-10 net ved, at den første transformervikling (53a, 53b) indbefatter en udtagsklemme (50b) til at føre strømmen gennem induktansen (51) til afbøjningsgeneratoren (86).

7. Afbøjningsanlæg ifølge krav 1, kendetegnet ved, at induktansen (53b) er magnetisk koblet til 15 afbøjningstransformeren (fig. 4).

8. Afbøjningsanlæg ifølge krav 1, kendetegnet ved, at induktansen (53b) indgår i den første transformervikling (53a,b) (fig. 4).

9. Afbøjningsanlæg ifølge krav 8, kendeteg-20 net ved en kondensator (49) som er forbundet mellem udtaget (50a) på den første transformervikling (53a,b) og en fælles leder (jord) for afbøjningsanlægget til mellem udtagsklemmen og den fælles leder for afbøjningsanlægget at frembringe en spænding.