JPS5824067B2 - 偏向回路用電源電圧安定化回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、テレビジョン受像機のラスタ寸法調整回路
、特に偏向回路用の電源電圧安定化回路に関するもので
ある。

テレビジョン受像機における陰極線管の電子ビーム用の
アルタ電圧のような加速電圧は水平出力変成器の高電圧
回路から取出される。

各水平ラスク線の幅は加速電圧の変動と共に変化し、そ
の幅はアルタ電圧の低下と共に増大する。

この効果は一般にブルーミングと称されている。

出力変成器の高電圧回路のビーム電流による負荷が重く
なると、これによってアルタ電圧は低下する。

ラスク線の幅は、偏向サイクルのトレース期間中に水平
偏向巻線の両端間に供給される電圧の大きさによっても
決定される。

この場合、ラスク線の幅は巻線に供給される電圧の低下
と共に減少する。

この偏向巻線に供給される電圧は、しばしば水平偏向回
路に供給される調整されたＢ十電圧から取出される。

映像による負荷が重くなると、水平偏向回路によってＢ
十電圧源から取出される負荷電流は大きくなる。

ブルーミング効果を補償するために、従来の回路では例
えばブエシャル氏（Ｍ、 Ｅ 、 Ｂｕｅｃｈｅｌ ）
に与えられた米国特許第３４４４４２６号明細書に示さ
れているように、負荷と直列に抵抗器を挿入していた。

この抵抗器における電圧降下が大きくなると偏向巻線の
両端間の電圧が低下し、ラスク線の幅を小さくする。

しかしながら、このようなラスク線の幅調整方法による
と、電力消費が大きくなるという欠点がある。

上述の特許に係る回路ではまた、Ｂ十電源と偏向回路と
の間の接続中に直列通過トランジスタが挿入されている
。

このトランジスタは主としてビンクッション歪修正用の
パラボラ波形を導入するように動作するものである。

他の従来の回路、例えばフォースタ氏（Ｇ。

Ｆｏｒｓｔｅｒ ）に与えられた米国特許第３６２６２
３８号明細書に示されている回路では、調整されたＢ十
電圧を発生するために６０サイクルのＳＣＲ位相位相調
整型圧調整器が使用されている。

６０Ｈｚのりプル成分を除去するために、水平偏向回路
と直列に比較的大きな値の抵抗器を持ったＲＣフィルタ
回路が使用されている。

大きな負荷電流が取出されると、抵抗器の両端間の電圧
降下ＩＲのために、水平偏向巻線に供給される電圧はブ
ルーミングを補償するのに必要とする大きさ以上に低下
する。

負帰還ループがその電圧降下を検知し、ＳＣＲの導通角
を大きくしてＢ十電圧を上げる。

これによって正しいラスタ幅を得ることができる。

この方式は、先に述べた従来技術による回路と同様に、
ブルーミングを防止するために必要とする正確な電圧Ｑ
ζ抵抗器による電圧降下を使って偏向巻線に供給される
電圧を低下させることによって得ているので、電力消費
が大きくなるという欠点がある。

この発明による偏向回路用電源電圧安定化回路を、後桟
説明する第２図の実施例を参照して示すと次の通りであ
る。

すなわち、この発明による偏向回路用電源電圧安定化回
路は、安定化されていない電圧を供給する電源３１，３
２，３３と偏向回路３７とに結合され、上記安定化され
ていない電圧に応答して上記偏向回路に安定化された動
作電圧（＋１１０Ｖ）を供給する可変インピーダンス手
段３４を有している。

この可変インピーダンス手段３４はリアクティブ・イン
ピーダンス手段。

４７と水平偏向周波数のような高い周波数で動作サセら
れるスイッチ４６とを含み、このスイッチ４６の導通角
を変えることによって全体のインピーダンスが調整され
る。

そして上記偏向回路３７を流れる負荷電流はこの可変イ
ンピーダンス手段・より引出される。

この発明による偏向回路用電源電圧安定化回路は、上記
可変インピーダンス手段３４に結合されて、上記負荷電
流の変動に応答しテ上記スイッチ４６に帰還電圧を供給
するための帰還手段４０，５４を有している。

この帰還手段５０．５４は、負荷電流が増大したときそ
れに応答して上記可変インピーダンス手段３４の大きさ
を増大させ、上記動作電圧を低下させてラスタの幅を実
質的に一定に維持するように働へ 以下、添付の図面を参照しつつこの発明を説明する。

この発明を説明する前に先づ第１図に示す従来の回路に
ついて説明する。

同図において、端子２０ａ、２０ｂにおける交流（ＡＣ
）線路電圧はブリッジ形の全波整流器２１０入力端子に
供給される。

ブリッジ整流器２１の出力端子間にはフィルタ用キャパ
シタ２２が結合されており、１５０ｖと示された部分的
に１波されているが安定化されていない直流電圧が端子
２３に発生する。

１５０Ｖの電圧は電圧調整器２４によって更に１波され
、線路電圧および負荷の変動に対して安定化される。

安定化されたＢ十電圧は出力端子２５から取出される。

このＢ十電圧を代表する負荷電圧が抵抗器２６と２７と
の接続点から取出され、電圧調整器２４に戻される。

この帰還ループは、負荷および線路電圧の変動があって
も出力端子２５におけるＢ十電圧を二定に維持する。

Ｂ十電圧は抵抗器２９を介して水平偏向回路２８に供給
される。

水平偏向回路によって取出される負荷電流が例えば高電
圧回路の映像による負荷作用によって大きくなると、抵
抗器２９における電圧降下が一層大きくなり、周知のよ
うにラスタ幅を調整する。

水平偏向回路に供給される電圧の変動はすべて抵抗器の
両端間の電圧降下の変動によって得られるので、電力消
費は比較的大きくなる。

この発明の一実施例である第２図の回路は、第１図の回
路に比して遥かに小さい消費電力でもってラスタ幅の調
整を行なうことができる。

端子３０ ａ ） ３０ ｂにおけるＡＣ線路電圧はブ
リッジ形全波整流器３１０入力端子に供給される。

電源フィルタ用キャパシタ３２がブリッジ整流器の出力
端子間に結合されており、殆んどＰ波されているが安定
化されていない直流電圧がブリッジの出力端子で得られ
る。

この電圧は図では＋１５０Ｖと示されている。

この＋１５０ｖは電圧調整器３４０入力端子３３に供給
される。

図では＋１１０Ｖと示された安定化されたＢ＋電圧は調
整器３４の出力端子３５から取出される。

端子３５におけるＢ＋電圧は水平偏向回路３７の水平出
力変成器３６の１次巻線３６ａの一端に結合されている
。

１次巻線３６ａの他端は水平偏向巻線３８に結合されて
いる。

水平偏向巻線３８は８字整形キャパシタ３９および電流
検知抵抗器４０を経てアースに結合されている。

巻線３８およびギヤパフ２３９０両端間に水平スイッチ
ング・トランジスタ４１、ダンパ・ダイオード４２およ
びリトレース・キャパシタ４３が接続されている。

トランジスタ４１０ベースは通常の水平発振器および駆
動回路（図示せず）に結合されており、周知のように偏
向巻線３８に１７ＴＨの水平周波数で走査電流を流通さ
せる。

偏向巻線３８からのりトレース・パルスは３次巻線３６
ｂを経て高電圧回路４４に結合され、テレビジョン受像
機の陰極線管（図示せず）のアルタ電極に加速電圧を供
給する。

電圧調整器３４は、端子３５におけるＢ＋電圧を一定に
維持するために大きな電力を消費することなく電圧調整
を行なうことができるように動作することができる。

入力端子３３は水平出力変成器３６０２次巻線３６ｃに
結合されている。

巻線３６ｃはインダクタ４７すなわちリアクティブ・イ
ンピーダンス手段を経て５ＣＲ４６の陽極に結合されて
いる。

５ＣＲ４６の陰極はＢ十出力端子３５に結合され、また
Ｐ波用キャパシタ４５を経てアースに結合されている。

水平偏向回路３７に負荷電流を供給するために、パルス
位置変調器４８から得られるゲート・パルス１０２によ
って５ＣＲ４６は水平周波数でスイッチされる。

供給される電流の大きさは５ＣＲ４６の導通時間によっ
て決定される。

負荷および線路電圧の状態が変化すると、ゲート・メル
フ１０２０位相が変化し、それによって５ＣＲ４６ノ導
通時間すなわちオン−オフのデユーティ・サイクルもま
た変化する。

従って、５ＣＲ４６はＢ＋電圧を安定化するための可変
リアクティブ・インピーダンスとして働くことになる。

１偏向サイクルにおけるアースに対する２次巻線３６ｃ
の底部における電圧は第３ａ図の１０１に示されている
。

巻線３６ａおよび３６ｃの極性を適当に選定することに
よって、波形１０１はＴ１〜Ｔ４のトレース期間中一定
の電圧１０１ａとなり、Ｔ４〜Ｔ７のリトレース期間中
負方向のりトレース・パルス１０１ｂとなる。

第３ｂ図に示すように、ゲート・パルス １０２ａは時刻Ｔ２ において５ＣＲ４６のゲートに供
給され、該５ＣＲ４６を導通させる。

インダン２４フ０両端間に現われる電圧は積分され、時
刻Ｔ２〜Ｔ４の間増大する電流が５ＣＲ４６を通って流
れる。

５ＣＲ４６を遮断するために、時刻Ｔ４で始まる負方向
リトレース・パルスが、５ＣＲ４６を通って流れ名主流
を、時刻Ｔ５において必要とする保持電流以下に減少さ
せる。

第３ｄ図に示すように、５ＣＲ４６の陽極における電圧
は、ＳＣＲが導通すると＋１１０ｖであるＢ＋電圧に等
しくなり、ＳＣＲが遮断状態のときには巻線３６０の低
部における電圧に等しくなる。

Ｂ＋電圧を代表する第１の帰還電圧を負帰還ループを経
て誤差増幅器５００反転端子４９に供給することにより
、電圧の安定化を維持するために各水平トレース期間中
ゲート・メルフ１０２０位相を変化させることができる
。

非反転端子の電圧はツェナー・ダイオード５１によって
基準電位に維持されている。

ツェナー・ダイオード５１の陰極は電流制限抵抗器５２
を経て端子３３に結合されている。

Ｂ十出力端子３５に結合された分圧器の抵抗器５３と５
４との接続点から第１の帰還電圧が取出される。

誤差増幅器５０の出力電圧は制御電圧としてパルス位置
変調器４８に供給される。

Ｂ＋電圧が変化すると第１の帰還電圧が変化し、これに
よって変調器５０に供給される制御電圧の変化を来たす
。

制御電圧の変化によってゲート・パルス１０２の位相を
調整し、５ＣＲ４６のオン−オフのデユーティ・サイク
ルを変化させて適切な調整を行なう。

各トレース期間の早期において５ＣＲＪ６が導通すると
、低い線路電圧の状態および／または水平偏向回路３７
によって流通させられる大きな負荷電流の状態を補償す
ることができる。

５ＣＲ４６の導通が遅れると高い線路電圧の状態および
／または軽い負荷電流の状態を補償する。

線路電圧が高い場合には、端子３３の電圧は＋１５０ｖ
以上に上昇し始め、Ｂ十出力端子３５の電圧を刻々と上
昇させる。

反転端子４９における帰還電圧はパルス位置変調器４８
に供給される制御電圧の変化を増大させる。

これにより各水平トレース期間の始期に対するゲート・
メルフ１０２０位相は遅れる。

第３ｂ図に示すように、ゲート・パルス１０２ｂは遅れ
た時刻Ｔ３において５ＣＲ４６のゲートに印加される。

５ＣＲ４６を通って負荷に流れる電流は、第３Ｃ図の波
形１ ｏ３ｃ、１０３ｄに示すように、時刻Ｔ３で始ま
り時刻Ｔ６ で終り、５ＣＲ４６のオン−オフのデユ
ーティ・サイクルを変化させる。

これによって各水平偏向サイクル全体の平均負荷電流は
減少し、高い線路電圧の状態においてもＢ＋出力電圧を
一定に維持することができる。

調整器３４の第２の帰還ループ中に電流検知抵抗器４０
を配置することにより、従来の回路のような比較的大き
な電力消費を伴なうことなくラスタの幅を調整すること
ができる。

高電圧回路４４のビーム負荷が増大すると、水平偏向回
路３７によって取出される負荷電流が増大する。

それによって電流検知抵抗器４４の電圧降下が大きくな
る。

第２の帰還電圧として働くこの電圧は誤差増幅器５００
反転端子４９に供給される。

端子４９に増大した帰還電圧が供給されることによって
、ゲート・メルフ１０２０位相を第２の帰還電圧が供給
されなかったときの位相に関して調整する。

かくしてこの印加された第２の帰還電圧は５ＣＲ４６の
オン−オフのデユーティ・サイクルを調整し、低下した
アルタ電圧によるブルーミング効果を補償する充分な程
度にＢ＋電圧を低下させることによって出力端子３５に
おけるＢ＋電圧を変化させて調整する。

第２図の回路のラスタ幅を調整するのに必要な電圧降下
は、第１図の従来の回路とは違って調整器３４のリアク
ティブ・インピーダンスを増大することによって得られ
る。

これは実際には調整器３４に正帰還電圧を供給する第２
の帰還電圧によって行なわれる。

負荷電流が増大すると、端子３５におけるＢ＋電圧は徐
々に減少する。

第１の帰還電圧は端子３５の電圧を増加させるように働
く。

しかしながら、第２の帰還ループの正帰還によって、端
子３５における電圧はそれにも拘らずラスタ幅の調整を
行なうのに充分に低下する。

第１図に示すような従来の回路では、抵抗性素子の両端
間に発生する電圧降下が増大すると、それによって水平
偏向回路に供給される電圧を低下させる。

本願発明による第２図の回路では、比較的小さな抵抗に
よる電力消費を伴なうにすぎない。

調整器３４のインピーダンスのりアクティブ成分を変化
させることによって調整が行なわれる。

抵抗器４０の調整器３４の帰還ループ中に含まれている
ので、回路のループ利得は充分に大きく、そのため抵抗
器４０によって発生される帰還電圧は比較的小さくする
必要がある。

抵抗器４０の抵抗値は比較的小さくする必要がある。

抵抗器４０の抵抗値は比較的小さく選定されているので
、第１図の回路とは違って電力消費もまた比較的小さく
なる。

端子３５０Ｂ十電圧（＋１１０Ｖ）は入力端子３３の＋
１５０ｖの電圧よりも低いものとして示されている。

この低いＢ＋電圧は回路３７のようなトランジスタ化さ
れた水平偏向回路用として好都合である。

しかしながら、この発明は、調整器への入力電圧よりも
低いＢ＋電圧、高いＢ＋電圧の両方に対して実施するこ
とができる。

もし、高いＢ＋電圧が必要な場合には、５ＣＲ４６の導
通時間はキャパシタ４５の充電電圧がより高いＢ＋電圧
に達するまで最初に増大する。

より高いＢ＋電圧に達した後は調整器は前述のように動
作する。

キャパシタ４５は端子３５を通って流れる水平偏向周波
数のエネルギに対してフィルタとして動作する。

キャパシタ４５を端子３５とアースとの間に接続する代
りに端子３３と３５との間に接続してもよい。

この回路構成によると、電源フィルタ用キャパシタ３２
を通って流れる水平周波数のエネルギは殆んどなく、キ
ャパシタ３２におけるＲＭＳ加熱は殆んど起らない。

電圧調整器としては、第２図に示されているものの他に
ディーラ氏（Ｗ、 Ｆ、Ｗ、 Ｄｉｅｔｓ ） に与え
られた米国特許第３８３２５９５号明細書に示されてい
るものを使用することもできる。

調整器３４０代りに使用することのできる更に他の形式
のものとしてスイッチング調整器がある。

調整器３４の正帰還ループ中に負荷電流検知回路を配置
することによって、ラスタ幅を制御するためにＢ＋の調
整を経済的に行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はラスタ幅を調整するための従来の回路を示す図
、第２図はこの発明による偏向回路用電源電圧安定化回
路の一実施例を示す図、第３ａ図乃至第３ｄ図は第２図
の回路の各部の波形を示す図である。 ３３・・・・・・入力端子（非安定電圧源）、３４・・
・・・・電圧調整器（可変インピーダンス手段）、３７
・・・・・・偏向回路、４５・・・・・・キャパシタ、
可変リアクティブ・インピーダンス手段、４６・・・・
・・５ＣＲ１可変リアクテイブ・インピーダンス手段、
４７・・・・・・インダクタ、可変リアクティブ・イン
ピーダンス手段、４０，５４・・・・・・抵抗器帰還手
段。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 安定化されていない電圧を供給する電源と偏向回路
   とに結合され、上記安定化されていない電圧に応答して
   上記偏向回路に安定化された動作電圧を供給するための
   可変インピーダンス手段を有し、該可変インピーダンス
   手段はりアクティブ・インピーダンス手段゛と水平偏向
   周波数のような高い周波数で動作させられるスイッチと
   を含み、該スイッチの導通角を変えることによってその
   インピーダンスが調整され、また負荷電流は上記可変イ
   ンピーダンス手段から引出され、 さらに、上記可変インピーダンス手段に結合され、上記
   負荷電流の変動に応答して上記スイッチに帰還電圧を供
   給し、上記負荷電流が増大したときそれに応答して上記
   可変インピーダンス手段の大きさを増大させ、上記動作
   電圧を低下させてラスタの幅を実質的に一定に維持する
   帰還手段を有する、偏向回路用電源電圧安定化回路。