JPH07274031A

JPH07274031A - 水平偏向高圧発生回路

Info

Publication number: JPH07274031A
Application number: JP8604594A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Kashiwagi; 茂柏木; Nobuyoshi Yamagishi; 信義山岸
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1994-03-31
Filing date: 1994-03-31
Publication date: 1995-10-20
Anticipated expiration: 2014-12-20
Also published as: JP2993361B2

Abstract

(57)【要約】【目的】高圧負荷電流の変化に対して、高圧と水平偏
向電流を同時に一定に保つことができる水平偏向高圧発
生回路を提供する。【構成】高圧負荷電流Ｉａの変動に対して、高圧ＨＶ
を一定に保つために、電子スイッチ１７の出力波形Ｖｏ
のデューティサイクル、即ち波形発生回路１６の励振波
形Ｖｄを制御する。さらに、この励振波形Ｖｄは、ＬＰ
Ｆ１９により平均化された直流電圧Ｅomとなり、この電
圧Ｅomは反転増幅器２０で、第２の基準電圧Ｅs2と比較
され、その出力が電圧Ｅomに応じて変化する電圧Ｅｉと
なる。この反転増幅器２０の出力電圧Ｅｉは変調回路１
２に加えられ、電圧Ｅｉの値に応じて、変調コンデンサ
１１の両端電圧Ｅmod の値を動かして、出力波形Ｅomの
平均電圧Ｖomの動きを相殺し、水平偏向電流Ｉｙを安定
化する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン受像機等
における受像管の電子ビームを水平方向に偏向すると共
に、同時に受像管の陽極に供給する高圧を発生する水平
偏向高圧発生回路に関する。

【０００３】

【０００２】

【０００４】

【従来の技術】図８に従来の水平偏向高圧発生回路の一
例を示す。ここで、１は水平出力トランジスタ、２，３
はダンパーダイオード、４，５は帰線共振コンデンサ、
６は水平偏向コイル、７はＳ字補正コンデンサ、８はフ
ライバックトランス、９は高圧整流ダイオード、１０は
チョークコイル、１１は変調コンデンサ、１２は変調回
路である。

【０００５】

【０００３】図８に示す水平偏向高圧発生回路はダイオ
ードモジュレータ回路と呼ばれ、フライバックトランス
８の一次巻線８ａの一端に直流電源電圧Ｅｂを加える
と、図示しない前段からの水平偏向周期の励振波形Ｖ１
に応じて、トランジスタ１がスイッチング動作を行い、
そのコレクタには正弦半波のパルスＶｃが生じる。この
パルスＶｃはフライバックトランス８の二次巻線８ｂに
昇圧された後、高圧整流ダイオード９で整流されて直流
高圧ＨＶとなり、図示しない受像管の陽極に供給され
る。

【０００６】

【０００４】一方、水平偏向コイル６には水平周期のノ
コギリ波偏向電流Ｉｙが流れて、受像管の電子ビームを
水平方向に偏向する。そして、この偏向電流Ｉｙの値
は、変調コンデンサ１１の電圧Ｅmod の値によって変化
する。即ち、ここから引き出される直流電流Ｉｗの値が
増えて、変調コンデンサ１１の電荷を引き出すことによ
り、この点の電圧Ｅmod が低下すると、その分Ｓ字補正
コンデンサ７の電圧が増加し、走査期間中の偏向コイル
電流Ｉｙを増加させる。

【０００７】１２はこの電圧Ｅmod の値を制御する変調
回路である。従って、この変調回路１２により電圧Ｅmo
d の値を変えてやれば、電流Ｉｙの値が変わり、画像の
水平振幅が自在に変えられることになる。さらに、この
変調回路１２に外部から垂直偏向周期で変化するパラボ
ラ状の波形Ｖpbを加えて、この波形に応じて偏向電流Ｉ
ｙの値を変調することも可能であり、これによって画像
の上下部分の水平振幅を中央部に比べて縮めるサイドピ
ンクッション歪み補正が可能となる。

【０００８】

【０００５】ところで、図８に示す回路において、明る
い画像を受像して受像管の陽極電流、即ち、高圧負荷電
流Ｉａが増大すると、フライバックトランス８の内部イ
ンピーダンスのためにその高圧値ＨＶが低下する。これ
を図示すると、図９の実線のようになるが、勿論理想的
には同図の破線で示すように、高圧ＨＶは負荷電流Ｉａ
に無関係に一定であった方が良い。

【０００９】もし、この実線のように高圧負荷電流Ｉａ
の増加と共に高圧ＨＶが低下した場合、ダイオードモジ
ュレータ回路の特性により、同時に水平偏向コイル電流
Ｉｙの値もそれに合わせて低下させ、結果として、画像
の水平振幅が動かないようにすることはできる。しか
し、垂直振幅のほうは、高圧ＨＶが低下すれば偏向能率
が上がるために増加し、結局画像振幅はその明るさによ
って変化し、不安定な画像となってしまう。

【００１０】また、この高圧ＨＶの低下は、当然画像の
ピーク時の明るさを制限し、また受像管のフォーカス特
性も悪化させることになり、画像の品位を著しく低下さ
せ、問題点の一つであった。

【００１１】

【０００６】図１０はこれを改良した別の従来例であ
り、上記した高圧低下の問題の解決を図ったものであ
る。ここで、符号１から１２までは、先の図８の同一符
号部分と同様の動作を行うので、その詳細な説明は省略
する。ここで、新たに付加されたのは、高圧分圧抵抗１
３，１４、演算増幅器１５、波形発生回路１６、電子ス
イッチ（チョッパーレギュレータ回路）１７、フライホ
イールダイオード（チョッパーレギュレータ回路）１８
である。

【００１２】

【０００７】この図１０に示す回路の各部の動作は次の
ようになる。即ち、まず良く知られた水平偏向回路の基
本動作により、図１１（Ａ）に示すように、帰線時間ｔ
ｒのパルス幅を持つパルスＶｃが水平出力トランジスタ
１のコレクタに発生しているものとする。これに対し
て、電子スイッチ１７は、図１１（Ｂ）に示すように、
帰線時間ｔｒより前の一部期間ｔoff の間だけ遮断し、
他のｔon期間は導通する。その結果、フライバックトラ
ンスの一次巻線８ａの一端に加えられる出力電圧Ｖｏ
は、ｔoff でゼロにボトミングし、ｔonで電源電圧Ｅｂ
に等しくなる方形波となる。

【００１３】

【０００８】この方形波Ｖｏのｔoff 期間の前縁時刻Ｔ
は、外部からの制御で前後できるものとし、後縁は帰線
時間ｔｒのスタート時刻にほぼ一致させる。すると、こ
のときのフライバックトランスの一次巻線８ａの電流Ｉ
ｔは、図１１（Ｃ）のようになる。即ち、電子スイッチ
１７が導通するｔon期間では、電流は電源Ｅｂから一次
巻線８ａを通して、出力トランジスタ１またはダンパー
ダイオード２，３を還流するので、この電流Ｉｔは直線
的に増加する傾斜電流となる。しかし、ｔoff期間に入
ると、電流はフライホイールダイオード１８を通して、
一次巻線８ａ及び出力トランジスタ１に流れるようにな
る。すると、この電流ループには先の電圧Ｅｂのような
電圧源がないので、電流値はｔonでの最終の値をそのま
ま保ち続けて流れ、結局電流Ｉｔの波形はｔoff の期間
が平坦になったノコギリ波となる。

【００１４】

【０００９】ここで、ｔoff の始まりの時点Ｔの位置を
前後した場合を考える。もし、Ｔがより後ろの方に位置
したとすると、図１１（Ｃ）の破線で示したように平坦
区間が短くなり、その結果、帰線時間ｔｒ直前のＩｔの
値Ｉtoは増加する。逆に同図の一点鎖線で示したよう
に、Ｔの位置がより前のほうに位置すると、Ｉｔの平坦
部分が長くなり、ｔｒ直前の電流値Ｉtoが減少する。

【００１５】

【００１０】この電流Ｉtoは一度巻線に電磁エネルギー
として蓄えられた後、次の帰線時間ｔｒに静電エネルギ
ーとしてコレクタパルスＶｃに変換される。従って、前
述したように、ｔoff の始点Ｔを後ろに移動させてＩto
の値を増加させると、図１１（Ａ）の破線のように、コ
レクタパルスＶｃが増加し、逆にＴを前にしてｔoffを
長くし、Ｉtoを減少させるとＶｃも減少する。即ち、Ｔ
を加減することによって、コレクタパルスＶｃの大きさ
が制御できる。この時、フライバックトランスの一次巻
線８ａの両端間に加わる電圧Ｖｔは、図１１（Ｄ）のよ
うになるので、これが二次巻線８ｂに昇圧された後、ダ
イオード９で整流されて得た高圧ＨＶもＴの時間位置に
よって制御できることになる。

【００１６】

【００１１】また、図１０において、分圧抵抗１３，１
４によって得られた電圧Ｅrfは、演算増幅器１５によっ
て基準電圧（第１の基準電圧）Ｅs1と比較され、その出
力Ｅｏが波形発生回路１６に加えられる。すると、波形
発生回路１６からは水平偏向に関した外部からのパルス
Ｖｈを時間的基準として、Ｅｏの値に応じてパルス幅の
変わるスイッチ制御パルスＶｄが生じる。電子スイッチ
１７の開閉は、このパルスＶｄに応じて行われる。そこ
で、もし高圧ＨＶが上昇して、電圧Ｅrfが基準電圧Ｅs1
を越えそうになると、その比較結果の電圧Ｅｏは波形発
生回路１６に作用して、Ｖｄのパルス幅ひいてはスイッ
チ出力Ｖｏのパルス立ち下がり時刻Ｔがより前に移動す
るように各部の極性を定める。

【００１７】

【００１２】このようにすると、ドリフトその他の理由
により、高圧ＨＶが変動しそうになっても、ただちにＴ
の時間位置がそれを打ち消すように働くので、結局高圧
はそれを分圧した電圧Ｅrfが基準電圧Ｅs1に常に一致す
る形で安定し、電源電圧Ｅｂの変動やその他のドリフト
に左右されないばかりでなく、高圧負荷電流Ｉａの変化
に対しても一定で、図９の破線に示したような理想に近
い特性が得られる。

【００１８】

【００１３】

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の改良された高圧発生回路にも問題がある。それ
は負荷電流Ｉａの変化に伴う高圧ＨＶの変動の補償を行
うために、スイッチ出力波形Ｖｏのパルス幅を変えてい
ることに起因する。即ち、図１１から分かるように、時
刻Ｔを動かすと、当然波形Ｖｏのデューティサイクルが
変わって、その平均電圧Ｖomも動いてしまう。

【００２０】一方、偏向コイル６を流れる電流Ｉｙのピ
ーク−ピーク（ｐ−ｐ）値はＳ字補正コンデンサの両端
電圧Ｅｓに比例する。そして、この電圧Ｅｓは、先の電
圧Ｖomが増加すると同時に増加してしまう。従って、高
圧負荷電流Ｉａが増加すると、前述したように、これに
よる高圧低下を補償するために、Ｔの位置が後ろのほう
に移動して電圧Ｖomが増加してしまうので、結局偏向コ
イル電流Ｉｙも図１２に示すように増加してしまうこと
になる。

【００２１】

【００１４】従って、この改良された従来例の図１０に
おいても、高圧ＨＶは一定化されたものの、水平振幅が
明るさによって変動してしまうという欠点は残り、さら
に改良の必要があった。本発明ではこの点について、ど
の様な手段を講じれば電源電圧変動や各種のドリフトに
も影響されないことは勿論、高圧負荷の大小に無関係に
安定な高圧と水平振幅が得られるかについて考察し、そ
の結果に基づいて新規な回路を提供するものである。

【００２２】

【００１５】

【００２３】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、(1) 水平偏向周期に同期
したパルスに応じてスイッチング動作を行う水平出力ト
ランジスタと、前記水平出力トランジスタに並列に接続
され、且つ各々に共振コンデンサを並列に接続した複数
個のダンパーダイオードの直列回路と、一方の端子を前
記水平出力トランジスタのコレクタ端子に接続し、他方
の端子を前記ダンパーダイオード間の接続端子に接続し
た水平偏向コイルとＳ字補正コンデンサとの直列回路
と、一次巻線の一方の端子を前記水平出力トランジスタ
のコレクタ端子に接続し、二次巻線に受像管の陽極用高
圧を生成する高圧整流ダイオードを接続したフライバッ
クトランスと、電源と接地との間に、電子スイッチとフ
ライホイールダイオードとの直列回路を接続し、前記電
子スイッチより出力される方形波電圧もしくはこの平均
値電圧を、前記フライバックトランスの一次巻線の他方
の端子に供給するチョッパーレギュレータ回路と、前記
複数個のダンパーダイオードの接続点と接地との間に接
続されたチョークコイルと変調コンデンサとの直列回路
と、前記電子スイッチより出力される方形波電圧と逆の
極性を有し、前記電子スイッチのオン・オフ制御を行う
励振波形を出力する波形発生回路とからなる水平偏向高
圧発生回路において、前記陽極用高圧を分圧した電圧と
第１の基準電圧を比較して、陽極用高圧が一定となるよ
うに、前記波形発生回路より出力される励振波形のデュ
ーティサイクルを制御する第１の制御回路と、前記波形
発生回路より出力される励振波形を平均化した電圧と第
２の基準電圧を比較して、前記水平偏向コイルを流れる
電流が一定となるように、前記変調コンデンサの両端電
圧を制御する第２の制御回路を備えたことを特徴とする
水平偏向高圧発生回路を提供し、

【００２４】

【００１６】(2) 前記第２の制御回路は、前記励振波形
を平均化した電圧にするローパスフィルタと、反転端子
に前記平均化した電圧を入力し、非反転端子に基準電圧
を入力する反転増幅器とを備え、前記反転増幅器の出力
電圧に比例して、前記変調コンデンサの両端電圧を制御
し、前記水平偏向コイルを流れる電流が一定となるよう
にしたことを特徴とする(1) 記載の水平偏向高圧発生回
路を提供し、(3) 前記反転増幅器の非反転端子に入力す
る基準電圧に垂直偏向周期の波形を重畳することによ
り、画像の左右端に発生する歪みを補正することを特徴
とする(2) 記載の水平偏向高圧発生回路を提供し、(4)
前記反転増幅器の非反転端子に入力する基準電圧の値
を、水平偏向周波数に応じて変化させることを特徴とす
る(2) 記載の水平偏向高圧発生回路を提供するものであ
る。

【００２５】

【００１７】

【００２６】

【実施例】以下、本発明の水平偏向高圧発生回路につい
て、添付図面を参照して説明する。

【００２７】図１は本発明の一実施例を示す回路図であ
る。なお、図１において、先に説明した図８あるいは図
１０と同じ動作をする部分には同一符号を付け、その詳
細な説明は省略する。特に、符号１から１８までは、図
１０に示す回路と基本的に同一原理の動作を行い、高圧
ＨＶの安定化の働きをすることに変わりはない。

【００２８】

【００１８】図１に示す回路で、新たに追加されたの
は、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと略記する）（第
２の制御回路）１９及び反転増幅器（第２の制御回路）
２０である。このようにすると、波形発生回路１６で得
られた励振波形Ｖｄの平均化された直流電圧Ｅomが、Ｌ
ＰＦ１９の出力に生じる。そして、この電圧Ｅomは次の
反転増幅器２０で、第２の基準電圧Ｅs2と比較され、そ
の出力が電圧Ｅomに応じて変化する電圧Ｅｉとなる。こ
の反転増幅器２０の出力電圧Ｅｉは、さらに変調回路
（第２の制御回路）１２に加えられ、Ｅｉの値に応じて
電圧Ｅmod を変調し、水平偏向電流Ｉｙのｐ−ｐ値を制
御する。

【００２９】ところで、図１に示す回路では、高圧負荷
電流Ｉａの変動に対して、高圧ＨＶを一定に保つため
に、電子スイッチ１７の出力波形Ｖｏのデューティサイ
クル、換言すれば、その平均電圧値Ｖomを変化させて対
応している。しかし、電圧Ｖomが変化すると、本来なら
ば、当然水平偏向電流Ｉｙの値も変わってしまう。そこ
で、変調コンデンサ１１の両端電圧Ｅmod の値を動かし
て、電圧Ｖomの動きを相殺し、水平偏向電流Ｉｙを安定
化する方法を考える。

【００３０】

【００１９】これを図１の一部を抜き出した図２で説明
する。まず、図２に示すように、電源Ｖｏから一次巻線
８ａ、偏向コイル６、Ｓ字補正コンデンサ７、チョーク
コイル１０、及び変調コンデンサ１１の電気ループを考
える。すると、このループの中の直流電圧の和はゼロに
なるから、方形波Ｖｏの平均値がＶomであるならば、

【００３１】

【００２０】

【００３２】

【数１】

【００３３】

【００２１】となる。従って、この式から、もし高圧負
荷電流Ｉａが増加した結果、前述したような演算増幅器
（第１の制御回路）１５、波形発生回路１６、電子スイ
ッチ１７等による高圧ＨＶを一定化するための制御作用
により電圧Ｖomが増加しても、その分だけ電圧Ｅmod が
増加すれば、Ｓ字補正コンデンサの両端電圧Ｖｓは動か
ない。そして、偏向電流Ｉｙはこの電圧Ｖｓによって定
まるから、これも一定となり水平振幅は動かないことに
なる。

【００３４】このことから、電圧Ｖomの変化分と同じだ
け、電圧Ｅmod の垂直パラボラ分を除いた平均値が動け
ば良いということになり、この条件に合致するように図
１に示す反転増幅器２０と変調回路１２を定めれば、偏
向コイル電流が安定し、しかも高圧の安定度も保たれる
ことになる。

【００３５】

【００２２】図３は図１に示す反転増幅器２０の周辺回
路についての具体的な例を示したものであり、図３にお
いて、２１は演算増幅器、２２，２３は増幅度を決定す
るための帰還抵抗、２４はポテンシオメータ、２５はフ
ィルタコンデンサである。

【００３６】この反転増幅器２０に前述した電子スイッ
チ１７のための励振波形Ｖｄが加わるわけであるが、Ｌ
ＰＦ１９については抵抗２３にフィルタコンデンサ２５
を付加するだけで済ませている。また、非反転端子には
直流電源Ｅよりポテンシオメータ２４で分圧して得た第
２の基準電圧Ｅs2が加わる。

【００３７】

【００２３】図４は電子スイッチ１７の出力波形Ｖｏと
励振波形Ｖｄとの関係を示す波形図である。即ち、出力
波形Ｖｏは、図４（Ａ）に示すように、全周期１に対し
てａのデューティーサイクルを持つ方形波である。従っ
て、電源電圧をＥｂとすれば、その平均値Ｖomはａ・Ｅ
ｂとなる。また、これと逆特性の励振波形Ｖｄは、図４
（Ｂ）に示すようになる。ここで、波形発生回路の電源
電圧をＥｂより低電圧のＥとすると、励振波形Ｖｄはゼ
ロとＥとの間をスイングする方形波となり、その平均値
はＥ１は（１−ａ）Ｅに等しい。一方、基準電圧Ｅs2は
ポテンシオメータ２４によって電源電圧Ｅがｂの比率で
分圧されたｂ・Ｅであるものとする。

【００３８】以上の条件のもとに、図３の各部の電圧値
を考えてみる。まず、入力Ｅ１と出力Ｅｉとの関係は、
抵抗２２，２３の抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２として、

【００３９】

【００２４】

【００４０】

【数２】

【００４１】

【００２５】これから、変調回路１２の電圧増幅度をα
とすれば、変調電圧Ｅmod は、

【００４２】

【００２６】

【００４３】

【数３】

【００４４】

【００２７】となる。ここで、この第１項を出力電圧Ｖ
ｏの平均値Ｖomに等しくすると、

【００４５】

【００２８】

【００４６】

【数４】

【００４７】

【００２９】即ち、α（Ｒ２／Ｒ１）＝Ｅｂ／Ｅとなる
ように、α，Ｒ１，Ｒ２を定める。すると、当然平均電
圧Ｖomが動いたのと同じ量だけ変調電圧Ｅmod が動くこ
とになり、前述の偏向電流Ｉｙの振幅一定の条件が満た
される。

【００４８】また、数３の第２項は、電圧Ｖom、換言す
ればデューティーサイクルａに左右されない固定項であ
る。従って、ここでポテンシオメータ２４によってｂの
値を動かせば、電圧Ｅmod の値を独立に動かすことがで
き、これによって水平の振幅調整ができることになる。

【００４９】

【００３０】また、これまでは図１に示すように、電子
スイッチ１７の出力方形波Ｖｏを直接フライバックトラ
ンス８の一次巻線８ａの一端に加える方式で説明した。
しかし、これは勿論図５に示すように、電源チョークコ
イル２６と平滑コンデンサ２７によって直流値Ｖomを得
てから一次巻線８ａに加える通常のチョッパー方式にも
応用できる。

【００５０】いずれの場合でも、本発明では演算増幅器
１５，波形発生回路１６，ＬＰＦ１９，及び反転増幅器
２０の制御回路を構成する部分が、ＥｂやＶomに比べて
遥かに低い電圧だけで動作するので、電力的に有利であ
り、かつＩＣ化の際も有利である。

【００５１】

【００３１】また、図３に示す演算増幅器２１の非反転
端子の電圧値によって水平振幅が変えられるということ
は、この電圧を垂直周期の波形でダイナミックに変動さ
せれば、画像の左右端の歪みが補正できることを意味す
る。即ち、図６に示すように、演算増幅器２１の非反転
端子に、結合コンデンサ２８を通して垂直周期の波形Ｖ
pbを加えれば良い。例えば、図６に示すように、この波
形Ｖpbが垂直周期中央部で水平振幅を広げるいわゆるサ
イドピンクッション歪補正がなされる。

【００５２】また、さらに、多種の水平偏向周波数に対
応する場合、各周波数モードに合わせて水平振幅を変え
てやる必要がある場合が多い。その場合はやはり図６に
示すように、非反転端子に加える第２の基準電圧Ｅs2を
得るのに、ポテンシオメータで直流電圧Ｅを分圧するの
ではなく、それぞれの周波数モードに合わせたプリセッ
ト値を生成する回路２９を設け、周波数制御信号ｆに応
じて最適なＥs2を加えるようにすれば良い。

【００５３】

【００３２】図７は本発明の具体的な回路の一例を示す
図である。ここで、図１での電子スイッチ１７はｐ型の
ＭＯＳＦＥＴ３０であり、このゲートがソースに対して
負になると、ソース・ドレイン間が導通する。従って、
ここでは図示しない波形発生回路からの励振パルスＶｄ
は、この条件に合致してｔoff 期間でソース電圧、即ち
電源Ｅｂに等しいか、若干正で、ｔon期間でこれより適
宜負になるように設定されているものとする。

【００５４】ＬＰＦ１９はここでは抵抗２３とコンデン
サ２５で構成される。抵抗２２は帰還抵抗であり、これ
と抵抗２３の値の設定によって反転増幅器２０の増幅度
を設定でき、演算増幅器２１の出力には前述したような
電圧Ｅｉが得られる。

【００５５】さらに、変調回路１２は第１のトランジス
タ３１と第２のトランジスタ３２からなる。ここで、３
６は第１のトランジスタ３１のベース入力抵抗、３３は
コレクタ抵抗、３４，３５は帰還用抵抗、３７は電流制
限抵抗、Ｅは直流電源電圧である。

【００５６】

【００３３】このようにして、結合コンデンサ２８の一
端に垂直周期のパラボラ状波形Ｖpbを加えると、第２の
トランジスタ３２のコレクタ電圧はＶpbに応じて変動
し、コンデンサ１１の電圧Ｅmod は垂直パラボラ波形で
変調される。従って、先に説明したように水平振幅は画
像の上下端で縮み、中央部で伸びるような補正、即ちサ
イドピンクッション歪の補正がなされる。

【００５７】また、電圧Ｅｉは、前述したように負荷電
流Ｉａの変動に合わせて増減し、この変化によって、コ
ンデンサ１１の直流電圧レベルも増減する。従って、先
の説明から明らかなように、増幅器２０の増幅度を適宜
設定すれば、電圧Ｖomが上昇してもそれに合わせてコン
デンサ１１の電圧Ｅmod の直流分が上昇し、その結果、
図５で説明したＳ字補正コンデンサ７の電圧Ｖｓの値は
変わらず、水平振幅が一定に保たれることになる。

【００５８】

【００３４】

【００５９】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、請求項１及
び請求項２に示す本発明の水平偏向高圧発生回路は、高
圧負荷電流の変化に対して高圧を一定に保つと同時に、
水平偏向電流も一定に保つことができ、画像の明るさと
無関係に画像の大きさが一定化される。また、電源電圧
変動やその他のドリフトに対しても、高圧出力及び水平
振幅が安定化される。さらに、その制御を行う回路は低
電力で構成でき、ＩＣ化にも好適である。

【００６０】また、請求項３に示す本発明の水平偏向高
圧発生回路は、さらに容易に画像の左右端に発生するサ
イドピンクッション歪みを補正することができる。ま
た、請求項４に示す本発明の水平偏向高圧発生回路は、
さらに多種の水平周波数に対応したディスプレイ機器に
おいて、各周波数モードに合わせて水平振幅を変えるこ
とができるという実用上極めて優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の水平偏向高圧発生回路の一実施例を示
す回路図である。

【図２】図１に示す回路の一部を示す回路図である。

【図３】ローパスフィルタ及び反転増幅器の具体的な回
路図である。

【図４】電子スイッチの出力波形Ｖｏと励振波形Ｖｄと
の関係を示す波形図である。

【図５】本発明の他の実施例を示す回路図である。

【図６】図１に示す回路の動作を説明するための回路図
である。

【図７】本発明の具体的な回路の一例を示す図である。

【図８】従来の水平偏向高圧発生回路を示す回路図であ
る。

【図９】図８に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図１０】従来の水平偏向高圧発生回路を示す回路図で
ある。

【図１１】図１０に示す回路の動作を説明するための波
形図である。

【図１２】図１０に示す回路の動作を説明するための波
形図である。

【符号の説明】

１水平出力トランジスタ２，３ダンパーダイオード４，５共振コンデンサ６水平偏向コイル７Ｓ字補正コンデンサ８フライバックトランス９高圧整流ダイオード１０チョークコイル１１変調コンデンサ１２変調回路（第２の制御回路）１５演算増幅器（第１の制御回路）１６波形発生回路１７電子スイッチ１８フライホイールダイオード１９ローパスフィルタ（ＬＰＦ）（第２の制御回路）２０反転増幅器（第２の制御回路）

【手続補正書】

【提出日】平成６年１２月２１日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】発明の詳細な説明

【補正方法】変更

【補正内容】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【０００２】

【０００４】一方、水平偏向コイル６には水平周期のノ
コギリ波偏向電流Ｉｙが流れて、受像管の電子ビームを
水平方向に偏向する。そして、この偏向電流Ｉｙの値
は、変調コンデンサ１１の電圧Ｅｍｏｄの値によって変
化する。即ち、ここから引き出される直流電流Ｉｗの値
が増えて、変調コンデンサ１１の電荷を引き出すことに
より、この点の電圧Ｅｍｏｄが低下すると、その分Ｓ字
補正コンデンサ７の電圧が増加し、走査期間中の偏向コ
イル電流Ｉｙを増加させる。１２はこの電圧Ｅｍｏｄの
値を制御する変調回路である。従って、この変調回路１
２により電圧Ｅｍｏｄの値を変えてやれば、電流Ｉｙの
値が変わり、画像の水平振幅が自在に変えられることに
なる。さらに、この変調回路１２に外部から垂直偏向周
期で変化するパラボラ状の波形Ｖｐｂを加えて、この波
形に応じて偏向電流Ｉｙの値を変調することも可能であ
り、これによって画像の上下部分の水平振幅を中央部に
比べて縮めるサイドピンクッション歪み補正が可能とな
る。

【０００５】ところで、図８に示す回路において、明る
い画像を受像して受像管の陽極電流、即ち、高圧負荷電
流Ｉａが増大すると、フライバックトランス８の内部イ
ンピーダンスのためにその高圧値ＨＶが低下する。これ
を図示すると、図９の実線のようになるが、勿論理想的
には同図の破線で示すように、高圧ＨＶは負荷電流Ｉａ
に無関係に一定であった方が良い。もし、この実線のよ
うに高圧負荷電流１ａの増加と共に高圧ＨＶが低下した
場合、ダイオードモジュレータ回路の特性により、同時
に水平偏向コイル電流Ｉｙの値もそれに合わせて低下さ
せ、結果として、画像の水平振幅が動かないようにする
ことはできる。しかし、垂直振幅のほうは、高圧ＨＶが
低下すれば偏向能率が上がるために増加し、結局画像振
幅はその明るさによって変化し、不安定な画像となって
しまう。また、この高圧ＨＶの低下は、当然画像のピー
ク時の明るさを制限し、また受像管のフォーカス特性も
悪化させることになり、画像の品位を著しく低下させ、
問題点の一つであった。

【０００７】この図１０に示す回路の各部の動作は次の
ようになる。即ち、まず良く知られた水平偏向回路の基
本動作により、図１１（Ａ）に示すように、帰線時間ｔ
ｒのパルス幅を持つパルスＶｃが水平出力トランジスタ
１のコレクタに発生しているものとする。これに対し
て、電子スイッチ１７は、図１１（Ｂ）に示すように、
帰線時間ｔｒより前の一部期間ｔｏｆｆの間だけ遮断
し、他のｔｏｎ期間は導通する。その結果、フライバッ
クトランスの一次巻線８ａの一端に加えられる出力電圧
Ｖｏは、ｔｏｆｆでゼロにボトミングし、ｔｏｎで電源
電圧Ｅｂに等しくなる方形波となる。

【０００８】この方形波Ｖｏのｔｏｆｆ期間の前縁時刻
Ｔは、外部からの制御で前後できるものとし、後縁は帰
線時間ｔｒのスタート時刻にほぼ一致させる。すると、
このときのフライバックトランスの一次巻線８ａの電流
Ｉｔは、図１１（Ｃ）のようになる。即ち、電子スイッ
チ１７が導通するｔｏｎ期間では、電流は電源Ｅｂから
一次巻線８ａを通して、出力トランジスタ１またはダン
パーダイオード２，３を還流するので、この電流Ｉｔは
直線的に増加する傾斜電流となる。しかし、ｔｏｆｆ期
間に入ると、電流はフライホイールダイオード１８を通
して、一次巻線８ａ及び出力トランジスタ１に流れるよ
うになる。すると、この電流ループには先の電圧Ｅｂの
ような電圧源がないので、電流値はｔｏｎでの最終の値
をそのまま保ち続けて流れ、結局電流Ｉｔの波形はｔｏ
ｆｆの期間が平坦になったノコギリ波となる。

【０００９】ここで、ｔｏｆｆの始まりの時点Ｔの位置
を前後した場合を考える。もし、Ｔがより後ろの方に位
置したとすると、図１１（Ｃ）の破線で示したように平
坦区間が短くなり、その結果、帰線時間ｔｒ直前のＩｔ
の値Ｉｔｏは増加する。逆に同図の一点鎖線で示したよ
うに、Ｔの位置がより前のほうに位置すると、Ｉｔの平
坦部分が長くなり、ｔｒ直前の電流値Ｉｔｏが減少す
る。

【００１０】この電流Ｉｔｏは一度巻線に電磁エネルギ
ーとして蓄えられた後、次の帰線時間ｔｒに静電エネル
ギーとしてコレクタパルスＶｃに変換される。従って、
前述したように、ｔｏｆｆの始点Ｔを後ろに移動させて
Ｉｔｏの値を増加させると、図１１（Ａ）の破線のよう
に、コレクタパルスＶｃが増加し、逆にＴを前にしてｔ
ｏｆｆを長くし、Ｉｔｏを減少させるとＶｃも減少す
る。即ち、Ｔを加減することによって、コレクタパルス
Ｖｃの大きさが制御できる。この時、フライバックトラ
ンスの一次巻線８ａの両端間に加わる電圧Ｖｔは、図１
１（Ｄ）のようになるので、これが二次巻線８ｂに昇圧
された後、ダイオード９で整流されて得た高圧ＨＶもＴ
の時間位置によって制御できることになる。

【００１１】また、図１０において、分圧抵抗１３，１
４によって得られた電圧Ｅｒｆは、演算増幅器１５によ
って基準電圧（第１の基準電圧）Ｅｓｌと比較され、そ
の出力Ｅｏが波形発生回路１６に加えられる。すると、
波形発生回路１６からは水平偏向に関した外部からのパ
ルスＶｈを時間的基準として、Ｅｏの値に応じてパルス
幅の変わるスイッチ制御パルスＶｄが生じる。電子スイ
ッチ１７の開閉は、このパルスＶｄに応じて行われる。
そこで、もし高圧ＨＶが上昇して、電圧Ｅｒｆが基準電
圧Ｅｓｌを越えそうになると、その比較結果の電圧Ｅｏ
は波形発生回路１６に作用して、Ｖｄのパルス幅ひいて
はスイッチ出力Ｖｏのパルス立ち下がり時刻Ｔがより前
に移動するように各部の極性を定める。

【００１２】このようにすると、ドリフトその他の理由
により、高圧ＨＶが変動しそうになっても、ただちにＴ
の時間位置がそれを打ち消すように働くので、結局高圧
はそれを分圧した電圧Ｅｒｆが基準電圧Ｅｓｌに常に一
致する形で安定し、電源電圧Ｅｂの変動やその他のドリ
フトに左右されないばかりでなく、高圧負荷電流Ｉａの
変化に対しても一定で、図９の破線に示したような理想
に近い特性が得られる。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の改良された高圧発生回路にも問題がある。それ
は負荷電流Ｉａの変化に伴う高圧ＨＶの変動の補償を行
うために、スイッチ出力波形Ｖｏのパルス幅を変えてい
ることに起因する。即ち、図１１から分かるように、時
刻Ｔを動かすと、当然波形Ｖｏのデューティサイクルが
変わって、その平均電圧Ｖｏｍも動いてしまう。一方、
偏向コイル６を流れる電流Ｉｙのピークーピーク（ｐー
ｐ）値はＳ字補正コンデンサの両端電圧Ｅｓに比例す
る。そして、この電圧Ｅｓは、先の電圧Ｖｏｍが増加す
ると同時に増加してしまう。従って、高圧負荷電流Ｉａ
が増加すると、前述したように、これによる高圧低下を
補償するために、Ｔの位置が後ろのほうに移動して電圧
Ｖｏｍが増加してしまうので、結局偏向コイル電流Ｉｙ
も図１２に示すように増加してしまうことになる。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、（１）水平偏向周期に同
期したパルスに応じてスイッチング動作を行う水平出力
トランジスタと、前記水平出力トランジスタに並列に接
続され、且つ各々に共振コンデンサを並列に接続した複
数個のダンパーダイオードの直列回路と、一方の端子を
前記水平出力トランジスタのコレクタ端子に接続し、他
方の端子を前記ダンパーダイオード間の接続端子に接続
した水平偏向コイルとＳ字補正コンデンサとの直列回路
と、一次巻線の一方の端子を前記水平出力トランジスタ
のコレクタ端子に接続し、二次巻線に受像管の陽極用高
圧を生成する高圧整流ダイオードを接続したフライバッ
クトランスと、電源と接地との間に、電子スイッチとフ
ライホイールダイオードとの直列回路を接続し、前記電
子スイッチより出力される方形波電圧もしくはこの平均
値電圧を、前記フライバックトランスの一次巻線の他方
の端子に供給するチョッパーレギュレータ回路と、前記
複数個のダンパーダイオードの接続点と接地との間に接
続されたチョークコイルと変調コンデンサとの直列回路
と、前記電子スイッチより出力される方形波電圧と逆の
極性を有し、前記電子スイッチのオン・オフ制御を行う
励振波形を出力する波形発生回路とからなる水平偏向高
圧発生回路において、前記陽極用高圧を分圧した電圧と
第１の基準電圧を比較して、陽極用高圧が一定となるよ
うに、前記波形発生回路より出力される励振波形のデュ
ーティサイクルを制御する第１の制御回路と、前記波形
発生回路より出力される励振波形を平均化した電圧と第
２の基準電圧を比較して、前記水平偏向コイルを流れる
電流が一定となるように、前記変調コンデンサの両端電
圧を制御する第２の制御回路を備えたことを特徴とする
水平偏向高圧発生回路を提供し、

【００１６】（２）前記第２の制御回路は、前記励振波
形を平均化した電圧にするローパスフィルタと、反転端
子に前記平均化した電圧を入力し、非反転端子に基準電
圧を入力する反転増幅器とを備え、前記反転増幅器の出
力電圧に比例して、前記変調コンデンサの両端電圧を制
御し、前記水平偏向コイルを流れる電流が一定となるよ
うにしたことを特徴とする（１）記載の水平偏向高圧発
生回路を提供し、（３）前記反転増幅器の非反転端子に
入力する基準電圧に垂直偏向周期の波形を重畳すること
により、画像の左右端に発生する歪みを補正することを
特徴とする（２）記載の水平偏向高圧発生回路を提供
し、（４）前記反転増幅器の非反転端子に入力する基準
電圧の値を、水平偏向周波数に応じて変化させることを
特徴とする（２）記載の水平偏向高圧発生回路を提供す
るものである。

【００１７】

【実施例】以下、本発明の水平偏向高圧発生回路につい
て、添付図面を参照して説明する。図１は本発明の一実
施例を示す回路図である。なお、図１において、先に説
明した図８あるいは図１０と同じ動作をする部分には同
一符号を付け、その詳細な説明は省略する。特に、符号
１から１８までは、図１０に示す回路と基本的に同一原
理の動作を行い、高圧ＨＶの安定化の働きをすることに
変わりはない。

【００１８】図１に示す回路で、新たに追加されたの
は、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと略記する）（第
２の制御回路）１９及び反転増幅器（第２の制御回路）
２０である。このようにすると、波形発生回路１６で得
られた励振波形Ｖｄの平均化された直流電圧Ｅｏｍが、
ＬＰＦ１９の出力に生じる。そして、この電圧Ｅｏｍは
次の反転増幅器２０で、第２の基準電圧Ｅｓ２と比較さ
れ、その出力が電圧Ｅｏｍに応じて変化する電圧Ｅｉと
なる。この反転増幅器２０の出力電圧Ｅｉは、さらに変
調回路（第２の制御回路）１２に加えられ、Ｅｉの値に
応じて電圧Ｅｍｏｄを変調し、水平偏向電流Ｉｙのｐ−
ｐ値を制御する。ところで、図１に示す回路では、高圧
負荷電流Ｉａの変動に対して、高圧ＨＶを一定に保つた
めに、電子スイッチ１７の出力波形Ｖｏのデューティサ
イクル、換言すれば、その平均電圧値Ｖｏｍを変化させ
て対応している。しかし、電圧Ｖｏｍが変化すると、本
来ならば、当然水平偏向電流Ｉｙの値も変わってしま
う。そこで、変調コンデンサ１１の両端電圧Ｅｍｏｄの
値を動かして、電圧Ｖｏｍの動きを相殺し、水平偏向電
流Ｉｙを安定化する方法を考える。

【００１９】これを図１の一部を抜き出した図２で説明
する。まず、図２に示すように、電源Ｖｏから一次巻線
８ａ、偏向コイル６、Ｓ字補正コンデンサ７、チョーク
コイル１０、及び変調コンデンサ１１の電気ループを考
える。すると、このループの中の直流電圧の和はゼロに
なるから、方形波Ｖｏの平均値がＶｏｍであるならば、

【００２０】

【数１】

【００２１】となる。従って、この式から、もし高圧負
荷電流Ｉａが増加した結果、前述したような演算増幅器
（第１の制御回路）１５、波形発生回路１６、電子スイ
ッチ１７等による高圧ＨＶを一定化するための制御作用
により電圧Ｖｏｍが増加しても、その分だけ電圧Ｅｍｏ
ｄが増加すれば、Ｓ字補正コンデンサの両端電圧Ｖｓは
動かない。そして、偏向電流Ｉｙはこの電圧Ｖｓによっ
て定まるから、これも一定となり水平振幅は動かないこ
とになる。このことから、電圧Ｖｏｍの変化分と同じだ
け、電圧Ｅｍｏｄの垂直パラボラ分を除いた平均値が動
けば良いということになり、この条件に合致するように
図１に示す反転増幅器２０と変調回路１２を定めれば、
偏向コイル電流が安定し、しかも高圧の安定度も保たれ
ることになる。

【００２２】図３は図１に示す反転増幅器２０の周辺回
路についての具体的な例を示したものであり、図３にお
いて、２１は演算増幅器、２２，２３は増幅度を決定す
るための帰還抵抗、２４はポテンシオメータ、２５はフ
ィルタコンデンサである。この反転増幅器２０に前述し
た電子スイッチ１７のための励振波形Ｖｄが加わるわけ
であるが、ＬＰＦ１９については抵抗２３にフィルタコ
ンデンサ２５を付加するだけで済ませている。また、非
反転端子には直流電源Ｅよりポテンシオメータ２４で分
圧して得た第２の基準電圧Ｅｓ２が加わる。

【００２３】図４は電子スイッチ１７の出力波形Ｖｏと
励振波形Ｖｄとの関係を示す波形図である。即ち、出力
波形Ｖｏは、図４（Ａ）に示すように、全周期１に対し
てａのデューティーサイクルを持つ方形波である。従っ
て、電源電圧をＥｂとすれば、その平均値Ｖｏｍはａ・
Ｅｂとなる。また、これと逆極性の励振波形Ｖｄは、図
４（Ｂ）に示すようになる。ここで、波形発生回路の電
源電圧をＥｂより低電圧のＥとすると、励振波形Ｖｄは
ゼロとＥとの間をスイングする方形波となり、その平均
値はＥ１は（１−ａ）Ｅに等しい。一方、基準電圧Ｅｓ
２はポテンシオメータ２４によって電源電圧Ｅがｂの比
率で分圧されたｂ・Ｅであるものとする。以上の条件の
もとに、図３の各部の電圧値を考えてみる。まず、入力
Ｅ１と出力Ｅｉとの関係は、抵抗２２，２３の抵抗値を
それぞれＲ１，Ｒ２として、

【００２４】

【数２】

【００２５】これから、変調回路１２の電圧増幅度をα
とすれば、変調電圧Ｅｍｏｄは、

【００２６】

【数３】

【００２７】となる。ここで、この第１項を出力電圧Ｖ
ｏの平均値Ｖｏｍに等しくすると、

【００２８】

【数４】

【００２９】即ち、α（Ｒ２／Ｒ１）＝Ｅｂ／Ｅとなる
ように、α，Ｒ１，Ｒ２を定める。すると、当然平均電
圧Ｖｏｍが動いたのと同じ量だけ変調電圧Ｅｍｏｄが動
くことになり、前述の偏向電流Ｉｙの振幅一定の条件が
満たされる。また、数３の第２項は、電圧Ｖｏｍ、換言
すればデューティーサイクルａに左右されない固定項で
ある。従って、ここでポテンシオメータ２４によってｂ
の値を動かせば、電圧Ｅｍｏｄの値を独立に動かすこと
ができ、これによって水平の振幅調整ができることにな
る。

【００３０】また、これまでは図１に示すように、電子
スイッチ１７の出力方形波Ｖｏを直接フライバックトラ
ンス８の一次巻線８ａの一端に加える方式で説明した。
しかし、これは勿論図５に示すように、電源チョークコ
イル２６と平滑コンデンサ２７によって直流値Ｖｏｍを
得てから一次巻線８ａに加える通常のチョッパー方式に
も応用できる。いずれの場合でも、本発明では演算増幅
器１５，波形発生回路１６，ＬＰＦ１９，及び反転増幅
器２０の制御回路を構成する部分が、ＥｂやＶｏｍに比
べて遥かに低い電圧だけで動作するので、電力的に有利
であり、かつＩＣ化の際も有利である。

【００３１】また、図３に示す演算増幅器２１の非反転
端子の電圧値によって水平振幅が変えられるということ
は、この電圧を垂直周期の波形でダイナミックに変動さ
せれば、画像の左右端の歪みが補正できることを意味す
る。即ち、図６に示すように、演算増幅器２１の非反転
端子に、結合コンデンサ２８を通して垂直周期の波形Ｖ
ｐｂを加えれば良い。例えば、図６に示すように、この
波形Ｖｐｂが垂直周期中央部で水平振幅を広げるいわゆ
るサイドピンクッション歪補正がなされる。また、さら
に、多種の水平偏向周波数に対応する場合、各周波数モ
ードに合わせて水平振幅を変えてやる必要がある場合が
多い。その場合はやはり図６に示すように、非反転端子
に加える第２の基準電圧Ｅｓ２を得るのに、ポテンシオ
メータで直流電圧Ｅを分圧するのではなく、それぞれの
周波数モードに合わせたプリセット値を生成する回路２
９を設け、周波数制御信号ｆに応じて最適なＥｓ２を加
えるようにすれば良い。

【００３２】図７は本発明の具体的な回路の一例を示す
図である。ここで、図１での電子スイッチ１７はＤ型の
ＭＯＳＦＥＴ３０であり、このゲートがソースに対して
負になると、ソース・ドレイン間が導通する。従って、
ここでは図示しない波形発生回路からの励振パルスＶｄ
は、この条件に合致してｔｏｆｆ期間でソース電圧、即
ち電源Ｅｂに等しいか、若干正で、ｔｏｎ期間でこれよ
り適宜負になるように設定されているものとする。ＬＰ
Ｆ１９はここでは抵抗２３とコンデンサ２５で構成され
る。抵抗２２は帰還抵抗であり、これと抵抗２３の値の
設定によって反転増幅器２０の増幅度を設定でき、演算
増幅器２１の出力には前述したような電圧Ｅｉが得られ
る。さらに、変調回路１２は第１のトランジスタ３１と
第２のトランジスタ３２からなる。ここで、３６は第１
のトランジスタ３１のベース入力抵抗、３３はコレクタ
抵抗、３４，３５は帰還用抵抗、３７は電流制限抵抗、
Ｅは直流電源電圧である。

【００３３】このようにして、結合コンデンサ２８の一
端に垂直周期のパラポラ状波形Ｖｐｂを加えると、第２
のトランジスタ３２のコレクタ電圧はＶｐｂに応じて変
動し、コンデンサ１１の電圧Ｅｍｏｄは垂直パラボラ波
形で変調される。従って、先に説明したように水平振幅
は画像の上下端で縮み、中央部で伸びるような補正、即
ちサイドピンクッション歪の補正がなされる。また、電
圧Ｅｉは、前述したように負荷電流Ｉａの変動に合わせ
て増減し、この変化によって、コンデンサ１１の直流電
圧レベルも増減する。従って、先の説明から明らかなよ
うに、増幅器２０の増幅度を適宜設定すれば、電圧Ｖｏ
ｍが上昇してもそれに合わせてコンデンサ１１の電圧Ｅ
ｍｏｄの直流分が上昇し、その結果、図５で説明したＳ
字補正コンデンサ７の電圧Ｖｓの値は変わらず、水平振
幅が一定に保たれることになる。

【００３４】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、請求項１及
び請求項２に示す本発明の水平偏向高圧発生回路は、高
圧負荷電流の変化に対して高圧を一定に保つと同時に、
水平偏向電流も一定に保つことができ、画像の明るさと
無関係に画像の大きさが一定化される。また、電源電圧
変動やその他のドリフトに対しても、高圧出力及び水平
振幅が安定化される。さらに、その制御を行う回路は低
電力で構成でき、ＩＣ化にも好適である．また、請求項
３に示す本発明の水平偏向高圧発生回路は、さらに容易
に画像の左右端に発生するサイドピンクッション歪みを
補正することができる。また、請求項４に示す本発明の
水平偏向高圧発生回路は、さらに多種の水平周波数に対
応したディスプレイ機器において、各周波数モードに合
わせて水平振幅を変えることができるという実用上極め
て優れた効果がある。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】水平偏向周期に同期したパルスに応じてス
イッチング動作を行う水平出力トランジスタと、前記水平出力トランジスタに並列に接続され、且つ各々
に共振コンデンサを並列に接続した複数個のダンパーダ
イオードの直列回路と、一方の端子を前記水平出力トランジスタのコレクタ端子
に接続し、他方の端子を前記ダンパーダイオード間の接
続端子に接続した水平偏向コイルとＳ字補正コンデンサ
との直列回路と、一次巻線の一方の端子を前記水平出力トランジスタのコ
レクタ端子に接続し、二次巻線に受像管の陽極用高圧を
生成する高圧整流ダイオードを接続したフライバックト
ランスと、電源と接地との間に、電子スイッチとフライホイールダ
イオードとの直列回路を接続し、前記電子スイッチより
出力される方形波電圧もしくはこの平均値電圧を、前記
フライバックトランスの一次巻線の他方の端子に供給す
るチョッパーレギュレータ回路と、前記複数個のダンパーダイオードの接続点と接地との間
に接続されたチョークコイルと変調コンデンサとの直列
回路と、前記電子スイッチより出力される方形波電圧と逆の極性
を有し、前記電子スイッチのオン・オフ制御を行う励振
波形を出力する波形発生回路とからなる水平偏向高圧発
生回路において、前記陽極用高圧を分圧した電圧と第１の基準電圧を比較
して、陽極用高圧が一定となるように、前記波形発生回
路より出力される励振波形のデューティサイクルを制御
する第１の制御回路と、前記波形発生回路より出力される励振波形を平均化した
電圧と第２の基準電圧を比較して、前記水平偏向コイル
を流れる電流が一定となるように、前記変調コンデンサ
の両端電圧を制御する第２の制御回路とを備えたことを
特徴とする水平偏向高圧発生回路。
【請求項２】前記第２の制御回路は、前記励振波形を平均化した電圧にするローパスフィルタ
と、反転端子に前記平均化した電圧を入力し、非反転端子に
基準電圧を入力する反転増幅器とを備え、前記反転増幅器の出力電圧に比例して、前記変調コンデ
ンサの両端電圧を制御し、前記水平偏向コイルを流れる
電流が一定となるようにしたことを特徴とする請求項１
記載の水平偏向高圧発生回路。
【請求項３】前記反転増幅器の非反転端子に入力する基
準電圧に垂直偏向周期の波形を重畳することにより、画
像の左右端に発生する歪みを補正することを特徴とする
請求項２記載の水平偏向高圧発生回路。
【請求項４】前記反転増幅器の非反転端子に入力する基
準電圧の値を、水平偏向周波数に応じて変化させること
を特徴とする請求項２記載の水平偏向高圧発生回路。