JP2583219B2

JP2583219B2 - 表示偏向装置

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Publication number: JP2583219B2
Application number: JP61233127A
Authority: JP
Inventors: フリードリツヒビルヘルムデイーツボルフガング
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Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1985-09-30
Filing date: 1986-09-29
Publication date: 1997-02-19
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Description

【発明の詳細な説明】＜産業上の利用分野＞この発明は、偏向周波数に関連する周波数でパラボラ
波形を発生する表示回路に関する。

＜発明の背景＞表示装置では、映像管中の電子ビームは、水平偏向巻
線及び垂直偏向巻線を流れる鋸歯状偏向電流により発生
される磁界により偏向される。偏向された電子ビーム
は、映像管の蛍光スクリーンを走査して該スクリーン上
にラスタ・パターンを形成する。このラスタ・パターン
には、補正しなければ、例えば左右ピンクツシヨン歪み
や上下ピンクツシヨン歪みのような様々な歪みが生じる
ことがある。

例えば左右ピンクツシヨン歪みを補正するために、水
平偏向巻線中の水平偏向トレース電流を垂直周波数でパ
ラボラ（放物線）状に変調してもよい。このようなパラ
ボラ変調は、例えば、水平偏向回路の出力段に結合され
た変調回路により行なわれる。

代表的な水平偏向回路の出力段では、偏向トレース・
キヤパシタが偏向巻線に結合されている。このトレース
・キヤパシタは、Ｂ＋動作電圧源からフライバツク変成
器の１次巻線を介して充電される。偏向スイツチが、偏
向巻線に水平周波数鋸歯状電流を発生するために設けら
れている。水平リトレース期間中、水平偏向巻線はリト
レース・キヤパシタと共に共振回路として動作して、鋸
歯状電流のフライバツクが行われる。

トレース電流を垂直周波数（率）でパラボラ状に変調
する周知の方法の１つでは、実質的にパラボラ状である
垂直周波数電圧をDC電圧に加算して、Ｂ＋動作電圧を水
平偏向出力段に供給する。このような構成では、Ｂ＋動
作電圧には垂直周波数の実質的にパラボラ状の成分の電
圧とDC成分電圧とが含まれる。Ｂ＋動作電圧は、ラスタ
の垂直方向の中央部では最大になり、上端部及び下端部
では最小となる。この結果、トレース・キヤパシタの両
端間のトレース電圧は、パラボラ状に変化し、これによ
り左右ピンクツシヨン補正が行われる。

テレビジヨン受像機には、例えば、水平偏向電流の振
幅を制御する調節可能抵抗が設けられることがある。こ
の調節可能抵抗は、一般に、「幅制御装置」と呼ばれて
いる。ラスタの幅の調節は、この幅制御装置を用いて偏
向電流の所要の振幅を得ることにより達成される。上述
した構成では、幅制御装置は、Ｂ＋動作電圧のDC成分電
圧を制御することによりラスタ幅を制御している。

テレビジヨン受像機で行われることがあるもう１つの
調節は、上述したようなピンクツシヨン歪み補正を与え
るパラボラ状電圧の振幅の調節である。例えば、ラスタ
の左右変調の範囲は、Ｂ＋動作電圧の一部分である実質
的にパラボラ状の成分電圧のピーク・ピーク振幅により
決まる。ラスタの幅は、スクリーンの垂直方向における
中央部のＢ＋動作電圧のレベルにより決まる。垂直方向
における中央部に生じるバラボラ状の成分電圧の最大レ
ベルによりラスタの幅が決まる。

＜発明の概要＞この発明の１つの特徴に従えば、ラスタの幅の調節と
ピンクツシヨン歪みの補正とを簡単にするために、パラ
ボラ状の成分電圧のピーク・ピーク振幅を変えて、即
ち、調節して、このような調節によるラスタ幅への影響
なしに所要のピンクツシヨン歪み補正を得ることが望ま
しい。このようにすると、ピンクツシヨン歪み補正を与
えるパラボラ状の成分電圧を調節した後で幅制御装置を
再び調節する必要がない。

この発明の１つの特徴として、垂直方向における中央
部に生じるＢ＋動作電圧のピーク・レベルは、そのＢ＋
動作電圧のパラボラ状の成分電圧のピーク・ピーク振幅
が調節されてピンクツシヨン補正が行われる時、自動的
に一定に維時される。

この発明の１つの特徴に従えば、テレビジヨン装置
は、偏向周波数に関連する期間を持つた周期的なパラボ
ラ電圧を発生する。基準電圧源が設けられており、制御
信号が、パラボラ電圧と基準電圧との差に従つて発生さ
れる。この制御信号は、パラボラ電圧の期間の所定の部
分中に生じるパラボラ電圧のレベルを基準電圧によつて
決まるレベルに維持する。パラボラ電圧の振幅例えばピ
ーク・ピーク振幅に変化が生じた時、この制御信号によ
り、上記期間の所定部分中に発生するパラボラ電圧が自
動的に同じレベルに維持される。

この発明のもう１つの特徴として、パラボラ電圧は、
垂直周波数であり、ラスタ歪み補正を与える調節可能な
ピーク・ピーク振幅を持つている。パラボラ電圧のピー
ク・ピーク振幅が調節された後、制御信号は、基準電圧
のレベルに従つて、各垂直期間におけるパラボラ電圧の
最小レベルを実質的に同じレベルに維持する。このよう
にして、制御信号によりラスタの幅が一定に維持され
る。

この発明のさらにもう１つの特徴として、パラボラ電
圧がＢ＋動作電圧の発生源に供給されて、Ｂ＋動作電圧
の実質的にパラボラ状の電圧成分が形成される。Ｂ＋動
作電圧は偏向回路の出力段に供給されて、偏向巻線中の
トレース電流の振幅がパラボラ状に変わり、ピンクツシ
ヨン歪み補正が得られる。Ｂ＋動作電圧のパラボラ成分
電圧の瞬時レベルは、パラボラ電圧の波形の瞬時レベル
により決まる。各垂直期間において、Ｂ＋動作電圧の最
大レベルは、パラボラ電圧が最小のレベルになる時に生
じる。パラボラ電圧のピーク・ピーク振幅が変化する
時、即ち、調節される時にパラボラ電圧の最小レベルが
自動的に同じレベルに維持されるようにすることによ
り、Ｂ＋動作電圧の最大レベルが自動的に同じレベルに
維持される。よつて、Ｂ＋動作電圧の最大レベルは、調
節可能なバラボラ電圧成分のピーク・ピーク振幅に左右
されない。従つて、ラスタの垂直方向における中央部で
は、水平トレース電流の振幅は、調節可能なパラボラ成
分電圧の振幅に関係なく一定に維持される。ラスタの幅
は、パラボラ成分電圧のピーク・ピーク振幅が調節され
た後、一定に維持される。

＜実施例の詳細な説明＞第１図には、変調回路200を含む水平偏向回路122が示
されている。変調回路200は、水平偏向回路122中の水平
偏向電流i_yをパラボラ（放物線）状の垂直周波数で変調
することにより左右ピンクツシヨン歪み補正を行う。従
来設計の水平偏向回路122には、水平偏向巻線L_Yに結合
された偏向トレース・キヤパシタC_Sが含まれる。この偏
向トレース・キヤパシタC_Sは、変調回路200の電源40に
よつて与えられるＢ＋動作電圧により充電される。Ｂ＋
動作電圧は、水平偏向回路122のフライバツク変成器T1
の１次巻線T1aの端子27に供給される。偏向スイツチ・
トランジスタQ1が、偏向巻線L_Yに水平周波数鋸歯状電流
i_Yを発生するために設けられている。水平リトレース期
間中、水平偏向巻線L_Yは、リトレース・キヤパシタC_Rと
共振回路を形成して、鋸歯状電流i_Yのフライバツクを与
える。偏向スイツチQ1は、従来設計の水平発振・駆動ユ
ニツト120によつて制御される。Ｂ＋動作電圧の瞬時値
は、電源40で入力信号V_INによつて制御される。電源40
は、図示の例では、入力信号V_INに実質的に一定の正の
係数Ｋを掛けたものに等しいＢ＋動作電圧を発生するよ
うに動作する。電源40は、従来設計のもので、これに
は、例えば、パルス幅変調原理を用いた切り換えモード
電源、或いは、Ａクラス・モードで動作する直列通過ト
ランジスタが含まれる。

変調回路200は、Ｂ＋動作電圧の瞬時レベルを制御す
る信号V_INの瞬時レベルを制御することにより、偏向巻
線L_Y中の偏向電流i_Yを制御する。変調回路200により、
鋸歯状波形を有する偏向電流i_Yは、後で述べるように、
垂直周波数パラボラ電圧V_P2、幅制御電圧V_W及び垂直周
波数チルト制御電圧V_Tの各水平期間におけるレベルの代
数的総和に各水平期間において比例するピーク・ピーク
振幅を持つ。この代数的総和において、電圧V_P2と電圧V
_Tの各々を表す項は、この加算の前にマイナス１倍され
る。チルト制御信号V_Tは、変調回路200の増幅器41の反
転入力端子41aに容量的に供給される。この信号V_Tは、
実質的に鋸歯状の波形を持つており、図面には示されて
いないテレビジヨン・スクリーン上のラスタのチルトを
制御する。左右ピンクツシヨン歪み補正を与えるパラボ
ラ電圧V_P2は、抵抗42を介して、電流加算回路点として
働く端子41aに供給される。幅制御信号V_Wは、DC電圧で
あり、可変抵抗43の値を換えることにより調節される。
この信号V_Wは増幅器41の非反転入力端子41bに供給さ
れ、ラスタの垂直方向の中央部における偏向電流の振幅
を制御してラスタの幅を制御する。

フライバツク変成器T1の２次巻線T1bで発生する水平
周波数リトレース電圧V_R2は、偏向巻線L_Y中の偏向電流i
_Yの大きさに比例するピーク振幅を持つている。このリ
トレース電圧V_R2はダイオードD3によつて整流されて、
キヤパシタC_Pにリトレース電圧V_R2のピーク電圧に比例
するD_C電圧V_Yが発生する。従つて、この電圧V_Yは、偏向
電流i_Yの振幅に比例する。この電圧V_Yは抵抗44を介して
電流加算端子41aに供給されるように、負帰還信号路が
形成されている。このような通常の負帰還の結果、偏向
電流i_Yは、上述したように電圧V_T、V_P2及びV_Wの代数的
総和に正比例するように制御される。

パラボラ電圧V_P2は、パラボラ電圧発生回路100により
発生されるパラボラ電圧V_P1から形成される。この電圧V
_P1の波形は、第２図ｂに示されている。この垂直周波数
パラボラ電圧V_P1は、各垂直期間中にその垂直期間の中
央部で最小レベルV_P1（MIN）を持つ。このレベルV_P1（M
IN）は、後で説明するように、実質的に零である。第１
図のバラボラ電圧V_P1は、可変抵抗45の一方の端部に供
給される。この抵抗45の他方の端部は、抵抗46に接続端
子45aにおいて結合されている。抵抗46の他方の端子
は、接地点に結合されている。パラボラ電圧V_P2は、可
変抵抗45によつて調節できるピーク・ピーク振幅を有
し、端子45aに現れる。

パラボラ電圧V_P1が上述のように都合よくほぼ零ボル
トである第２図ｂの最小レベルV_P1（MIN）を持つため、
第１図の抵抗45が調節されると、これに応じて、パラボ
ラ電圧V_P2のピーク・ピーク振幅は、このパラボラ電圧V
_P2の最小レベルが実質的な影響を受けることなしに調節
される。これは、抵抗45及び46が、パラボラ電圧V_P1に
調節可能な一定の分数を掛けて電圧V_P2を発生する線形
分圧器として動作するためである。パラボラ電圧V_P1の
最小レベルがほぼ零であるため、上記一定の分数による
掛け算の後パラボラ電圧V_P1に等しくなつているパラボ
ラ電圧V_P2の最小レベルも零である。

増幅器41における電圧反転により、パラボラ電圧V_P2
のレベルが最小値、即ち、零ボルトである時、信号V_IN
とＢ＋動作電圧の両方はそれに対応して最大値になる。
これによつて得られる利点は、Ｂ＋動作電圧の最大レベ
ルによつて制御される垂直期間の中央部における偏向電
流i_Yのピーク・ピーク振幅は、パラボラ電圧V_P2のピー
ク・ピーク振幅に拘らず一定になることである。

この発明の１つの特徴によれば、パラボラ電圧V_P2の
ピーク・ピーク振幅を調節して所要のピンクツシヨン・
ラスタ補正を行つても、これが偏向電流i_Yの最大ピーク
・ピーク振幅に関連するラスタ幅に影響を及ぼすことは
ない。偏向電流i_Yのピーク・ピーク振幅はラスタの垂直
方向における中央部で最大となり、これはパラボラ電圧
V_P2が最小の時である。

第１図には、この発明の特徴を実施したパラボラ電圧
V_P1を発生するパラボラ波形発生回路100が示されてい
る。垂直周波数（率）で変化する実質的に鋸歯状の波形
を含む正のDC信号V_ST1が垂直増幅器30の出力端子30aに
発生される。この垂直増幅器30は、垂直偏向巻線L_Vに垂
直偏向電流を発生する従来設計の垂直偏向増幅器より成
る。信号V_ST1は、ダイオードD2の陰極に供給される。ダ
イオードD2の陽極は、抵抗32と抵抗33との間に設けられ
た接続端子31に結合されている。抵抗32の他方の端子
は、図示の例では15ボルトであるDC電圧源V₃₃に結合さ
れている。抵抗33の他方の端子は、抵抗34を介して接地
点に結合されている。抵抗32、33及び34から成る分圧器
によつて接続端子31に生成されるDC電圧は、下に述べる
ようにクリツピング電圧レベルを設定する。キヤパシタ
C10が、端子34_aと接地点との間に接続されており、信号
V_ST2から水平周波数及びそれ以上の周波数の信号を取り
除く。

端子30aに生成される第１図中の波形に示される信号V
_ST1の各チツプa1は、垂直リトレース期間中に形成され
る。信号V_ST1が上記クリツピング電圧レベルを越えると
ダイオードD2は逆バイアスされて、信号V_ST1の各正のチ
ツプa1の一部は、端子31に供給されない。逆に、信号V
_ST1が上記クリツピング電圧レベルより低くければ、信
号V_ST1は全部端子31に供給され、信号V_ST1の波形に続く
正の実質的に鋸歯状のDC信号V_ST2が端子34aに形成され
る。従つて、信号V_ST2は、垂直周波数の鋸歯状波形を持
つDC電圧である。信号V_ST2は、垂直リトレース期間中に
生じる急速な立ち上がり端部a2と、垂直トレースの開始
から終了までに徐々に増加する変化率を持つたゆつくり
と下方に傾斜する部分a3とを持つている。

信号V_ST2は、エミツタ・ホロワとして接続されたトラ
ンジスタQ2のベース電極に供給される。トランジスタQ2
のエミツタ電極は信号V_ST2を積分器50の入力抵抗R_INTの
端子35に供給して、第２図Ｃに示される波形を持つ正の
DC入力信号V_ST3が端子35に形成される。第１図の信号V
_ST3は、トランジスタQ2のベース・エミツタ接合により
生じるDCレベル・シフトを除けば、信号V_ST2の波形に実
質的に追従する。

信号V_ST3は抵抗R_INTに供給され、抵抗R_INTはこの信号
V_ST3からこの抵抗R_INT中に交流（AC）入力電流i_INTを発
生する。抵抗R_INTの他方の端子は、積分器50の増幅器36
の反転入力端子36aに結合されている。積分キヤパシタC
_INTは、増幅器36の出力端子36bと反転入力端子36aとの
間に接続されている。増幅器36の非反転入力端子36cに
は、後程述べるように制御信号V_Mが供給される。キヤパ
シタC_INT、抵抗R_INT及び増幅器36により形成される積分
器50は、鋸歯状波形を持つたAC入力電流i_INTを時間積分
してキヤパシタC_INTに電圧V_CINTを生成することによ
り、出力端子36bにパラボラ電圧V_P1を発生する。

電圧比較器として動作する帰還増幅器37の反転入力端
子37aが、増幅器36の出力端子36bに結合されている。増
幅器37の非反転入力端子37bには、零ボルトに近く、説
明の便宜上例えば正である一定のDC基準電圧V_REFが供給
される。この電圧V_REFによつて、後程述べるようにパラ
ボラ電圧V_P1の最小レベルが決まる。

増幅器37の出力端子37cには、入力端子37aに供給され
た第２図ｂの電圧V_P1が基準電圧V_REFよりも小さな正の
電圧である時、第２図ａに示される波形を持つた比較的
大きな正の電圧V_37Cが発生される。逆に、第２図ｂの電
圧V_P1が基準電圧V_REFよりも大きい正の電圧である時、
第１図の帰還増幅器37は出力端子37Cに零ボルトを発生
する。第１図において、抵抗38が、出力端子37Cとキヤ
パシタC11の一方の端子との間に接続されている。キヤ
パシタC11の他方の端子は、接地点に結合されている。
キヤパシタC11の電圧は増幅器36の非反転入力端子36Cに
供給されて、キヤパシタC11の電圧に実質的に等しい制
御信号V_Mが形成される。抵抗38とキヤパシタC11の時定
数が垂直期間より相当に大きいので、キヤパシタC11の
電圧に等しい制御信号V_Mは各垂直期間内で著しく変化す
ることはない。

パラボラ電圧発生回路100を解析するために、増幅器3
6及び37のオフセツト電圧とバイアス電流とは凡て零で
あり、各利得及び帯域幅は無限大であると仮定する。電
圧i_INTの平均値は零でなければならない。そうでなけれ
ば、キヤパシタC_INTの電圧V_CINTの大きさは無制限に増
加することになる。従つて、定常状態では、反転入力端
子36aにおける電圧V_36aの平均値は、端子35における正
のDC信号V_ST3の平均値に等しい。キヤパシタC_INTによつ
て形成される増幅器36の出力端子36bと入力端子36aとの
間の負帰還信号路により、端子36aにおける電圧V_36aも
端子36Cにおける信号V_Mの電圧に等しくなる。従つて、
定常状態では、信号V_Mの平均値は、一定に維持され、信
号V_ST3の平均値に等しい。信号V_Mは、増幅器36の出力端
子36bから増幅器37を経て増幅器36の非反転入力端子36C
に至る帰還路により一定に維持される。

第２図ｂに示されるパラボラ電圧V_P1の例では、垂直
期間Ｖの部分T₁の範囲は、増幅器37の端子37aに供給さ
れる電圧V_P1が第２図ｂにおいて点線で示される基準電
圧V_REFより小さな正の電圧である期間として示されてい
る。特記すべき点は、パラボラ電圧V_P1が最小レベルV_P1
（MIN）になるのは、部分T₁のほぼ中央部であり、これ
は垂直期間Ｖの中央部になつていることである。

第１図の帰還増幅器37は、電圧V_P1とV_REFとの電圧比
較器として動作する。第１図の正の電流i_C11は、パラボ
ラ電圧V_P1が基準電圧V_REFより小さな正の電圧である第
２図ｂの垂直期間Ｖの部分T₁中に生じる。この正の電流
i_C11は、第２図ａに示される電圧V_37Cの正のパルスによ
つて生じる。逆に、負の電流i_C11が、第２図ｂのパラボ
ラ電圧V_P1が基準電圧V_REFより大きな正の電圧である垂
直期間の残りの部分中に生じる。パラボラ電圧V_P1が基
準電圧V_REFより大きな正の電圧である時、第１図の比較
器として動作する増幅器37の第２図ａに示される電圧V
_37Cは零である。この電圧V_37Cが零の時、負の電流i_C11
によりキヤパシタC11は放電する。

第２図ａの部分T₁中に生じる電圧V_37Cの正のパルスに
より、抵抗38を通れる第１図の正の電流i_C11は、垂直期
間Ｖの第２図ａの部分T₁中にキヤパシタC11を充電す
る。また、負の電流i_C11により、キヤパシタC11は第２
図ａの垂直期間の残りの部分中に放電する。前述のよう
に定常状態では、第１図の信号V_Mは実質的に一定であり
信号V_ST3の平均電圧に等しい。従つて、例えば、垂直期
間Ｖの部分T1中、正の電流i_C11によつて加えられる電荷
は、垂直期間Ｖの残りの部分中に負の電流i_C11によつて
取り除かれる電荷に等しくなければならない。第１図の
信号V_Mのレベルに比べて大きい第２図ａの正の電圧V_37C
によつて、第１図の正の電流i_C11が流れる。この結果、
正の電流i_C11は、電圧V_37Cが零の時に抵抗38に流れる負
の電圧i_C11のピーク電流よりも実質的に大きいピーク電
流を持つ。

従つて、定常状態の動作においては、パラボラ電圧V
_P1が最小レベルV_P1（MIN）になる第２図ｂの部分T₁の持
続期間は、各垂直期間における負の電流i_C11の平均値に
対する正の電流i_C11の平均値によつて決まる。部分T₁中
に流れる値の大きな正の電流i_C11は、負の電流i_C11が部
分T₁よりも長い垂直期間の残りの部分中に流れた結果と
してキヤパシタC11において失われたのと同じ電荷を部
分T₁中に補給しなければならない。定常状態において、
実質的に一定に維持され上述の如くである信号V_Mの平均
値は、信号V_ST3の平均値に等しい。従つて、定常状態に
おいて、垂直期間Ｖの部分T₁の接続時間と残りの部分と
の比率は、部分T₁中の負の電流i_C11の平均値と第２図ａ
の垂直期間Ｖの残りの部分中の正の電流i_C11の平均値と
の比率RTに直接関係することになる。特記すべきは、正
の電流i_C11は、負の電流i_C11の平均値よりも実質的に大
きいことである。

キヤパシタC_INTの電圧V_CINTは、後程述べるように、
信号V_ST3のピーク・ピーク振幅によつて決まるピーク・
ピーク振幅を持つAC成分電圧と、信号V_Mによつて制御さ
れるDC成分電圧との和である。電圧V_Pは、信号V_Mに等し
い電圧V_36aから電圧V_CINTを引いた値に等しい。従つ
て、第２図ｂの電圧V_P1は、DC成分電圧V_PIDCとAC成分電
圧V_PIACとの和に等しい。第１図の信号V_Mは、後程述べ
るように、第１図の電圧V_CINTの平均値を変えることに
よつて第２図ｂのDC成分電圧V_PIDCのレベルを変える。
第２図ｂから判るように、DC成分電圧V_PIDCが例えばよ
り大きな正の電圧になると、電圧V_P1が電圧V_REFより小
さい正の電圧である部分T₁の持続時間は減少する。逆
に、電圧V_PIDCがより小さな電圧になると、部分T₁の持
続時間は増加する。

不都合な変動、例えば、第１図の信号V_ST3のAC成分電
圧の振幅が増加した結果として、第２図ｂの部分T₁の持
続時間が、適正な定常状態の動作に必要な持続時間より
長くなつたと仮定する。前述したように、部分T₁の所要
の持続時間は、第１図の負の電流i_C11の平均値と正の電
流i_C11の平均値との比率RTによつて決まる。従つて、信
号V_Mの平均値は各垂直期間中に徐々に増加し、これによ
り信号V_Mは過渡的動作モードの期間中、信号V_ST3の平均
値を越えることになる。信号V_Mの平均値が信号V_ST3の平
均値より大きな正の電圧である限り、増幅器36の端子36
_Cにおける信号V_Mに等しい端子36aにおける電圧V_36aによ
つて、正味の、即ち、平均の負の電流i_INTが流れ、これ
により電圧V_CINTの平均値は徐々により小さな正の電圧
になる。電圧V_CINTがより小さな正の電圧になると、第
２図ｂのDC成分電圧V_PIDCはより大きな正の電圧にな
る。この結果、上記の持続時間は減少する。電圧V_P1が
電圧V_REFより小さな正の電圧であるこの持続期間は、部
分T₁として特定されている。従つて、部分T₁の持続時間
は、定常状態において、部分T₁が、前述のように負の電
流i_C11の平均値と正の電流i_C11の平均値との比率RTによ
つて決まる持続時間を持つようになるまで徐々に減少す
る。第２図ｂのDC成分電圧V_PIDCを制御することによつ
て、第１図の信号V_Mは、第２図ｂの部分T₁の持続時間を
所要の定常状態の長さにする。特記すべきは、定常状態
が得られると、第１図の信号V_Mは、再び、信号V_ST3の平
均値に等しい実質的にDC電圧になる。

第２図ｂの部分T₁中に、電圧V_P1は最小パラボラ・レ
ベルV_P1（MIN）になる。このレベルV_P1（MIN）になつた
時、パラボラ電圧V_P1の変化率は零である。部分T₁中、
電圧V_P1は基準電圧V_REFから著しくはずれることはな
い。これは、部分T₁中に、電圧V_P1のパラボラ波形が低
い変化率で変化するためである。このような低い変化率
になるのは、第１図の電流i_INTがその時小さいことによ
る。従つて、部分T₁中に生じる第２図ｂのパラボラ電圧
V_P1の最小レベルV_P1（MIN）は、零ボルトと小さな正の
電圧である基準電圧V_REFのレベルとの間にある値を持つ
ことになる。

この発明の別の特徴として、第１図の制御信号V_Mは自
動的に調節されて信号V_ST3の平均レベルになり、これに
より入力電流i_INTの平均値は零になる点がある。その結
果として、積分器50は、電圧V_P1の所要のパラボラ波形
の形状に悪影響を及ぼす可能性のあるDC阻止キヤパシタ
を使用する必要なしに、DC信号V_ST3を積分することがで
きるという効果が得られる。

前述したように、電圧V_P1の最小レベルV_P1（MIN）が
ほぼ零ボルトであるために、第１図のパラボラ電圧V_P2
の最小レベルは、電圧V_P2のピーク・ピーク振幅により
影響を受けることはない。従つて、ラスタ幅が、抵抗45
を調節してパラボラ電圧V_P2の振幅の変える際に、著し
く変化することはない。

この発明のさらに別の特徴として、鋸歯状波形のDC信
号V_ST3は、抵抗R_INTの端子35から、Ｂ＋動作電圧が現れ
る端子27に至る信号路全域に直流結合的に供給される点
がある。Ｂ＋動作電圧のパラボラ成分電圧を形成するこ
のような信号路には、DC阻止キヤパシタは使用されてい
ない。信号V_ST3の低周波数の垂直周波数（率）ではDC阻
止キヤパシタが大きな値のものでなければならないた
め、上記のDC阻止キヤパシタを使用しないことは大きな
効果がある。このようなDC阻止キヤパシタはサービス期
間後に漏洩しやすくなるため、これを使用すると動作の
信頼性が低下してしまい不利である。

第２図Ｃの下方に傾斜するV_ST3の変化率は、垂直トレ
ースの開始から終了まで徐々に増加する変化率を持つ第
１図中の信号V_ST2の下方に傾斜する部分a3に追従する。
第２図Ｃの信号V_ST3のこのような変化率は、積分器50の
積分処理によつて、左右ピンクツシヨン歪み補正を与え
る所望のパラボラ波形を得るのに、例えば典型的な鋸歯
状波形のような直線的に下方に傾斜する部分よりも望ま
しい。

第１図のトランジスタQ2は、位相分割器としても動作
する。トランジスタQ2のエミツタ電極とコレクタ電極と
の間に接続された電圧加算抵抗60は、この抵抗60の可動
端子WPの位置を調節することにより変えることができる
大きさと極性を持つた鋸歯状波形チルト制御電圧V_Tを上
記可動端子WPに生成する。この電圧V_Tは、増幅器41の端
子41aに容量的に結合されている。この電圧V_Tのピーク
・ピーク振幅を変えても、ラスタの幅には殆ど影響がな
い。これは、電圧V_Tによつて抵抗47及びキヤパシタ48に
流れる電流が、ラスタの垂直方向における中央部で零に
なるためである。

【図面の簡単な説明】

第１図は偏向回路出力段に左右ピンクツシヨン歪み補正
を与えるこの発明を実施したパラボラ波形発生回路を示
す図、第２図は第１図の回路の動作の説明する波形を示
す図である。 30……入力信号源、37……第２の手段、41 41……増幅器（調節可能手段）、45……可変抵抗（調節
可能手段）、100……第１の手段・周期的パラボラ電圧
の発生手段、122……偏向回路出力段、L_Y……偏向巻
線、V_ST2……入力信号、V_P1……パラボラ出力信号、V
_REF……基準信号、V_37C……制御信号、i_Y……周期的偏
向電流。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号に応答して偏向に関連する周波数
のパラボラ出力信号を発生する表示偏向装置であって、上記入力信号の信号源と、上記入力信号に応答して、実質的にパラボラ状の波形を
持った上記パラボラ出力信号を発生する第１の手段と、基準信号の信号源と、上記出力信号と上記基準信号とに応答して、これらの信
号の差を表す制御信号を発生する第２の手段とから成
り、上記制御信号は上記第１の手段に供給されて、上記パラ
ボラ出力信号の期間のうちの対応する所定部分中に生じ
る上記パラボラ出力信号を上記基準信号に応じて決まる
レベルになるように変化させる、表示偏向装置。
【請求項２】偏向巻線に第１の偏向周波数の偏向電流を
発生させて、テレビジョン受像機にラスタを生成させる
テレビジョン偏向装置であって、ラスタの幅を定める振幅を有するラスタの所定部分の走
査中に生じ、上記偏向巻線に上記第１の偏向周波数の周
期的偏向電流を発生させる偏向回路出力段と、上記出力段に結合されており、ラスタの幅を定める部分
を含むその周期的パラボラ電圧に従って上記偏向電流の
振幅をパラボラ状に変調する調節可能な振幅をもった第
２の周波数の周期的パラボラ電圧を発生する手段と、基準信号の信号源と、ラスタの幅を定める上記パラボラ電圧の上記部分と上記
基準部分とに応答してその差に従って、ラスタの幅を定
める上記部分のレベルを上記基準信号に従って制御する
ため上記パラボラ電圧を発生する手段に供給される制御
信号を発生する手段と、上記パラボラ電圧の振幅の調節によってラスタの幅が変
化しないよう維持するため、上記調節の後に、上記ラス
タの所定部分の走査中に生じる上記偏向電流の振幅が影
響を受けないよう上記パラボラ電圧の振幅を調節する手
段とから成る、テレビジョン偏向装置。