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HINTERGRUND
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Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft
allgemein das Gebiet der Hochspannungsregelung in einer Informations-Wiedergabevorrichtung
und insbesondere die Regelung der Anodenspannung in einer Informations-Wiedergabevorrichtung,
die eine Kathodenstrahlröhre
benutzt.
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Hintergrund-Information
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Auf dem heutigen Multimedia-Gebiet
wird es zunehmend erwünscht,
eine einzige Informations-Wiedergabevorrichtung für mehrere
verschiedene Anwendungen zu benutzen. Zum Beispiel kann ein Fernsehempfänger zusätzlich zu
der Wiedergabe von Videoinformationen derzeit benutzt werden, um Teletext-Informationen
wiederzugeben. Neuerdings haben Hersteller von Computern und von
Konsumerelektronik begonnen, Produkte anzubieten, in denen der Fernsehempfänger auch
zur Wiedergabe von Informationen von einem Computer benutzt wird,
wie Textseiten, hochauflösende
Graphiken und dergleichen.
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Diese verschiedene Anwendungen erfordern eine
erhöhte
Leistungsfähigkeit
von den Ablenk- und Hochspannungsschaltungen der Informations-Wiedergabevorrichtung.
Zum Beispiel muß bei
der Wiedergabe von Videoinformationen die Informations-Wiedergabevorrichtung
einen dunklen Bildschirm liefern und muß für einen hohen Strahlstrom und
eine hohe Anodenspannung geeignet sein. Die Anwendung derselben
Informations-Wiedergabevorrichtung zur Wiedergabe hochauflösender Graphiken vom
Typ eines Farbwiedergabemonitors erfordert außerdem, dass die Informations-Wiedergabevorrichtung
eine stabile Rastergröße, einen
guten Fokus und eine kleine Leuchtfleckgröße liefert. Diese zusätzlichen
Anforderungen sind wiederum abhängig von
einer gut-geregelten Anodenspannung für die Kathodenstrahlröhre.
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Eine Lösung liefert die US-A-5 357
175, die eine Regelung der Anodenspannung durch Änderung der Spannung B+ zeigt,
die auf Änderungen
in der Anodenspannung anspricht. Dieses Dokument zeigt außerdem die
Lieferung eines aus der Anodenspannung erzeugten Fehlersignals zu
einer Korrekturschaltung 54 für die Horizontalamplitude zur
Regelung einer Kissenkorrektur-Spannung. Eine weitere Lösung zur
Regelung der Anodenspannung für
die Kathodenstrahlröhre
liefert die EP-A-0 128 223. Diese zeigt eine Steuerschaltung 1 für die Rücklaufperiode,
die einen Resonanzkondensator Ct' nur
während
der Rücklaufperiode
TR in eine Horizontalablenkschaltung einschaltet und abschaltet.
Auf diese Weise steuert die Steuerschaltung 1 für die Rücklaufperiode
die Rücklaufperiode
TR zur Steuerung der Hochspannung HV.
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ZUSAMMENFASSUNG
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Die vorliegende Erfindung betrifft
die im Anspruch 1 angegebene Hochspannungsregelschaltung, die eine
gut-geregelte Anodenspannung für
die Kathodenstrahlröhre
der Informations-Wiedergabeeinheit liefert.
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Die Merkmale, Aspekte und Vorteile
der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung
im Zusammenhang mit der beigefügten
Zeichnung, in der gleiche Bezugszeichen gleiche Bauteile bezeichnen.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNG
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In der Zeichnung:
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1 ist
ein Blockschaltbild einer Hochspannungsregelschaltung mit der vorliegenden
Erfindung,
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2 ist
ein Schaltbild der Hochspannungsregelschaltung gemäß 1,
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3a–3d zeigen Spannungs- und Strom-Kurven
zur Erläuterung
der Wirkungsweise der Hochspannungsregelschaltung der 1 und 2, und
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4a und 4b zeigen als Blockschaltbild und
als Schaltbild die Hochspannungsregelschaltung zusammen mit verschiedenen
Rasterkorrekturschaltungen der Informations-Wiedergabevorrichtung.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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1 zeigt
das Wirkungsprinzip der erfindungsgemäßen Hochspannungsregelschaltung 100. Eine
Horizontalablenkschaltung 10 bewirkt eine Ablenkung des
Elektronenstrahls über
den Schirm der Kathodenstrahlröhre
zur Bildung eines Rasters. Eine Rücklaufspannung VR von der Horizontalablenkschaltung 10 dient
zur Erzeugung der Anodenhochspannung EHT, die für die Kathodenstrahlröhre benötigt wird.
Die Rücklaufspannung
VR ist in 3a dargestellt.
Die Rücklaufspannung
VR hat im allgemeinen eine im wesentlichen Sinusform bei einem Zustand
mit einer geringen Last oder geringem Strahlstrom. Der im wesentlichen
sinusförmige
Verlauf wird leicht verformt, wenn die Rücklaufspannung VR einem Zustand
mit einer hohen Last oder einem hohen Strahlstrom unterliegt. In
den 3a–3d bezeichnet eine gestrichelte
Linie den Zustand mit einer hohen Last oder einem hohen Strahlstrom,
und eine voll ausgezogene Linie bezeichnet den Zustand einer niedrigen
Last oder eines niedrigen Strahlstroms.
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Eine Abtastung der Anodenspannung
EHT dient durch die Steuerschaltung 20 zur Ermittlung des
genauen Zeitpunkts, bei dem das Schaltelement SW2 sich in der geöffneten
Lage befinden sollte. Zum Beispiel öffnet die Steuerschaltung 20 das
Schaltelement SW2 früher,
wenn die Anodenspannung EHT unter einen vorbestimmten Wert abfällt. Andererseits öffnet die
Steuerschaltung 20 das Schaltelement SW2 später, wenn
die Anodenspannung EHT den vorbestimmten Wert überschreitet. Auf diese Weise kann
die Anodenspannung EHT genau geregelt werden.
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2 zeigt
eine schematische Darstellung einer beispielhaften Ausführungsform
der Hochspannungsregelschaltung 100. Die Horizontalablenkschaltung 10 besteht
aus einem Horizontaltreiber 11, dem Schaltelement SW1, der S-formenden
Kapazität CS,
auch mit S-Kondensator oder Tangens-Kondensator bezeichnet, der
Horizontalablenkspule LH, der festen Rücklaufkapazität CR1 und
der geschalteten Rücklaufkapazität CR2. Für Zwecke
der vorliegenden Beschreibung ist das Schaltelement TR1 zunächst geschlossen,
so dass die Rücklaufkapazitäten CR1
und CR2 parallel zueinander liegen. Somit ist die effektive Rücklaufkapazität die Summe
der beiden Rücklaufkapazitäten. Die
Horizontaltreiberschaltung 11 kann ein konventio neller
Typ sein, der dem Fachmann auf diesem Gebiet bekannt ist, und wird
nicht näher
beschrieben.
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Die Horizontaltreiberschaltung 11 steuert den
Betrieb des Schaftelements SW1 zur horizontalfrequenten periodischen
Ablenkung eines Elektronenstrahls von der linken zu der rechten
Schirmkante des Bildschirms (aus der Richtung der Schirmbetrachtung).
Das Schaltelement SW1 besteht im allgemeinen aus einem bipolaren
npn-Flächentransistor, der
parallel zu einer Diode liegt, derart, dass die Kathode der Diode
mit der Kollektorelektrode des Transistors verbunden ist, und die
Emitterelektrode des Transistors und die Anode der Diode sind mit
Erde oder einem Referenzpotential verbunden. Während der Zeitperiode, in der
der Schalter SW1 sich in einer geschlossenen Stellung befindet,
auch mit "Hinlauf"-Periode bezeichnet,
wird der Elektronenstrahl von der linken Kante des Bildschirms zu
der rechten Kante des Bildschirms aufgrund der Resonanzzusammenwirkung
der S-formenden Kapazität
CS und der Horizontalablenkspule LH abgelenkt. Während dieser Hinlaufperiode
sind die Rücklaufspannung
VR an dem Verbindungspunkt J1 des S-formenden Kondensators CS und
der Rücklaufkapazitäten CR1
und CR2 gleich Erde oder einem Referenzpotential.
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In der Periode zwischen aufeinanderfolgenden
Hinlaufperioden, auch mit "Rücklauf'-Periode bezeichnet, befindet sich das
Schaltelement SW1 in einer geöffneten
Stellung, und der Elektronenstrahl kehrt aufgrund der Resonanzzusammenarbeit
der Horizontalablenkspule LH und der Rücklaufkapazitäten CR1
und CR2 von der rechten Kante des Schirms zu der linken Kante des
Schirms zurück.
Während dieser
Rücklaufperiode
hat die Rücklaufspannung VR
an dem Verbindungspunkt einen im wesentlichen sinusförmigen Verlauf,
wie in 3a gezeigt, und eine
Spitzenamplitude gleich ungefähr
1200 Volt für die
beispielhafte Ausführungsform
von 2.
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Die Rücklaufspannung VR wird über eine Primärwicklung 30 des
Transformators T1 einer Sekundärwicklung 40 zugeführt, wo
sie zur Erzeugung einer Anodenspannung EHT für die Kathodenstrahlröhre durch
die Diode D1 gleichgerichtet wird. Die Anodenspannung ist eine Hochspannung
und ist gleich ungefähr
30 kV für
die beispielhafte Hochspannungsregelschaltung 100 von 2.
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Die Regelung der Anodenspannung EHT
erfolgt folgendermaßen.
Die Anodenspannung EHT wird durch ein Abtastnetzwerk abgetastet
und liefert eine Abtastspannung V1. In 2 wird das Abtastnetzwerk durch ein Spannungsteilernetzwerk
gebildet. Die Anodenspannung EHT wird durch den durch die Widerstände R1 und
R2 gebildeten Spannungsteiler geteilt und liefert die Abtastspannung
V1, die dem nichtinvertierenden Eingang 51 des Fehlerverstärkers 50 zugeführt wird.
Die Abtastspannung V1 wird mit einer Referenzspannung Vref verglichen,
die dem invertierenden Eingang 52 des Fehlerverstärkers 50 zugeführt wird.
Die Fehlerspannung Verr, die durch Subtraktion der Referenzspannung
Vref von der Abtastspannung V1 gewonnen wird, wird verstärkt und
dem Ausgang 53 des Fehlerverstärkers 50 zugeführt. Die
Verstärkung
des Fehlerverstärkers 50 ist
durch das Verhältnis
des Widerstands R4 zu dem Widerstand R5 bestimmt. Dieses Verhältnis beeinflußt außerdem die
Ausgangsimpedanz der Hochspannungsregelschaltung, die für die beispielhafte Ausführungsform
von 2 gleich ungefähr 150 kΩ ist.
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Diese Fehlerspannung Verr, die direkt
der Anodenspannung EHT folgt, wird durch die Kombination des Widerstands
R3 und des Kondensators C3 tiefpaßgefiltert und erzeugt eine
Regelspannung Vctrl, die dem nicht-invertierenden Eingang 61 eines Comparators 60 zugeführt wird.
In der in 2 gezeigten
beispielhaften Ausführungsform
wurde experimentell ermittelt, dass die Hochspannugnsregelschaltung
100 am besten arbeitet, wenn das durch den Widerstand R3 und den
Kondensator C3 gebildete Tiefpaßfilter
eine Grenzfrequenz gleich ungefähr
20 Hz hat. Die Wahl einer bestimmten Grenzfrequenz für dieses
Tiefpaßfilter
ist spezifisch für
die Bauteilwerte, die in jeder Ausführungsform der bestimmten Hochspannungsregelschaltung 100 benutzt
werden, und stellt einen Kompromiß dar zwischen den gegensätzlichen
Anforderungen an das Filter. Im allgemeinen sind eine höhere Grenzfrequenz
für dieses
Filter und somit ein schnelleres Ansprechen für die Regelschleife der Hochspannungsregelschaltung
unerwünscht.
Wegen der Kopplung zwischen dem Transformator T1, der im allgemeinen vom
Diodensplit (diode-split)-Typ ist, und der Horizontalablenkschaltung 10 gibt
es im allgemeinen Phasen- und Amplitudenfehler in einem durch die
Ablenkspule LH fließenden
Horizontablenkstrom. Diese Phasen- und Amplitudenfehler können nicht
effektiv kompensiert werden, wenn sie zu schnell auftreten. Jedoch
sollte die Hochspannungsregelschaltung schnell reagieren, wenn sich
das Bild von dunkel auf hell oder umgekehrt ändert. Eine akzeptable Wahl
für die
Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters
liegt etwa zwischen diesen gegensätzlichen Anforderungen.
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Der invertierende Eingang 60 des
Komparators 60 nimmt eine horizontalfrequente Rampenspannung
Vramp an, die durch Ladung des Kondensators C1 über den Widerstand R3 erzeugt
wird. Der Kondensator C1 wird über
den Transistor TR2 durch Anwendung einer horizontalfrequenten Kurve 70 entladen,
um den Transistor TR2 bei einer Horizontalfrequenz einzuschalten.
Die horizontalfrequente Kurve 70 kann durch eine (nicht
dargestellte) Sekundärwicklung
des Transformators T1 geliefert werden und kann daher dieselbe allgemeine
Form haben, wenngleich invertiert, wie die Rücklaufspannung VR an dem Verbindungspunkt
J1. In der beispielhaften Ausführungsform
der in 2 dargestellten
Hochspannungsregelschaltung 100 kann die horizontalfrequente
Kurve 70 eine Spannung ungefähr gleich 200 Volt Spitze/Spitze
aufweisen. Die Kurve 70 wird der Basiselektrode des Transistors
TR2 über
ein durch einen Kondensator C4 und Widerstände R8 und R9 gebildetes Differenzierglied
zugeführt.
Die Werte für die
Bauteile des Differenzierglieds werden derart gewählt, dass
der Transistor TR2 in der Nähe
des Endes der Rücklaufperiode
einschaltet und den Kondensator C1 entlädt.
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Der Komparator 60 arbeitet
als ein Impulsbreitenmodulator. Das Schaltsteuersignal 64 an
dem Ausgang des Komparators 60 bleibt bei dem hohen Wert
(1), bis die Rampenspannung Vramp die Steuerspannung Vctrl überschreitet.
Zu dieser Zeit geht das Schaltsteuersignal 64 auf einen
niedrigen Wert (0), wie 2 zeigt.
Die Steuerspannung Vctrl ermittelt somit, wann das Ausgangssignal
von einem hohen Zustand (1) auf einen niedrigen Zustand
(0) übergeht.
Es sei zum Beispiel angenommen, dass die Anodenspannung EHT den
vorbestimmten Wert übersteigt,
wie er durch die Referenzspannung Vref dargestellt wird. Die Fehlerspannung
Verr und somit die Steuerspannung Vcrtl nehmen einen Wert näher zu der
Betriebsspannung des Fehlerverstärkers 50 an,
und das Schaltsteuersignal 64 bleibt für eine längere Zeitperiode bei dem hohen
Zustand (1) wegen des durch die Steuerspannung Vctrl festgesetzten
relativ hohen Schwellwerts. Wenn andererseits die Anodenspannung
EHT unterhalb des vorbestimmten Wertes liegt, nehmen die Fehlerspannung
Verr und somit die Steuerspannung Vctrl einen Wert näher zu Erde
oder dem Referenzpotential des Fehlerverstärkers 50 an, und das
Ausgangssignal bleibt für
eine kürze re
Zeitperiode bei dem hohen Zustand (1) wegen des durch die
Steuerspannung Vctrl festgesetzten, relativ niedrigen Schwellwerts.
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Das Schaltsteuersignal 64 benutzt
eine Treiberschaltung 80 mit niedrigem Strom und hoher Spannung
zur Steuerung des Betriebs des Schaltelements TR1. Zum Beispiel
liegt zu Beginn der Hinlaufperiode das Schaltsteuersignal 64 an
dem Ausgang 63 des Komparators 60 auf dem hohen
Wert (1), wie es durch die in den 2 und 3c dargestellte Kurve gezeigt
ist. Die Größe des hohen
Zustands des Schaltsteuersignals 64 ist ungefähr gleich
der Betriebsspannung für
den Komparator 60. Der Transistor TR3, dessen Basiselektrode
mit dem Komparator 60 verbunden ist und durch das Schaltsteuersignal 64 gesteuert
wird, ist somit gesperrt, und der Kondensator C2 wird über den
Weg aus den Widerständen
R5 und R6, dem Kondensator C2 und der Diode D3 auf die Betriebsspannung
aufgeladen. Die Diode D2 ist gesperrt, und das Schaltelement TR1
ist dadurch eingeschaltet, dass es an seiner Basiselektrode über den
Widerstand R7 mit der Betriebsspannung verbunden ist. Die geschaltete
Rücklaufkapazität CR2 liegt
somit parallel zu der festen Rücklaufkapazität CR1, so
dass die wirksame Rücklaufkapazität die Summe
der festen CR1 und der geschalteten Rücklaufkapazität CR1 ist.
Es sei bemerkt, dass ein minimaler Leistungsverlust durch das Schaltelement TR1
auftritt, da die Rücklaufspannung
VR am Verbindungspunkt J1 und ein Strom I1 durch das Schaltelement
TR1 beide während
der Hinlaufzeit ungefähr gleich
null sind. Das Schaltelement TR1 kann ein Transistor mit einer Industrie-Teilenummer
BU506DF sein, der eine integrierte Körperdiode (body diode) enthält, die
in 2 mit D4 bezeichnet
ist. Das Schaltelement TR1 muß eine
Spannungsfestigkeit aufweisen, die ausreichend hoch ist, damit das
Schaltelement TR1 der Spitzenamplitude der Rücklaufspannung VR widersteht.
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Wenn die Rücklaufperiode beginnt, ist
das Schaltelement TR1 noch eingeschaltet. Der Strom I1 fließt über das
Schaltelement TR1 gegen Erde, wie es durch die in 3d dargestellte Kurve angedeutet ist
und lädt
dadurch den geschalteten Rücklaufkondensator
CR2 auf, und die Rampenspannung Vramp nähert sich der Steuerspannung
Vctrl. Die Spitzenamplitude des Stroms I1, der während der Rücklaufperiode durch das Schaltelement
TR1 fließt,
beträgt
nur ungefähr
0,5 A, so dass die Verlustleistung durch den Transistor minimiert
wird. Wenn die Rampenspannung Vramp die Steuerspannung Vctrl übersteigt,
geht das Schaltsteuer-signal 64 von dem Wert der Betriebsspannung
auf Erde oder Referenzpotential. Wie durch die in den 3c und 3d dargestellten Kurven gezeigt, ist
der Zeitpunkt, wann dieser Übergang
erfolgt, außerdem
abhängig
von dem Lastzustand. Dieser Übergang
bewirkt, dass der Transistor TR3 einschaltet. Die Spannung an dem
Verbindungspunkt der Kathode der Diode D2 und der Anode der Diode
D3 geht auf eine negative Spannung. Die Diode D3 wird gesperrt,
und die Diode D2 wird leitend, wodurch das Schaltelement TR1 abgeschaltet
wird. Dadurch liegt der geschaltete Rücklaufkondensator CR2 nicht
mehr parallel zu dem festen Rücklaufkondensator
CR1, und somit wird die wirksame Rücklaufkapazität verringert
und ist gleich der festen Rücklaufkapazität CR1. Die
Spitze/Spitze-Amplitude der Rück-laufspannung
VR an dem Verbindungspunkt J1 steigt aufgrund der Abnahme in der
wirksamen Rücklaufkapazität an. Folglich
steigt die Anodenspannung in Richtung des vorbestimmten Wertes an,
da die Rücklaufspannung
VR mit ihrer erhöhten Amplitude
Sitze/Spitze über
die Primärwicklung 30 des
Transformators T1 der Sekundärwicklung 40 zugeführt und
dann durch die Diode D1 gleichgerichtet wird, um die Anodenspannung
EHT zu liefern.
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Wenn das Schaltelement TR1 abgeschaltet wird,
wird der Fluß des
Stroms I1 unterbrochen, und die geschaltete Rücklaufkapazität CR2 bleibt
bei einer konstanten Ladung und somit einem festen Spannungsabfall.
Die Spannung VR' an
der Kollektorelektrode des Schaltelements TR1 folgt der Rücklaufspannung
VR während
der Rücklaufperiode
aufgrund des festen Spannungsabfalls über der geschalteten Rücklaufkapazität CR2, wie
es durch die in 3b dargestellte
Kurve gezeigt ist. Wie in 3b gezeigt,
ist die Amplitude der Spannung VR' ebenfalls abhängig von dem Lastzustand. In
der in 2 dargestellten
beispielhaften Ausführungsform kann
sich die Spannung VR' von
ungefähr
100 V für einen
Strahlstrom von 0 mA auf ungefähr
500 V für einen
Strahlstrom von 1,6 mA ändern.
Der theoretische Bereich für
die Spannung VR' erstreckt
sich ungefähr
von 0 V auf ungefähr
1200 V, wobei ungefähr 1200
V der Spitzenwert der Rücklaufspannung
VR während
der Rücklaufperiode
ist. Die Diode D4 klemmt die Kollektorelektrode des Schaltelements TR1
ungefähr
auf Erde oder eine Referenzspannung, wenn die Spannung VR' versucht, kleiner
zu werden als Erde oder das Referenzpotential. Das ermöglicht, dass
das Schaltelement TR1 bei einer Nullspannung schaltet und die Verlustleistung
durch das Schaltelement TR1 weiter minimiert wird.
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Die erfindungsgemäße Hochspannungsregelschaltung
von 2 bildet somit in
vorteilhafter Weise eine genaue Steuerung des Punktes während der
Rücklaufperiode,
an dem das Schaltelement TR1 gesperrt wird, um die wirksame Rücklaufkapazität der Horizontalablenkschaltung 10 zu
verringern. Der Punkt, bei dem das Schaltelement TR1 gesperrt wird, wird
so nahe wie möglich
zu dem Beginn des Rücklaufintervalls
gelegt, um die Verlustleistung in dem Schaltelement TR1 zu minimieren.
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Zusätzlich liefert die Hochspannungsregelschaltung 100 auch
ein Signal für
eine genauere dynamische Strahlstromkompensation, als sie derzeit durch
konventionelle Lösungen
erreicht wird. Zum Beispiel können
schnelle Änderungen
in der Anodenspannung EHT wegen der besonderen Grenzfrequenz nicht
einwandfrei geregelt werden, die für das Schleifenfilter der Hochspannungsregelschaltung 100 gewählt wird.
Es sei erinnert, dass die Grenzfrequenz der Kombination des Widerstands
R3 und des Kondensators C3 in der Hochspannungsregelschaltung 100 von 2 ungefähr gleich 20 Hz ist. Daher ist
eine Kompensation der Rasterbreite weiterhin notwendig, jedoch nur
für eine
Wechselspannungskomponente einer derartigen Kompensation.
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Die in 2 dargestellte
Hochspannungsregelschaltung bildet in vorteilhafter Weise eine derartige
Korrektur. In einem Merkmal der vorliegenden Erfindung ist der Ausgang 53 des
Fehlerverstärkers 50 über einen
Widerstand R10 und einen die Gleichspannung blockierenden Kondensator
C5 mit einer bestimmten Ost/West-Kissenkorrekturschaltung
verbunden, um eine Kompensationsspannung VEW für die Rasterbreite
zu liefern. Die Kissenkorrekturschaltung muß nicht auf eine bestimmte
Ausbildung beschränkt
sein. Zum Beispiel kann in den 4a und 4b die Hochspannungsregelschaltung 100 der 1 und 2 in Verbindung mit einer vorwärtsgeregelten Ausgangsstufe 91 benutzt
werden, wie 4a zeigt, oder
in Verbindung mit einem Diodenmodulator-Aufbau 92, wie 4b zeigt. Der in 4a dargestellte O/W (Ost/West)-Treiber 90 kann
ein konventioneller Typ sein, wie er für den Fachmann auf diesem Gebiet bekannt
ist, und wird nicht näher
beschrieben.
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Eine konventionelle Art für die Bildung
von Informationen über
die Rasterbreite für
eine Ost/West-Kissenkorrekturschaltung besteht darin, die Spannung
an dem Fußpunkt
der Hochspannungs-Sekundärwicklung
des Transformators zu benutzen. Zum Beispiel würde in der in 2 dargestellten Hochspannungsregelschaltung 100 die
konventionelle Lösung
darin bestehen, den mit BCL bezeichneten Punkt an der Sekundärwicklung 40 des Transformators
T1 mit der Ost/Vllest-Kissenkorrekturschaltung
zu verbinden.
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Die Verbindung des Ausgangs 53 des
Fehlerverstärkers 50 der
Hochspannungsregelschaltung 100 und nicht der Spannung
an dem Punkt BCL der Sekundärwicklung 40 mit
der Ost/West-Kissenkorrekturschaltung ist eine bevorzugte Lösung, weil
die Fehlerspannung Verr der Anodenspannung EHT genauer folgt, als
es die Spannung an dem Punkt BCL der Sekundänwicklung 40 tut.