JP2561068B2 - 偏向装置 - Google Patents
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- B01—PHYSICAL OR CHEMICAL PROCESSES OR APPARATUS IN GENERAL
- B01J—CHEMICAL OR PHYSICAL PROCESSES, e.g. CATALYSIS OR COLLOID CHEMISTRY; THEIR RELEVANT APPARATUS
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、テレビジョン受像機中の加速電圧が変動
した場合のテレビジョン走査系のラスタ幅の調整（安定
化）に関するものである。
した場合のテレビジョン走査系のラスタ幅の調整（安定
化）に関するものである。
テレビジョン受像機の陰極線管の電子ビームに対する
加速電圧すなわちアルタ電圧は、通常、水平出力変圧器
の高電圧回路から得ている。各水平ラスタ線の幅は、ア
ルタ電圧の変動に伴って変動し、アルタ電圧が減少する
と電子ビームの速度は低下し、電子ビームは容易に偏向
されて水平ラスタ線の幅は拡がる。この作用は一般にブ
リージングと呼ばれている。アルタ電圧の低下は、表示
画像に高輝度部が生じた結果として出力変圧器の高電圧
回路に大きなビーム電流負荷がかかることに起因するこ
とがある。
加速電圧すなわちアルタ電圧は、通常、水平出力変圧器
の高電圧回路から得ている。各水平ラスタ線の幅は、ア
ルタ電圧の変動に伴って変動し、アルタ電圧が減少する
と電子ビームの速度は低下し、電子ビームは容易に偏向
されて水平ラスタ線の幅は拡がる。この作用は一般にブ
リージングと呼ばれている。アルタ電圧の低下は、表示
画像に高輝度部が生じた結果として出力変圧器の高電圧
回路に大きなビーム電流負荷がかかることに起因するこ
とがある。
ラスタ線の幅は、また、偏向サイクルのトレース期間
中の水平偏向巻線の両端間に印加される電圧の大きさに
よっても決定され、この巻線の両端間にかかる電圧が低
下するとラスタ線の幅が減少する。この巻線の両端間の
電圧は、大抵水平偏向回路に結合された調整された電圧
から取出される。大きなビデオ負荷がかかると高電圧回
路はこの調整された電圧の電源から大きな負荷電流を引
き出すことになる。
中の水平偏向巻線の両端間に印加される電圧の大きさに
よっても決定され、この巻線の両端間にかかる電圧が低
下するとラスタ線の幅が減少する。この巻線の両端間の
電圧は、大抵水平偏向回路に結合された調整された電圧
から取出される。大きなビデオ負荷がかかると高電圧回
路はこの調整された電圧の電源から大きな負荷電流を引
き出すことになる。
ブリージングの効果を補償するために、ブッケル（M.
E.Buechel）氏の米国特許第3,444,426号に開示されてい
るような従来法では、水平出力段を含む負荷と直列に抵
抗を挿入していた。大きなビデオ負荷が生じてこの抵抗
両端間の電圧降下が増大すると、偏向巻線の両端間電圧
が減少してその結果ラスタ線の幅が狭くなる。しかし、
その様なラスタ線幅の調整法は不要に電力消費を増大さ
せる。ピエール（peer）氏ほかに与えられた米国特許第
4,104,567号に開示されたような別の従来法では、SCRの
ターンオン時点を制御する誤差増幅器によって負荷電流
を検出し、この負荷電流の変動に応じてSCRの導通時間
を制御して水平偏向回路に対する付勢電圧の大きさを制
御することによりラスタ幅を実質的に一定に維持してい
る。
E.Buechel）氏の米国特許第3,444,426号に開示されてい
るような従来法では、水平出力段を含む負荷と直列に抵
抗を挿入していた。大きなビデオ負荷が生じてこの抵抗
両端間の電圧降下が増大すると、偏向巻線の両端間電圧
が減少してその結果ラスタ線の幅が狭くなる。しかし、
その様なラスタ線幅の調整法は不要に電力消費を増大さ
せる。ピエール（peer）氏ほかに与えられた米国特許第
4,104,567号に開示されたような別の従来法では、SCRの
ターンオン時点を制御する誤差増幅器によって負荷電流
を検出し、この負荷電流の変動に応じてSCRの導通時間
を制御して水平偏向回路に対する付勢電圧の大きさを制
御することによりラスタ幅を実質的に一定に維持してい
る。
〔発明の概要〕 この発明の偏向装置の主要な構成を後程説明する図示
の実施例に基づいて説明すると、この発明の偏向装置
は、偏向巻線（81）と、この偏向巻線に結合されていて
偏向周期におけるトレース期間とリトレース期間を決定
するトレース走査電流とリトレース走査電流を上記偏向
巻線中に発生させる偏向発生器（86）と、この偏向発生
器に結合されて交流偏向周波数電圧が発生する第１およ
び第２巻線（53a、53b;53c）を有する変圧器（53）とを
具備している。変圧器の第２巻線（53c）にはアルタ電
圧発生用の高電圧回路（63）が結合されている。この高
電圧回路は上記変圧器の第２巻線（53c）からアルタ電
流の増加と共に増加する傾向のある負荷電流を引出す。
変圧器にはまた付勢電圧電源（45）と、高電圧回路の負
荷電流を表わす電流を流通させ、両端間にこの負荷電流
を表わす自己誘導電圧を発生させるインダクタンス（5
1）とが結合されている。
の実施例に基づいて説明すると、この発明の偏向装置
は、偏向巻線（81）と、この偏向巻線に結合されていて
偏向周期におけるトレース期間とリトレース期間を決定
するトレース走査電流とリトレース走査電流を上記偏向
巻線中に発生させる偏向発生器（86）と、この偏向発生
器に結合されて交流偏向周波数電圧が発生する第１およ
び第２巻線（53a、53b;53c）を有する変圧器（53）とを
具備している。変圧器の第２巻線（53c）にはアルタ電
圧発生用の高電圧回路（63）が結合されている。この高
電圧回路は上記変圧器の第２巻線（53c）からアルタ電
流の増加と共に増加する傾向のある負荷電流を引出す。
変圧器にはまた付勢電圧電源（45）と、高電圧回路の負
荷電流を表わす電流を流通させ、両端間にこの負荷電流
を表わす自己誘導電圧を発生させるインダクタンス（5
1）とが結合されている。
スイッチング手段（52）は変圧器（53）の電圧に応答
して、この変圧器の電圧が予め設定された値VBに到達す
るリトレース期間中であって、上記負荷電流の関数とし
て変化する一部の期間中（例えば、第2b図で、アルタビ
ーム電流が所定値以下のときはt3〜t5の間、アルタビー
ム電流が上記所定値以上のときはt4〜t5の間）、上記イ
ンダクタンス（51）を上記変圧器（53）から切離し、ト
レース期間中は上記インダクタンスを変圧器に結合す
る。このインダクタンスの両端間に生じた上記自己誘導
電圧に応じて、変圧器の第１巻線（53b）の端子（50a）
に第１の電圧（B+）を発生させ、トレース走査電流の振
幅を制御してラスタ幅を安定化させる。
して、この変圧器の電圧が予め設定された値VBに到達す
るリトレース期間中であって、上記負荷電流の関数とし
て変化する一部の期間中（例えば、第2b図で、アルタビ
ーム電流が所定値以下のときはt3〜t5の間、アルタビー
ム電流が上記所定値以上のときはt4〜t5の間）、上記イ
ンダクタンス（51）を上記変圧器（53）から切離し、ト
レース期間中は上記インダクタンスを変圧器に結合す
る。このインダクタンスの両端間に生じた上記自己誘導
電圧に応じて、変圧器の第１巻線（53b）の端子（50a）
に第１の電圧（B+）を発生させ、トレース走査電流の振
幅を制御してラスタ幅を安定化させる。
高電圧回路によって与えられるビーム電流負荷が変わ
るとそれに対応してリトレース期間も変化する。たとえ
ば、ビーム電流が増加するとアルタ電圧が低下し、それ
によってリトレース期間の増加とそれに伴うラスタ幅の
増大をきたす。このため、ビーム電流の大きさが変化し
てもリトレース期間が一定に保たれることが望ましい。
るとそれに対応してリトレース期間も変化する。たとえ
ば、ビーム電流が増加するとアルタ電圧が低下し、それ
によってリトレース期間の増加とそれに伴うラスタ幅の
増大をきたす。このため、ビーム電流の大きさが変化し
てもリトレース期間が一定に保たれることが望ましい。
この発明によれば、高電圧回路の負荷電流の大きさが
変化するとインダクタンス（51）中の電流が充分に変化
し、この電流の変化によってインダクタンス中の自己誘
導電圧の値を変化させ、それに対応して上記第１の電圧
および走査電流の値を変えることによりラスタ幅とリト
レース期間を実質的に一定に維持することができる。
変化するとインダクタンス（51）中の電流が充分に変化
し、この電流の変化によってインダクタンス中の自己誘
導電圧の値を変化させ、それに対応して上記第１の電圧
および走査電流の値を変えることによりラスタ幅とリト
レース期間を実質的に一定に維持することができる。
第１図に示されたこの発明の一実施例である水平偏向
回路200において、端子48には濾波されたDC電圧VBが発
生する。電圧VBは、切換モード型であるような電源45か
ら供給される。この発明の一実施形態であるラスタ幅制
御回路70は、端子48と水平偏向回路200の１つの端子50a
との間に接続されたキャパシタ49と、端子48と水平偏向
回路200の他の端子50bとの間に接続されたダイオード52
とインダクタンス51との直列回路とからなり、該ラスタ
幅制御回路70は入力端子50aにブースト電圧B+を発生す
る。入力端子50aは水平出力フライバック変圧器53の直
列結合された１次巻線53bと53aを通して水平偏向回路20
0の水平偏向発生器86に結合されている。一例をあげる
と、巻線53bと53aの巻回比は15:85で合成インダクタン
スは5mHである。端子50bはフライバック変圧器53の１次
巻線53bと53aの接続点に結合されている。
回路200において、端子48には濾波されたDC電圧VBが発
生する。電圧VBは、切換モード型であるような電源45か
ら供給される。この発明の一実施形態であるラスタ幅制
御回路70は、端子48と水平偏向回路200の１つの端子50a
との間に接続されたキャパシタ49と、端子48と水平偏向
回路200の他の端子50bとの間に接続されたダイオード52
とインダクタンス51との直列回路とからなり、該ラスタ
幅制御回路70は入力端子50aにブースト電圧B+を発生す
る。入力端子50aは水平出力フライバック変圧器53の直
列結合された１次巻線53bと53aを通して水平偏向回路20
0の水平偏向発生器86に結合されている。一例をあげる
と、巻線53bと53aの巻回比は15:85で合成インダクタン
スは5mHである。端子50bはフライバック変圧器53の１次
巻線53bと53aの接続点に結合されている。
水平偏向発生器86には水平偏向巻線81が結合されてい
る。水平偏向発生器86は、偏向巻線81に直列結合された
直線性インダクタ83とトレース・キャパシタ62、リトレ
ース・キャパシタ80、および、各水平偏向サイクルに偏
向巻線81中に走査電流を発生させる水平出力トランジス
タ88とダンパダイオード89より成るトレース・スイッチ
87とで構成されている。水平偏向発生器86はフライバッ
ク変圧器53の１次巻線53aの端子90に結合されている。
普通の同期された水平発振器および駆動回路85が水平出
力トランジスタ88の制御ベース電極にスイッチング制御
信号を供給して、水平トレース期間中このトランジスタ
をターンオンし、また、ターンオフして水平リトレース
期間を開始させる。フライバック変圧器53の高電圧巻線
53cは普通の高電圧回路63に結合されていて、映像管の
ビーム電流用のアルタ加速電圧を発生する。
る。水平偏向発生器86は、偏向巻線81に直列結合された
直線性インダクタ83とトレース・キャパシタ62、リトレ
ース・キャパシタ80、および、各水平偏向サイクルに偏
向巻線81中に走査電流を発生させる水平出力トランジス
タ88とダンパダイオード89より成るトレース・スイッチ
87とで構成されている。水平偏向発生器86はフライバッ
ク変圧器53の１次巻線53aの端子90に結合されている。
普通の同期された水平発振器および駆動回路85が水平出
力トランジスタ88の制御ベース電極にスイッチング制御
信号を供給して、水平トレース期間中このトランジスタ
をターンオンし、また、ターンオフして水平リトレース
期間を開始させる。フライバック変圧器53の高電圧巻線
53cは普通の高電圧回路63に結合されていて、映像管の
ビーム電流用のアルタ加速電圧を発生する。
次に動作を説明すると、偏向スイッチ87はトレース期
間は導通状態である。偏向スイッチ87が導通状態であれ
ば、変圧器53と水平偏向発生器86は分離されている。こ
のトレース期間中、１次巻線53aと53b中を流れる上昇ラ
ンプ形の１次電流i2はフライバック変圧器53中に蓄えら
れるエネルギを増加させる。この蓄積されたエネルギ
は、スイッチ87が開路するリトレース期間中水平偏向発
生器86中の損失を補ないかつ高電圧回路63を付勢する。
水平偏向発生器86は変圧器53とリトレース共振回路を形
成する。トレース期間に変圧器53と偏向巻線81に蓄積さ
れたエネルギは、リトレース期間中、リトレース・キャ
パシタ80に転送されてこのキャパシタ80の端子間にリト
レート電圧VRを生成する。
間は導通状態である。偏向スイッチ87が導通状態であれ
ば、変圧器53と水平偏向発生器86は分離されている。こ
のトレース期間中、１次巻線53aと53b中を流れる上昇ラ
ンプ形の１次電流i2はフライバック変圧器53中に蓄えら
れるエネルギを増加させる。この蓄積されたエネルギ
は、スイッチ87が開路するリトレース期間中水平偏向発
生器86中の損失を補ないかつ高電圧回路63を付勢する。
水平偏向発生器86は変圧器53とリトレース共振回路を形
成する。トレース期間に変圧器53と偏向巻線81に蓄積さ
れたエネルギは、リトレース期間中、リトレース・キャ
パシタ80に転送されてこのキャパシタ80の端子間にリト
レート電圧VRを生成する。
第2a図は、１次巻線53bの両端間の電圧V2の波形を示
している。電圧V2は、リトレース期間t2〜t5の間はリト
レース・パルスを構成している。第2b図は、アルタビー
ム電流が比較的小さい状態の期間における、インダクタ
51中の電流i1aと変圧器巻線53a中の電流i2aの波形の第
１例を示している。第2b図は、また、アルタビーム電流
が上記第１例の場合よりも大きな状態の期間における、
インダクタ51中の電流i1bと変圧器巻線53a中の付帯電流
i2bの波形の第２例を示している。
している。電圧V2は、リトレース期間t2〜t5の間はリト
レース・パルスを構成している。第2b図は、アルタビー
ム電流が比較的小さい状態の期間における、インダクタ
51中の電流i1aと変圧器巻線53a中の電流i2aの波形の第
１例を示している。第2b図は、また、アルタビーム電流
が上記第１例の場合よりも大きな状態の期間における、
インダクタ51中の電流i1bと変圧器巻線53a中の付帯電流
i2bの波形の第２例を示している。
トレース期間中、インダクタ51のインダクタンスは０
であると仮定する。この仮定状態では、キャパシタ49は
ほぼトレース期間のトレース電圧V2のレベルに充電され
る。トレース期間中のトレース電圧V2は、端子50a側が
端子50b側よりも高電位になるような極性で発生し、そ
の大きさは第2a図に例示されているようにリトレース期
間中のリトレース・パルス電圧V2のピーク・ピーク電圧
のほぼ８分の１に等しい。上記のキャパシタ49の両端間
の電圧は電圧VBに直列に相加されて端子50aにブースト
電圧B+を生成する。インダクタ51の値は非常に小さく、
上記の仮定はトレース期間中のラスタ幅制御回路70の実
際の動作を極めてよく近似している。
であると仮定する。この仮定状態では、キャパシタ49は
ほぼトレース期間のトレース電圧V2のレベルに充電され
る。トレース期間中のトレース電圧V2は、端子50a側が
端子50b側よりも高電位になるような極性で発生し、そ
の大きさは第2a図に例示されているようにリトレース期
間中のリトレース・パルス電圧V2のピーク・ピーク電圧
のほぼ８分の１に等しい。上記のキャパシタ49の両端間
の電圧は電圧VBに直列に相加されて端子50aにブースト
電圧B+を生成する。インダクタ51の値は非常に小さく、
上記の仮定はトレース期間中のラスタ幅制御回路70の実
際の動作を極めてよく近似している。
第１図の水平偏向回路200ではインダクタ51のインダ
クタンスは実際には０ではない。従って、キャパシタ49
の両端間の電圧は高電圧回路63の負荷電流の関数とな
る。また、リトレース期間中、ラスタ幅制御回路70は、
後で詳しく述べるように、高電圧回路63中の負荷電流に
よって変調される値をもったインダクタンスとして作用
する。
クタンスは実際には０ではない。従って、キャパシタ49
の両端間の電圧は高電圧回路63の負荷電流の関数とな
る。また、リトレース期間中、ラスタ幅制御回路70は、
後で詳しく述べるように、高電圧回路63中の負荷電流に
よって変調される値をもったインダクタンスとして作用
する。
リトレース期間中、リトレース電圧V2の極性は電流i1
が漸減するようなものである。ダイオード52の両端間の
電圧の極性が、リトレース期間中の域る点で反転する
と、電流i1は流れなくなる。
が漸減するようなものである。ダイオード52の両端間の
電圧の極性が、リトレース期間中の域る点で反転する
と、電流i1は流れなくなる。
変圧器の１次電流i2の変化率di2/dtは、たとえば、第
2b図のトレース期間t1〜t2中は、電圧B+によって制御さ
れ、リトレース期間中は第１図のキャパシタ80の端子間
に生成されるリトレース電圧VRによって制御される。変
化率di2/dtは実質的に高電圧ビーム電流によって影響さ
れない。第１図の高電圧回路63で引出される高電圧ビー
ム電流が増大するとそれに伴って電流i1が増加すること
になる。電流i1は、第2b図のトレース期間t1の始点で０
電流から始まるので、その変化率di1/dtはビーム電流の
関数である。第2b図の第１および第２例に示されたよう
に、トレース期間中のこのdi1a/dtはdi1b/dtより小さ
い。トレース期間t1〜t2間のこの変化率di1/dtは、第１
図のインダクタ51の両端間の電圧によって制御される。
トレース電圧V2はビーム電流に余り影響されないから、
ビーム電流が増加するとキャパシタ49の端子間電圧は減
少して、インダクタ51の端子間電圧は増大する。逆に、
ビーム電流が減少すると、インダクタ51の両端間電圧が
減少してキャパシタ49の両端間の電圧は増大する。
2b図のトレース期間t1〜t2中は、電圧B+によって制御さ
れ、リトレース期間中は第１図のキャパシタ80の端子間
に生成されるリトレース電圧VRによって制御される。変
化率di2/dtは実質的に高電圧ビーム電流によって影響さ
れない。第１図の高電圧回路63で引出される高電圧ビー
ム電流が増大するとそれに伴って電流i1が増加すること
になる。電流i1は、第2b図のトレース期間t1の始点で０
電流から始まるので、その変化率di1/dtはビーム電流の
関数である。第2b図の第１および第２例に示されたよう
に、トレース期間中のこのdi1a/dtはdi1b/dtより小さ
い。トレース期間t1〜t2間のこの変化率di1/dtは、第１
図のインダクタ51の両端間の電圧によって制御される。
トレース電圧V2はビーム電流に余り影響されないから、
ビーム電流が増加するとキャパシタ49の端子間電圧は減
少して、インダクタ51の端子間電圧は増大する。逆に、
ビーム電流が減少すると、インダクタ51の両端間電圧が
減少してキャパシタ49の両端間の電圧は増大する。
キャパシタ49の両端間電圧は電圧VBに直列に加えられ
てブースト電圧B+が生成される。高電圧回路63の負荷損
失がなく、また水平偏向発生器86およびラスタ制御回路
70を含む水平偏向回路200の回路損失が全くなければ、
トレース期間中に電源から引出される電流とリトレース
期間中に電源に戻される電流は等しくなる。またキャパ
シタ49はトレース期間中のトレース電圧V2に充電される
から、端子50aには端子48の電圧VBにトレース期間中の
電圧V2が加算された上記のブースト電圧B+が生成され
る。このため、上記の負荷損失および回路損失がなけれ
ば、ダイオード52は逆バイアスされて、ダイオード52を
流れる電流i1は実質的に０になる。
てブースト電圧B+が生成される。高電圧回路63の負荷損
失がなく、また水平偏向発生器86およびラスタ制御回路
70を含む水平偏向回路200の回路損失が全くなければ、
トレース期間中に電源から引出される電流とリトレース
期間中に電源に戻される電流は等しくなる。またキャパ
シタ49はトレース期間中のトレース電圧V2に充電される
から、端子50aには端子48の電圧VBにトレース期間中の
電圧V2が加算された上記のブースト電圧B+が生成され
る。このため、上記の負荷損失および回路損失がなけれ
ば、ダイオード52は逆バイアスされて、ダイオード52を
流れる電流i1は実質的に０になる。
高電圧回路63の負荷電流が大きくなるとダイオード52
を流れる電流i1は大きくなり、また変圧器の巻線53bを
経て引出される電流も増大し、キャパシタ49の端子間の
電圧を低下させる。上記の負荷電流が非常に大きくなる
とキャパシタ49の端子間電圧は０に減少する。しかし、
トレース期間中に発生するトレース電圧V2は実質的に一
定であるから、全トレース電圧V2はインダクタ51の両端
間に生じる。これによって、高レベルのビーム電流が流
れ、高電圧回路63の負荷電流が大きいときのブースト電
圧B+は端子48の電圧VBに等しくなる。従って、ブースト
電圧B+は、高レベルビーム電流に対応する電圧VBと、零
ビーム電流に対応する電圧VBとトレース電圧V2の和（＝
VB＋V2）との間で変化する。変圧器53のタップ50bを端
子90に向かって動かすとトレース電圧V2が増大し、電圧
B+の変化範囲が広くなり、後述するように、リトレース
期間中結合される変圧器53のインダクタンスに対するイ
ンダクタ51の寄与量が増す。
を流れる電流i1は大きくなり、また変圧器の巻線53bを
経て引出される電流も増大し、キャパシタ49の端子間の
電圧を低下させる。上記の負荷電流が非常に大きくなる
とキャパシタ49の端子間電圧は０に減少する。しかし、
トレース期間中に発生するトレース電圧V2は実質的に一
定であるから、全トレース電圧V2はインダクタ51の両端
間に生じる。これによって、高レベルのビーム電流が流
れ、高電圧回路63の負荷電流が大きいときのブースト電
圧B+は端子48の電圧VBに等しくなる。従って、ブースト
電圧B+は、高レベルビーム電流に対応する電圧VBと、零
ビーム電流に対応する電圧VBとトレース電圧V2の和（＝
VB＋V2）との間で変化する。変圧器53のタップ50bを端
子90に向かって動かすとトレース電圧V2が増大し、電圧
B+の変化範囲が広くなり、後述するように、リトレース
期間中結合される変圧器53のインダクタンスに対するイ
ンダクタ51の寄与量が増す。
変圧器53、インダクタ83および偏向巻線81の抵抗値は
いずれも極めて小さいから、トレース開始時におけるト
レースキャパシタ62の端子間電圧はほぼブースト電圧B+
に等しくなり、従ってこのブースト電圧B+によってトレ
ース電流iyの振幅が制御される。
いずれも極めて小さいから、トレース開始時におけるト
レースキャパシタ62の端子間電圧はほぼブースト電圧B+
に等しくなり、従ってこのブースト電圧B+によってトレ
ース電流iyの振幅が制御される。
前述のようにアルタ電流すなわち高電圧回路63の負荷
電流が増加するとこれに伴ってアルタ電圧が低下し、ビ
ーム電流はその走行速度が低下して偏向され易くなり、
ラスタ幅が拡大する傾向にある。一方、アルタ電流が増
加するとそれに対応してブースト電圧B+が低下するか
ら、偏向電流iyの振幅は減少してラスタ幅を狭くするよ
うに作用し、総合の効果としてラスタ幅は実質的に一定
に維持されるように安定化される。
電流が増加するとこれに伴ってアルタ電圧が低下し、ビ
ーム電流はその走行速度が低下して偏向され易くなり、
ラスタ幅が拡大する傾向にある。一方、アルタ電流が増
加するとそれに対応してブースト電圧B+が低下するか
ら、偏向電流iyの振幅は減少してラスタ幅を狭くするよ
うに作用し、総合の効果としてラスタ幅は実質的に一定
に維持されるように安定化される。
インダクタンス51の値の関数として、例えばこのイン
ダクタンスが結合される変圧器の接続点（タップ点）を
調整することによって、あるいは上記インダクタンスの
値の関数として変圧器の巻線比を調整することによっ
て、リトレース期間中にダイオード52を流れる電流がア
ルタ負荷に依存してリトレース期間の中央部近く、例え
ばリトレース期間の中心の0.5μ秒前のt3まで、あるい
は２μ秒後のt4まで延び得る該リトレース期間中の時間
的に可変の点まで維持されるような態様で上記インダク
タンス51は変圧器53に結合されている。ダイオード52が
リトレース期間の中央部近くの点まで導通することによ
り、水平偏向発生器86の共振リトレース回路（80、81を
含む共振回路）に変圧器53を介して結合されるインダク
タンスの実効値に必要な変調を与えることができる。上
記の点を第2b図を参照してさらに具体的に説明する。
ダクタンスが結合される変圧器の接続点（タップ点）を
調整することによって、あるいは上記インダクタンスの
値の関数として変圧器の巻線比を調整することによっ
て、リトレース期間中にダイオード52を流れる電流がア
ルタ負荷に依存してリトレース期間の中央部近く、例え
ばリトレース期間の中心の0.5μ秒前のt3まで、あるい
は２μ秒後のt4まで延び得る該リトレース期間中の時間
的に可変の点まで維持されるような態様で上記インダク
タンス51は変圧器53に結合されている。ダイオード52が
リトレース期間の中央部近くの点まで導通することによ
り、水平偏向発生器86の共振リトレース回路（80、81を
含む共振回路）に変圧器53を介して結合されるインダク
タンスの実効値に必要な変調を与えることができる。上
記の点を第2b図を参照してさらに具体的に説明する。
第2b図のトレース期間の終りの時点t2では、第１図の
インダクタ51中に蓄積されるエネルギはビーム電流によ
って決まる。従って、ダイオード52は、リトレース期間
のうちビーム電流によって決まる或る期間中、すなわち
小ビーム電流負荷の第１例では第2b図の時点t3まで、高
ビーム電流負荷の第２例ではより後の時点t4まで、導通
に維持される。第2b図から明らかなように、時点t3、t4
は共にリトレース期間の中央部近くにある。
インダクタ51中に蓄積されるエネルギはビーム電流によ
って決まる。従って、ダイオード52は、リトレース期間
のうちビーム電流によって決まる或る期間中、すなわち
小ビーム電流負荷の第１例では第2b図の時点t3まで、高
ビーム電流負荷の第２例ではより後の時点t4まで、導通
に維持される。第2b図から明らかなように、時点t3、t4
は共にリトレース期間の中央部近くにある。
リトレース期間に第１図のダイオード52が導通状態で
ある期間中、インダクタ51が変圧器53の巻線53bに並列
に結合して、端子90に結合された１次巻線53aのインダ
クタンスを低下させる。この１次巻線インダクタンスの
減少によってリトレース共振周波数は高くなり、それに
対応してリトレース期間が短くなる。リトレース期間中
にダイオード52の導通時間が長くなる程リトレース共振
周波数は高くなる。
ある期間中、インダクタ51が変圧器53の巻線53bに並列
に結合して、端子90に結合された１次巻線53aのインダ
クタンスを低下させる。この１次巻線インダクタンスの
減少によってリトレース共振周波数は高くなり、それに
対応してリトレース期間が短くなる。リトレース期間中
にダイオード52の導通時間が長くなる程リトレース共振
周波数は高くなる。
この様に、ビーム電流の変動による高電圧回路63の負
荷の変動によってリトレース期間を変調する。この変調
は、ラスタ幅制御回路70のような補償手段を使用しない
場合にビーム電流が増加したときリトレース期間が増大
しようとする傾向を補償する。ビーム電流が増加すると
リトレース期間が増大するのは次のような理由による。
すなわち、映像管にはそのガラス外囲気の外面と内面に
導電性のコーティングが施されており、これによって非
常に大きなキャパシタが形成されている。このキャパシ
タは充分に充電されているときはリトレート共振回路に
何の影響も与えないが、アルタ電流が増加して上記映像
管のキャパシタが放電すると、リトレース期間中にこの
キャパシタは充電される。アルタ電流が大きくなればな
る程リトレース期間中における映像管のキャパシタの充
電電流は大きくなり、リトレース共振回路に付加される
容量性負荷が大きくなる。この容量性負荷の増大によっ
てリトレース期間は増大する。
荷の変動によってリトレース期間を変調する。この変調
は、ラスタ幅制御回路70のような補償手段を使用しない
場合にビーム電流が増加したときリトレース期間が増大
しようとする傾向を補償する。ビーム電流が増加すると
リトレース期間が増大するのは次のような理由による。
すなわち、映像管にはそのガラス外囲気の外面と内面に
導電性のコーティングが施されており、これによって非
常に大きなキャパシタが形成されている。このキャパシ
タは充分に充電されているときはリトレート共振回路に
何の影響も与えないが、アルタ電流が増加して上記映像
管のキャパシタが放電すると、リトレース期間中にこの
キャパシタは充電される。アルタ電流が大きくなればな
る程リトレース期間中における映像管のキャパシタの充
電電流は大きくなり、リトレース共振回路に付加される
容量性負荷が大きくなる。この容量性負荷の増大によっ
てリトレース期間は増大する。
この発明によるラスタ幅制御回路によれば、アルタ電
流が増大すると前述のようにリトレース期間中における
ダイオード52の導通時間が長くなってインダクタンス51
が変圧器53に並列に接続される時間が長くなり、これに
よって変圧器53の１次巻線の実効インダクタンスが減少
してリトレート共振周波数が高くなり、上記容量性負荷
の増大によるリトレース期間の増加を相殺することがで
きる。
流が増大すると前述のようにリトレース期間中における
ダイオード52の導通時間が長くなってインダクタンス51
が変圧器53に並列に接続される時間が長くなり、これに
よって変圧器53の１次巻線の実効インダクタンスが減少
してリトレート共振周波数が高くなり、上記容量性負荷
の増大によるリトレース期間の増加を相殺することがで
きる。
都合のよいことに、このラスタ補償は抵抗性負荷でな
くリアクタンス性素子を使って実現することができる。
従って、それによる第１図の水平偏向回路200中のエネ
ルギ損失は小さい。電圧B+とラスタ幅制御回路70の変調
されたインダクタンスとの両者に対するこの受動的制御
によってビーム電流の全範囲にわたって実質的に一定の
ラスタ幅が得られる。ラスタ幅制御回路70の速い応答時
間は、スクリーン上にホワイトバーが表示されたときの
スクリーン表示特性を改善するという付加効果を呈す
る。
くリアクタンス性素子を使って実現することができる。
従って、それによる第１図の水平偏向回路200中のエネ
ルギ損失は小さい。電圧B+とラスタ幅制御回路70の変調
されたインダクタンスとの両者に対するこの受動的制御
によってビーム電流の全範囲にわたって実質的に一定の
ラスタ幅が得られる。ラスタ幅制御回路70の速い応答時
間は、スクリーン上にホワイトバーが表示されたときの
スクリーン表示特性を改善するという付加効果を呈す
る。
電流i1＝i1aである低ビーム電流負荷の第１例におい
て電圧VBが111ボルトとすると、第１図の回路の各部の
値は例えば次の通りである。すなわち、電圧B+＝118ボ
ルト、電圧VB＝1040ボルト、リトレース期間tR＝11.8マ
イクロ秒、ピーク・ピーク間偏向電流iy＝3.15アンペ
ア、アルタ電圧＝24.4キロボルトである。電流i1＝i1b
である高ビーム電流負荷の第２例においては、電圧VBを
上記と同じく111ボルトにすると、第１図の回路の各部
の値は次の通りである。すなわち、電圧B+＝111ボル
ト、電圧VR＝920ボルト、リトレース期間tR＝12マイク
ロ秒、ピーク・ピーク間偏向電流iy＝2.9アンペア、ア
ルタ電圧＝21.7キロボルトである。
て電圧VBが111ボルトとすると、第１図の回路の各部の
値は例えば次の通りである。すなわち、電圧B+＝118ボ
ルト、電圧VB＝1040ボルト、リトレース期間tR＝11.8マ
イクロ秒、ピーク・ピーク間偏向電流iy＝3.15アンペ
ア、アルタ電圧＝24.4キロボルトである。電流i1＝i1b
である高ビーム電流負荷の第２例においては、電圧VBを
上記と同じく111ボルトにすると、第１図の回路の各部
の値は次の通りである。すなわち、電圧B+＝111ボル
ト、電圧VR＝920ボルト、リトレース期間tR＝12マイク
ロ秒、ピーク・ピーク間偏向電流iy＝2.9アンペア、ア
ルタ電圧＝21.7キロボルトである。
第３図はこの発明の水平偏向回路の第２の実施例を示
している。第３図の水平偏向回路200′において、第１
図の回路における各回路素子と同等の回路素子には同じ
参照番号を付す。第３図の水平偏向回路200′ではラス
タ幅制御回路のキャパシタ49は端子50aとアース間に接
続されており、トレース期間中は端子50aは端子50bに対
して正になり、該キャパシタ49は電源45、インダクタ51
およびダイオード52を経て充電され、端子50aにブース
ト電圧B+が発生する。リトレース期間中は、インダクタ
51およびダイオード52を通って流れる電流は、ダイオー
ド52が遮断するまで減少し続ける。第１図の回路と同様
に、高電圧回路63の負荷が大きくなって、トレース期間
中インダクタ51を通って大きな電流が流れると、リトレ
ース期間中のより長い期間にわたって上記インダクタ51
およびダイオード52を経て電流が流れ続ける。その結
果、高電圧回路63の負荷が大きいときは、インダクタ51
はリトレース期間のより長い期間にわたって変圧器53に
結合され、リトレース・パルス幅が変化するのを補償す
ることができる。また、高電圧回路63の負荷電流が大き
いときはキャパシタ49は放電して高いブースト電圧を供
給することができず、水平偏向発生器86に供給される端
子90における電圧を引下げて、ラスタ幅が変化するのを
防止することができる。第３図の回路では、キャパシタ
49として第１図の回路のキャパシタ49よりも高定格電圧
のものが使用される。
している。第３図の水平偏向回路200′において、第１
図の回路における各回路素子と同等の回路素子には同じ
参照番号を付す。第３図の水平偏向回路200′ではラス
タ幅制御回路のキャパシタ49は端子50aとアース間に接
続されており、トレース期間中は端子50aは端子50bに対
して正になり、該キャパシタ49は電源45、インダクタ51
およびダイオード52を経て充電され、端子50aにブース
ト電圧B+が発生する。リトレース期間中は、インダクタ
51およびダイオード52を通って流れる電流は、ダイオー
ド52が遮断するまで減少し続ける。第１図の回路と同様
に、高電圧回路63の負荷が大きくなって、トレース期間
中インダクタ51を通って大きな電流が流れると、リトレ
ース期間中のより長い期間にわたって上記インダクタ51
およびダイオード52を経て電流が流れ続ける。その結
果、高電圧回路63の負荷が大きいときは、インダクタ51
はリトレース期間のより長い期間にわたって変圧器53に
結合され、リトレース・パルス幅が変化するのを補償す
ることができる。また、高電圧回路63の負荷電流が大き
いときはキャパシタ49は放電して高いブースト電圧を供
給することができず、水平偏向発生器86に供給される端
子90における電圧を引下げて、ラスタ幅が変化するのを
防止することができる。第３図の回路では、キャパシタ
49として第１図の回路のキャパシタ49よりも高定格電圧
のものが使用される。
第４図はこの発明の水平偏向回路の第３の実施例を示
す。第４図の水平偏向回路200″では、ダイオード52と
直列に接続されたインダクタンスは変圧器53の巻線53b
である。巻線53bは端子50aに接続されており、端子50a
とアースとの間にキャパシタ49が接続されている。第４
図の水平偏向回路200″で使用される変圧器53の１次巻
線53aは第１図の水平偏向回路200で使用される変圧器53
の巻線53aと53bの合計ターン数と同じターン数を必要と
する。
す。第４図の水平偏向回路200″では、ダイオード52と
直列に接続されたインダクタンスは変圧器53の巻線53b
である。巻線53bは端子50aに接続されており、端子50a
とアースとの間にキャパシタ49が接続されている。第４
図の水平偏向回路200″で使用される変圧器53の１次巻
線53aは第１図の水平偏向回路200で使用される変圧器53
の巻線53aと53bの合計ターン数と同じターン数を必要と
する。
第４図の回路では、トレース期間中は、高電圧回路63
の負荷電流がそれ程大きくなければ、キャパシタ49は電
圧VBに巻線53bの両端間に発生する電圧が加算された電
圧によって充電され、端子50aにブースト電圧が生成さ
れる。高電圧回路63の負荷電流が大きくなると、キャパ
シタ49は放電して端子50aの電圧は実質的にVBに等しく
なる。
の負荷電流がそれ程大きくなければ、キャパシタ49は電
圧VBに巻線53bの両端間に発生する電圧が加算された電
圧によって充電され、端子50aにブースト電圧が生成さ
れる。高電圧回路63の負荷電流が大きくなると、キャパ
シタ49は放電して端子50aの電圧は実質的にVBに等しく
なる。
第４図の水平偏向回路も第１図の回路と同様に、アル
タ電流すなわち高電圧回路63の負荷電流が大きいとき
は、巻線53bを通ってリトレース期間中のより長い期間
にわたって電流が流れ、巻線53bが変圧器53の１次巻線
と並列に接続されて、リトレース・パルス幅を一定に維
持する。また、アルタ電流が大きいときは、水平偏向発
生器86に供給される端子90における電圧を引下げて、ラ
スタ幅が変化するのを防止することができる。第４図の
水平偏向回路200″では、漏洩インダクタンスで代用す
るので、第１図のインダクタンス51を省略できる利点が
ある。
タ電流すなわち高電圧回路63の負荷電流が大きいとき
は、巻線53bを通ってリトレース期間中のより長い期間
にわたって電流が流れ、巻線53bが変圧器53の１次巻線
と並列に接続されて、リトレース・パルス幅を一定に維
持する。また、アルタ電流が大きいときは、水平偏向発
生器86に供給される端子90における電圧を引下げて、ラ
スタ幅が変化するのを防止することができる。第４図の
水平偏向回路200″では、漏洩インダクタンスで代用す
るので、第１図のインダクタンス51を省略できる利点が
ある。
第１図はこの発明の実施した水平偏向回路の一例を示す
図、第2a図および第2b図は、それぞれ第１図の水平偏向
回路の説明に有用な波形を示す図、第３図はこの発明の
実施した水平偏向回路の第２の実施例を示す図、第４図
はこの発明を実施した水平偏向回路の第３の実施例を示
す図である。 45……電源、51……インダクタ、49……キャパシタ、52
……整流ダイオード、53……変圧器（フライバック変圧
器）、53a、53b……第１巻線（１次巻線）、53c……第
２巻線（高電圧巻線）、50a、50b……端子、63……高電
圧回路、70……ラスタ幅制御回路、81……偏向巻線、85
……発振器および駆動回路、86……水平偏向発生器、87
……偏向スイッチ。
図、第2a図および第2b図は、それぞれ第１図の水平偏向
回路の説明に有用な波形を示す図、第３図はこの発明の
実施した水平偏向回路の第２の実施例を示す図、第４図
はこの発明を実施した水平偏向回路の第３の実施例を示
す図である。 45……電源、51……インダクタ、49……キャパシタ、52
……整流ダイオード、53……変圧器（フライバック変圧
器）、53a、53b……第１巻線（１次巻線）、53c……第
２巻線（高電圧巻線）、50a、50b……端子、63……高電
圧回路、70……ラスタ幅制御回路、81……偏向巻線、85
……発振器および駆動回路、86……水平偏向発生器、87
……偏向スイッチ。
Claims (1)
- 【請求項１】上記偏向巻線に結合されていて偏向周期の
トレース期間とリトレース期間を決定するトレース走査
電流とリトレース走査電流を上記偏向巻線中に発生させ
る偏向発生器と、 上記偏向発生器に結合されていて交流偏向周波数電圧が
発生する第１および第２巻線を有する変圧器と、 上記第２巻線に結合されていてこの第２巻線からアルタ
電流の増加と共に増加する負荷電流を引き出す、アルタ
電圧を生成する高電圧回路と、 上記変圧器に結合された付勢電圧電源と、 上記変圧器に結合されたインダクタンスであって、これ
に上記負荷電流を表わす電流を流通させてその両端間に
上記負荷電流を表わす自己誘導電圧を発生させる上記イ
ンダクタンスと、 上記変圧器中の上記電圧に応答して、トレース期間中は
上記インダクタンスを上記変圧器に結合し、リトレース
期間中に上記インダクタンスを変圧器から切離すように
動作するスイッチング手段と、 上記インダクタンスの両端間に生じた上記自己誘導電圧
に応じて、上記第１巻線の端子に上記トレース走査電流
の振幅を制御する第１の電圧を発生させる手段と、を具
備し、 上記負荷電流の大きさの変化によって上記インダクタン
ス中を流れる上記電流の大きさに充分な変化を生じさ
せ、この後者の変化によって上記インダクタンス中に自
己誘導電圧を変化させて、これに対応して上記第１の電
圧および上記走査電流の値を変化させることによりラス
タ幅を制御し、 また、上記負荷電流の変化に伴ってさらに補償用リトレ
ース時間変調を行なうために、上記スイッチング手段を
流れる電流がリトレース期間の開始後もこのリトレース
期間の中央部近くの時点であって上記負荷電流の大きさ
に依存する時間的に可変の時点にまで維持されるように
充分な大きさのエネルギがトレース期間中に上記インダ
クタンス中に蓄積されるような高いインダクタンス値の
インダクタンスが上記変圧器に結合されており、それに
よって上記偏向発生器の共振リトレース回路に結合され
るインダクタンスの実効値を変調して上記補償用リトレ
ース時間変調を行なう、ラスタ幅およびリトレース期間
の安定化機能を有する偏向装置。
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