KR100588319B1 - 스위칭 리트레이스 커패시터에 의한 고전압 조절 회로 - Google Patents

Abstract

본 발명은 디스플레이 장치에 있어서 양극 전압(EHT)을 조절하는 회로에 관한 것이다. 수평 편향 회로(10)는 트레이스 및 리트레이스 작동 모드를 갖고 있다. 상기 수평 편향 회로는 직렬 연결된 스위치식 리트레이스 커패시턴스(CR2)와 스위치 소자(TR1), 그리고 고정 리트레이스 커패시턴스(CR1)을 추가적으로 가지고 있는데 상기 직렬 조합은 고정 리트레이스 커패시턴스와 병렬로 결합되어 있다. 상기 스위치 소자는 상기 수평 편향 회로가 리트레이스 작동 모드로 들어갈 때 닫혀진다. 전압 분할 회로망(R1, R2)은 양극 전압을 샘플링한다. 상기 리트레이스 기간 도중 스위치를 개방된 위치에 두는 시간을 선택함으로써 양극 전압을 조절할 수 있도록 제어 회로(20)가 스위치 소자를 제어하기 위한 샘플 전압(V1)에 대하여 응답한다. 상기 제어 회로는 또한 동서 방향의 핀쿠션(pincushion)보정 회로에 래스터 폭 보상 전압을 제공한다.

Description

스위칭 리트레이스 커패시터에 의한 고전압 조절 회로{HIGH VOLTAGE REGULATION BY SWITCHING RETRACE CAPACITORS}

본 발명은 일반적으로 정보 디스플레이 장치에서의 고전압 조절에 관련된 것으로서, 특히 음극선관을 이용하는 정보 디스플레이 장치에서의 양극 전압을 조절하는 것에 관한 것이다.

오늘날의 멀티미디어 환경에서는 여러 가지의 서로 다른 응용들에 대해서 단일 정보 디스플레이 장치를 사용하는 것이 더욱 선호되고 있다. 예컨대, 텔레비젼 수신기는 비디오 정보를 디스플레이하는 것 이외에도 문자 다중 방송 정보를 디스플레이하는 데에 사용될 수 있다. 최근에는, 컴퓨터와 가정용 전자 제품의 제조업자들이 텔레비젼 수신기가 텍스트 페이지, 고해상도의 그래픽과 같이 컴퓨터에 의해 제공되는 정보를 디스플레이하는 데에도 사용되는, 그러한 제품들을 제공하고 있다.

이들 서로 다른 응용들은 정보 디스플레이 장치의 편향과 고전압 회로로 인하여 향상된 성능을 요구한다. 예컨대, 비디오 정보를 디스플레이하는 데 있어서, 그 정보 디스플레이 장치는 어두운 스크린을 제공하여야 하며, 높은 빔 전류와 높은 음극 전압이 가능하여야 한다. 특히 컬러 디스플레이 모니터와 관련된 유형의 고 해상도 그래픽을 디스플레이하는 데에 동일한 정보 디스플레이 장치를 사용하게 되면 상기 정보 디스플레이 장치는 안정된 래스터 크기, 양호한 포커스 및 작은 스포트(spot) 크기를 추가적으로 제공하여야 한다. 따라서, 이들 추가적인 요구 사항들은 음극선관에 있어서 잘 조절된 양극 전압이 존재하는 가에 의존하게 된다.

U.S. 특허 제 5,357,175호에 의하여 하나의 수단이 제공되는데, 이 특허에서는 상기 양극 전압의 변화에 응답하여 B+ 전압을 변화시킴으로써 양극 전압을 조절하는 것을 개시하고 있다. 이 문헌은 또한 핀쿠션 보정 전압을 위해서 양극 전압으로부터 생성된 에러 신호를 수평 크기 보정 회로(54)에 제공하는 것을 개시하고 있다. 유럽 특허 출원 0 128 223 A1는 음극선 관에 있어서 상기 양극 전압을 조절하는 또 다른 하나의 수단을 제공하고 있는데, 이것은 귀선 기간 TR 동안에만 공진 커패시터 Ct′를 수평 편향 회로 내부 및 외부로 스위칭시키는 귀선 기간 제어 회로(1)를 개시하고 있다. 이러한 방법으로 상기 귀선 기간 제어 회로(1)는 고 전압 HV를 제어하기 위해서 귀선 기간 TR을 제어한다.

본 발명은 정보 디스플레이 장치의 음극선관에 있어서 잘 조절된 양극 전압을 제공하는 고전압 조절 회로를 목적으로 한다.

정보 디스플레이 장치에 있어서 양극 전압을 조절하는 회로는

트레이스 및 리트레이스 작동 모드를 갖는 수평 편향 회로로서,

고정 리트레이스 콘덴서, 직렬 조합의 스위칭식 리트레이스 콘덴서 및 스위치 소자(상기 직렬 조합은 상기 고정 리트레이스 콘덴서와 병렬로 결합되어 있고, 상기 스위치는 수평 편향 회로가 리트레이스 작동 모드로 들어갈 때 닫힌 상태에 있게 됨)를 추가적으로 가지고 있는 수평 편향 회로와,

양극 전압 크기 표시용의 샘플 전압을 제공하기 위한 전압 분할 회로망과,

리트레이스 기간 동안 스위치가 열린 상태에 있게 되는 시간을 선택함으로써 양극 전압을 조절하며, 스위치 제어용 샘플 전압에 응답하는 제어 회로

를 포함하고 있다.

본 발명의 전술한 특징 및 그 이외의 특징들, 사항들 및 장점들은 동일한 구성 요소에 대해서는 동일한 참조 부호로 표시한 첨부 도면들과 관련한 이하의 상세한 설명으로부터 명확해질 것이다.

도 1은 본 발명을 구현하는 고전압 조절 회로의 블럭도.

도 2는 제1도에서의 고전압 조절 회로에 대한 개략적인 도면.

도 3a 내지 도 3d는 고전압 조절 회로의 동작을 설명하는 데 유용한 전압 및 전류 파형을 도시한 도면.

도4a 및 도 4b는 정보 디스플레이 장치의 서로 다른 래스터 정정 회로와 결합된 고전압 조절 회로를 블럭 및 개략적인 형태로 도시한 도면.

도 1은 본 발명에 해당하는 고전압 조절 회로(100)의 동작 원리를 도시하고 있다. 수평 편향 회로(10)는 전자 빔을 편향시켜서 음극선관의 스크린 상에 래스터(raster)를 형성시킨다. 상기 수평 편향 회로에서의 리트레이스 전압 VR은 음극선관에 필요한 고전압의 양극 전압 EHT를 생성하는 데에 사용된다. 상기 리트 레이스 전압 VR은 도 3a에 도시되어 있는데, 특히 그 리트레이스 전압 VR은 저부하 즉, 작은 빔 전류 조건에서 거의 사인파 형태의 모양을 갖는다. 사인파 형태에 가까운 상기 모양은 리트레이스 전압 VR이 고부하 즉, 큰 빔 전류 조건에 있을 때 약간 왜곡된다. 도 3a 내지 도 3d에서의 점선은 고부하, 즉 큰 빔 전류 조건을 나타내고 실선은 저부하, 즉 작은 빔 전류 조건을 나타낸다.

상기 제어 회로(20)는 스위치 SW2가 개방된 상태에 있어야 하는 정확한 순간을 판단하기 위해서 양극 전압 EHT의 샘플을 사용한다. 예컨대, 양극 전압 EHT가 미리 정해진 레벨 이하로 떨어지면 상기 제어 회로(20)는 곧바로 상기 스위치 SW2를 개방시키고, 반대로 양극 전압 EHT가 미리 정해진 레벨을 초과하면 상기 제어 회로(20)는 스위치 SW2를 보다 늦게 개방시킨다. 이와 같은 방법으로 상기 양극 전압 EHT는 정확하게 조절될 수 있다.

도 2는 전형적인 실시예에 해당하는 고전압 조절 회로(100)를 개략적으로 도시하고 있다. 수평 편향 회로(10)는 수평 구동기(11), 스위치 SW1, S-쉐이핑 커패시턴스 CS, 수평 편향 요크 LH, 고정 리트레이스 커패시턴스 CR1과 스위치식 리트레이스 커패시턴스 CR2로 구성되어 있다. 본 설명에서는, 스위치 TR1을 초기에 닫혀진 상태에 둠으로써, 리트레이스 커패시턴스 CR1 및 CR2가 병렬로 연결되어 유효 리트레이스 커패시턴스는 2개의 리트레이스 커패시턴스를 합한 것이 된다. 수평 구동기(11)는 당업자에세 잘 알려진 종래 형식의 것이므로 더 이상 설명하지 않겠다.

상기 수평 구동기(11)는 수평 비율 주파수에서 스위치 SW1의 동작을 제어함으로써 주기적으로 전자 빔을 스크린의 왼쪽 모서리로부터 오른쪽 모서리(스크린을 바라보는 사람의 견지에서 볼 때)로 편향시킨다. 일반적으로 상기 스위치 SW1은 다이오드와 병렬로 결합된 npn 타입의 BJT로 이루어짐으로써 다이오드의 캐소드가 트랜지스터의 컬렉터 전극에 결합되고 트랜지스터의 에미터 전극과 다이오드의 애노드는 접지, 즉 기준 전위에 결합된다. 스위치 SW1이 닫힌 상태에 있는 기간(이는 “트레이스” 기간이라고도 함) 동안 전자 빔은 S-쉐이핑(shaping) 커패시턴스 CS와 수평 편향 요크 LH의 공진 작용에 의하여 스크린의 왼쪽 모서리로부터 오른쪽 모서리로 편향된다. 이 트레이스 기간 동안 S-쉐이핑 커패시터 CS와 리트레이스 커패시턴스 CR1 및 CR2의 접합점 J1에서 리트레이스 전압 VR은 사실상 접지, 즉 기준 전위와 동일하게 된다.

연속적인 트레이스 기간들 사이에 있는 기간(이를 “리트레이스” 기간이라고도 함)에 스위치 SW1은 개방된 상태가 되고 상기 전자 빔은 수평 편향 요크 LH와 리트레이스 커패시턴스 CR1 및 CR2의 공진 작용에 의하여 스크린의 오른쪽 모서리로부터 왼쪽 모서리로 복귀한다. 도 2의 전형적인 실시예에 있어서 이러한 리트레이스 기간 동안 접합점의 리트레이스 전압 VR은 도 3a에 도시된 바와 같이 거의 사인파 형태를 가지며 약 1200V에 해당하는 최고 값을 갖는다.

상기 리트레이스 전압 VR은 변압기 T1의 1차 권선(30)을 통해 2차 권선(40)에 결합되고, 그 2차 권선(40)에서 음극선관의 양극 전압 EHT를 생성하기 위해서 다이오드 D1에 의해 정류된다. 도 2의 전형적인 고전압 조절 회로(100)에 있어서 상기 양극 전압은 고전압으로서 약 30 kV에 해당한다.

양극 전압 EHT의 조절은 다음과 같이 이루어진다. 샘플 전압 V1을 얻기 위해서 상기 양극 전압 EHT는 샘플링 회로 망에 의하여 샘플링된다. 도 2에서 샘플링 회로망은 전압 분할 회로에 의하여 구현된다. 상기 양극 전압 EHT는 샘플 전압 V1을 제공하기 위해서 저항 R1 및 R2에 의하여 형성된 전압 분할기에 의하여 분할되고, 그 분주된 전압은 에러 증폭기(50)의 비반전 입력(51)에 인가된다. 상기 샘플전압 V1은 에러 증폭기(50)의 반전 입력(52)에 인가된 기준 전압 Vref와 비교된다. 샘플 전압 V1으로부터 기준 전압 Vref를 감산함으로써 얻어지는 에러 전압 Verr은 증폭되어서 에러 증폭기(50)의 출력에 제공된다. 에러 증폭기(50)의 이득은 저항 R5에 대한 저항 R4의 비에 의하여 결정된다. 이 비율은 고전압 조절 회로의 출력 임피던스에도 영향을 미치며 도 2의 전형적인 실시예에 있어서 그 출력 임피던스는 대략 150 kΩ이 된다.

양극 전압 EHT를 직접 트래킹하는 상기 에러 전압 Verr이 저항 R3 및 커패시터 C3의 조합에 의하여 저역 통과되고 제어 전압 Vctrl을 생성하는데, 이 제어 전압은 비교기(60)의 비반전 입력(61)에 인가된다. 도 2에 도시된 전형적인 실시예에 있어서 저항 R3 및 커패시터 C3에 의해 형성된 저역 통과 필터가 약 20 Hz에 해당하는 차단 주파수를 가질 때 상기 고전압 조절 회로(100)가 가장 잘 작동된다고 실험적으로 판정되었다. 저역 통과 필터의 특정 차단 주파수를 선택하는 것은 특정 고전압 조절 회로의 각 실시예에 사용되는 소자들의 값에 영향을 받으며, 상기 필터에 존재하는 2개의 경쟁적 요구 조건 사이에서 상충관계(trade-off)를 포함한다. 특히, 이 필터에 대해서 조금 더 큰 차단 주파수, 그리고 그로 인하여 고전압 조절 회로의 제어 루프에 대한 더 빠른 응답은 바람직하지 못하다. 다이오드 스플릿(split) 유형에 있어서는 일반적인 변압기 T1과 수평 편향 회로(10) 사이의 결합으로 인하여, 특히 편향 코일 LH를 통해 흐르는 수평 편향 전류에 있어서 위상 및 진폭 에러가 존재한다. 이들 위상 및 진폭 에러는 그것들이 너무 빠르게 발생될 경우 효과적으로 보상될 수 없다. 그러나, 상기 고전압 조절 회로는 화상이 어두운 것에서부터 밝은 것으로 변할 때, 그리고 그 반대로 변할 때 신속하게 반응하여야한다. 저역 통과 필터의 차단 주파수를 조건에 맞게 선택하는 것은 이들 상충적인 요구 조건들을 적절하게 조화시킨다.

상기 비교기(60)의 반전 입력(62)에는 저항 R3를 통해 커패시터 C1을 충전시킴으로써 발생되는 수평 주파수 램프 전압 Vramp가 들어온다. 커패시터 C1은 수평 비율 주파수에서 트랜지스터 TR2를 ON 상태로 만드는 수평 비율 파형(70)을 이용함으로써 트랜지스터 TR2를 통해 접지로 방전된다. 상기 주파수 비율 파형(70)은 변압기 T1의 2차 권선(도시되어 있지 않음)에 의하여 제공되며, 비록 반전되었지만 접합점 J1에서의 리트레이스 전압 VR과 마찬가지의 일반적 형태를 갖는다. 도 2에 도시된 고전압 조절 회로의 전형적인 실시예에 있어서, 상기 수평 비율 파형(70)은 약 200 V에 해당하는 진폭을 갖는다. 상기 파형(70)은 커패시터 C4와 저항 R8 및 R9에 의해 형성된 미분기에 의하여 트랜지스터 TR2의 베이스 전극에 결합된다. 미분기 소자들의 값은 리트레이스 기간 종료 시점 부근에서 트랜지스터 TR2가 ON 상태로 되고 커패시터 C1을 방전시키도록 선택된다.

상기 비교기(60)는 펄스 폭 변조기로서의 기능을 한다. 비교기(60) 출력(63)에서의 스위치 구동 신호(64)는 상기 램프 전압 Vramp가 제어 전압 Vctrl을 초과할 때까지 하이 레벨로 남아 있고, 그 때 도 2도 도시된 바와 같이 스위치 구동 신호(64)는 로우 레벨이 된다. 따라서 제어 전압 Vctrl은 출력 신호가 하이 상태에서 로우 상태로 천이하는 시점을 결정한다. 예컨대, 상기 양극 전압 EHT가 기준 전압 Vref로 표시되는 것과 같은 소정의 레벨을 초과한다고 가정한다. 에러 전압 Verr과 제어 전압 Vctrl은 에러 증폭기(50)의 전원 전압에 더 가까운 레벨을 가질 것이며, 제어 전압 Vctrl에 의해 세팅된 비교적 높은 임계 레벨로 인하여 상기 스위치 구동 신호(64)는 조금 더 오랜 시간 동안 하이 상태를 유지할 것이다. 반면에 상기 양극 전압 EHT가 소정의 레벨보다 낮은 경우에는 에러 전압 Verr과 제어 전압 Vctrl이 그라운드 즉, 기준 전위에 더 가까운 레벨을 가질 것이며, 출력 신호는 제어 전압 Vctrl에 의해 세팅된 비교적 낮은 임계 레벨로 인하여 조금 더 짧은 시간 동안 하이 상태를 유지하게 된다.

상기 스위치 구동 신호(64)는 스위치 TR1의 동작을 제어하기 위해서 저전류, 고전압 구동 회로(80)를 사용한다. 예컨대, 트레이스 기간이 시작될 때 비교기(60) 출력에서의 스위치 구동 신호(64)는 도 2 및 도 3c에 도시된 파형이 나타내듯이 하이 상태에 있다. 스위치 구동 신호(64)가 하이 상태일 때의 크기는 대략 비교기에서의 전원 전압과 동일하다. 트랜지스터 TR3가 OFF 상태로 되는데, 그 트랜지스터 TR3의 베이스 전극은 비교기(60)에 결합되고 스위치 구동 신호(64)에 의해 제어된다. 그리고 커패시터 C2는 저항 R5 및 R6, 커패시터 C2 및 다이오드 D3에 의하여 정해지는 경로를 통하여 공급 전원 전위까지 충전된다. 다이오드 D2가 오프되고 스위치 소자 TR1은 그의 베이스 전극에서 저항 R7을 통해 공급 전압 전위에 결합됨 으로써 온(ON) 상태가 된다. 스위치식 리트레이스 커패시턴스 CR2가 고정 리트레이스 커패시턴스 CR1과 병렬로 결합됨으로써 유효 리트레이스 커패시턴스는 고정 CR1과 스위치식 CR2 리트레이스 커패시턴스의 합이 된다. 접합점 J1에서의 리트레이스 전압 VR과 상기 스위치 소자 TR1을 통과하는 전류 I1이 상기 리트레이스 기간 동안에는 모두 0에 가깝기 때문에 스위치 소자 TR1에 의해 최소 전력이 소비되는 것을 주목하여야 한다. 상기 스위치 소자 TR1은 산업계 부품 번호 BU506DF를 갖는 트랜지스터인데, 그 BU506DF는 도 2에서 D4라고 명명된 집적체 다이오드를 가지고 있다. 상기 스위치 소자 TR1은 그 자신이 리트레이스 전압 VR의 최대 크기를 견뎌내기에 충분히 높은 전압 정격을 가져야 한다.

리트레이스 기간이 시작될 때, 도 3d의 파형에 의하여 도시된 바와 같이 상기 스위치 소자 TR1은 여전히 ON 상태에 있고 전류 I1은 스위치 소자 TR1을 통해 그라운드로 흐름으로써 스위칭식 리트레이스 커패시터 CR2를 충전시키고 상기 램프 전압 Vramp는 제어 전압 Vctrl에 접근해 간다. 상기 리트레이스 기간 동안 스위치 소자 TR1을 통해 흐르는 전류 I1의 최대 크기는 약 0.5A 뿐이므로 상기 트랜지스터에 의한 전력 소모가 최소화된다. 일단 상기 램프 전압 Vramp이 제어 전압 Vctrl을 초과하면 스위치 구동 신호(64)는 전원 전압의 레벨에서 그라운드 즉, 기준 전위로 천이된다. 도 3c 및 도 3d에 도시된 파형으로 나타낸 바와 같이, 상기 천이 발생 시점이 부하 조건의 함수이다. 상기 천이는 트랜지스터 TR3를 ON 상태로 만든다. 다이오드 D2의 캐소드와 다이오드 D3의 애노드의 접합점 전압은 음의 전압이 된다. 따라서, 다이오드 D3가 OFF되고 다이오드 D2가 ON됨으로써 스위치 소자 TR1을 OFF 시킨다. 결국, 스위치식 리트레이스 커패시터 CR2는 더 이상 고정 리트레이스 커패시터 CR1과 병렬 상태가 되지 않으며, 유효 리트레이스 커패시턴스가 감소되어 고정 리트레이스 커패시턴스 CR1이 된다. 접합점 J1에서 리트레이스 전압 VR의 진폭 크기는 유효 리트레이스 커패시턴스의 감소로 인하여 증가한다. 결국 증가된 크기의 진폭을 갖는 리트레이스 전압 VR이 변압기 T1의 1차 권선(30)으로부터 2차 권선(40)으로 결합될 때 상기 양극 전압은 소정의 레벨로 상승하고, 그에 이어 양극 전압 EHT를 제공하기 위해서 다이오드 D1에 의하여 정류된다.

상기 스위치 소자 TR1이 OFF되었을 때 전류 I1의 흐름이 중지되고 스위치 식 리트레이스 커패시턴스 CR2는 일정한 전하와 일정한 전압 강하를 유지시킨다. 도 3b에 도시된 파형에서 지시하는 바와 같이, 스위치 소자 TR1의 컬렉터 전극 전압 VR'은 리트레이스 기간 동안 스위치식 리트레이스 커패시턴스 CR2를 통한 일정한 전압 강하로 인하여 리트레이스 전압 VR을 트래킹한다. 도 3b에 도시된 바와 같이, 전압 VR'의 크기 또한 부하 조건의 함수이다. 도 2에 도시된 전형적인 실시예에 있어서 전압 VR'은 0 mA 빔 전류일 때의 100 V 정도에서 1.6 mA 빔 전류일 때의 500 V 정도로 변화한다. 상기 전압 VR'의 이론적인 범위는 약 0 V 내지 1200 V인데, 여기서 약 1200 V는 리트레이스 기간 중 리트레이스 전압 VR의 최대 값이다. 상기 전압 VR'이 그라운드, 즉 기준 전위 이하로 되려고 하면 다이오드 D4는 스위치 소자 TR1의 컬렉터 전극을 그라운드, 즉 기준 전위로 고정시킨다. 이것은 스위치 소자 TR1이 0 전압에서 스위칭되도록 하고 또한 상기 스위치 소자 TR1에 의한 전력 소모를 최소화시킨다. 따라서, 도 2에 도시된 본 발명의 고전압 조절 회로는 리트레이 스 기간 동안 수평 편향 회로(10)의 유효 리트레이스 커패시턴스를 줄이기 위하여 스위치 소자 TR1이 OFF되어야 하는 시점에 대한 정확한 제어를 제공하고 있다. 스위치 소자 TR1이 OFF되는 시점은 그 스위치 소자 TR1에서의 전력 소모를 최소화시키기 위하여 가능한 한 리트레이스 간격이 시작되는 시점에 가깝게 만들어진다.

또한, 상기 고전압 조절 회로(100)는 종래의 수단에 의하여 제공되는 것보다 훨씬 더 정확한 동적 빔 전류 보상을 위한 신호도 전송한다. 예컨대, 양극 전압 EHT의 빠른 변화는 고전압 조절 회로(100)의 루프 필터에 대해서 선택된 특정 차단 주파수로 인하여 잘 조절이 되지 않는다. 도 2의 고전압 조절 회로에서 저항 R3 및 커패시터 C3의 조합에 대한 차단 주파수가 약 20 Hz 임을 상기하면, 결과적으로 래스터 폭에 대한 보상이 여전히 필요한데, 이는 그 보상의 AC 성분에 관해서 만이다.

도 2에 도시된 고전압 조절 회로가 유리하게는 그와 같은 보정을 제공한다. 본 발명의 특징으로는 래스터 폭의 보상 전압 V_EW를 제공하기 위해서 에러 증폭기(50)의 출력(53)이 저항 R10 및 DC 차단 커패시터 C5에 의하여 특정의 동서 방향 핀쿠션(pincushion) 보정 회로에 결합된다. 상기 핀쿠션 보정 회로는 특정 형태에 한정될 필요가 없다. 예컨대, 도 4a 및 도 4b를 참고로하면 도 1 및 도 2의 고전압 조절 회로(100)가 도 4a에 도시된 바와 같이 포워드(forward) 조절된 출력 단계(91)와의 결합에 사용되거나 도 4b에 도시된 바와 같이 다이오드 변조기 구성부(92)와의 결합에 사용된다. 도 4a에 도시된 동서 방향의 구동기(90)는 당업자에게 널리 알려진 종래의 유형이므로 이하에서는 설명하지 않을 것이다.

상기 동서 방향의 핀쿠션(pincushion) 보정 회로에 래스터 폭에 대한 정보를 제공하는 종래의 방법은 변압기에 있어서 고전압 2차 권선의 구두점에서의 전압을 이용하는 것이다. 예컨대, 도 2에 도시된 고전압 조절 회로에서 종래의 방법은 변압기의 2차 권선상의 BCL로 명명된 점을 상기 동서 방향의 핀쿠션 보정 회로에 결합시킨다. 고전압 조절 회로(100)에 있어서 2차 권선(100)의 BCL 점에서의 전압보다는 에러 증폭기(50)의 출력(53)을 동서 방향의 핀쿠션 보정 회로에 결합시키는 것이 더욱 좋다. 왜냐하면 에러 전압 Verr이 2차 권선(40)의 BCL 점에서의 전압보다 더욱 정확하게 양극 전압 EHT를 따라가기 때문이다.

첨부 도면을 참고하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 설명하였지만, 본 발명은 이들 실시예에만 한정되는 것이 아니라는 점과 청구항에 정의된 것과 같은 본 발명의 범위와 사상을 벗어나지 않고서 당업자에 의한 다양한 변경과 수정의 결과가 있을 수 있다는 것을 유의하여야 한다.

Claims (16)

1. 정보 디스플레이 장치의 양극 전압(EHT)을 조절하는 회로에 있어서,

   트레이스 동작 모드 및 리트레이스 동작 모드를 가지며, 스위치식 리트레이스 커패시턴스(CR2), 및 상기 스위치식 리트레이스 커패시턴스(CR2)와 직렬로 연결되어 있는 스위치 소자(SW2;TR1)를 포함하는 수평 편향 회로(10)와,

   상기 양극 전압(EHT)의 크기를 나타내는 샘플 전압(V1)을 제공하기 위한 샘플링 네트워크(R1, R2)와,

   상기 샘플링 전압(V1)에 응답하여 상기 양극 전압(EHT)을 변화시키기 위한 제어 회로(20)를 포함하며,

   상기 제어 회로(20)는 상기 트레이스 동작 모드 동안에 상기 스위치 소자(SW2,TR1)를 접속시키고, 상기 리트레이스 동작 모드 동안에 상기 스위치 소자(TR1)를 개방시킴으로써 상기 양극 전압(EHT)을 변화시키고, 상기 스위치 소자는 상기 양극 전압(EHT)이 미리 정해진 레벨을 초과할 때보다 상기 미리 정해진 레벨 아래로 떨어질 때 상기 리트레이스 기간 동안에 보다 조속히 개방되는 것을 특징으로 하는, 양극 전압 조절 회로.
2. 제1항에 있어서,

   상기 양극 전압(EHT)은 상기 스위치 소자가 상기 리트레이스 동작 모드에서 조속히 개방되는 경우 증가되는 것을 특징으로 하는 양극 전압 조절 회로.
3. 제2항에 있어서,

   상기 양극 전압(EHT)은 상기 스위치 소자가 상기 리트레이스 동작 모드에서 늦게 개방되는 경우 감소되는 것을 특징으로 하는 양극 전압 조절 회로.
4. 제3항에 있어서,

   상기 스위치 소자는 상기 트레이스 동작 모드의 시작시에 접속되는 것을 특징으로 하는 양극 전압 조절 회로.
5. 제1항에 있어서,

   상기 스위치 소자는 트랜지스터(TR1)를 포함하는 것을 특징으로 하는 양극 전압 조절 회로.
6. 제5항에 있어서,

   상기 트랜지스터(TR1)는 BJT(bipolar junction transistor)를 포함하는 것을 특징으로 하는 것인 양극 전압 조절 회로.
7. 제6항에 있어서,

   상기 스위치 소자는 다이오드의 도전 방향이 상기 트랜지스터의 도전 방향과 반대가 되도록 상기 트랜지스터(TR1)와 병렬로 연결되는 다이오드(D4)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 양극 전압 조절 회로.
8. 제1항에 있어서,

   상기 샘플링 네트워크는 전압 분할 네트워크(R1,R2)를 포함하는 것을 특징으로 하는 양극 전압 조절 회로.
9. 제8항에 있어서,

   상기 제어 회로(20)는 원하는 레벨로부터 상기 양극 전압(EHT)의 편차를 나타내는 에러 전압(Verr)을 제공하기 위해 기준 전압(Vref)과 상기 샘플링 전압(V1)을 비교하는 에러 증폭기(50)를 포함하는 것을 특징으로 하는 양극 전압 조절 회로.
10. 제9항에 있어서, 상기 에러 증폭기(50)는 래스터 폭 보정 회로에 상기 에러 전압(Verr)을 제공하는 것을 특징으로 하는 양극 전압 조절 회로.
11. 제10항에 있어서,

    상기 제어 회로(20)는 상기 에러 증폭기의 출력(53)에 결합된 저대역 필터(R3,C3)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 양극 전압 조절 회로.
12. 제11항에 있어서,

    상기 제어 회로(20)는 상기 저대역 필터(R3,C3)에 결합된 입력(61)을 구비한 펄스 폭 변조 회로(60)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 양극 전압 조절 회로.
13. 제12항에 있어서, 상기 펄스 폭 변조 회로(60)는 출력(63)에서 상기 스위치 소자(TR1)에 스위치 구동 신호(64)를 제공하는 것을 특징으로 하는 양극 전압 조절 회로.
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