JPH09503366A

JPH09503366A - 水平偏向

Info

Publication number: JPH09503366A
Application number: JP8504856A
Authority: JP
Inventors: ヘンリカスローレンティアスシモンズ; ディルクヨハンアドリアーンテーウリング; ヨゼフヨハネスマリアハルショフ
Original assignee: フィリップスエレクトロニクスネムローゼフェンノートシャップ
Priority date: 1994-07-19
Filing date: 1995-07-12
Publication date: 1997-03-31
Also published as: FI961254A; WO1996003003A1; EP0720801A1; US5561354A; KR960705445A; FI961254A0

Abstract

(57)【要約】水平出力段（１）によって供給される走査および／またはフライバック電圧（Ｖｓｃａ，Ｖｆｌｙ）が、水平偏向回路（１，２，４）の状態の変化中に望ましいレートで変化することを生じさせるために、フィードバック回路（４）が具えられている。フィードバック回路（４）は、走査および／またはフライバック電圧（Ｖｓｃａ，Ｖｆｌｙ）を、水平出力段（１）中のスイッチング素子（Ｔｒ）の駆動信号（Ｈｄｒ）のデューティサイクル（ｄｃ）が影響される制御電圧（Ｖｃｏ）に信号処理する。

Description

【発明の詳細な説明】水平偏向本発明は、以下のものを含んでいる画像表示装置のための水平偏向回路に関する；少なくとも１つの電圧を発生させるための、水平出力トランスに接続されているスイッチング素子を具えた水平出力段、およびスイッチング素子をスイッチングする駆動信号を発生させるためのそして水平偏向回路の状態の変化中に、駆動信号のデューティサイクルを変調するデューティサイクル制御回路を具えた駆動回路。本発明はまた、画像表示管の陰極線を水平に偏向する方法に関し、そして水平偏向回路を具えた画像表示装置に関する。そのような水平偏向回路は、ドイツ連邦共和国特許公開明細書ＤＥ−Ａ−４０２１９４０から既知である。この出願は、スイッチング素子（この場合、トランジスタ）が電源トランスと水平出力トランスとに接続されている電源回路を説明している。そのような電源回路、そしてそれはWessel回路として知られているが、は電源トランスによって電源電圧を、そして水平出力トランスによって水平偏向電流、フライバック電圧および／または走査電圧を供給している。正常の動作においては、電源回路は、組み合わされた回路にさらに関連して、１つのエッジがスイッチング素子のスイッチオフの時点を固定するために使用される駆動信号を発生する。このスイッチオフの時点は水平フライバックを開始し、そして通常ｐｈｉ２制御回路に関連する正常の動作において制御される。この目的のために、駆動回路は、水平出力段によって供給されそして一方において水平フライバックに関連したフライバックパルスの生じた時点を、他方において水平同期パルスの生じた時点と比較する。生じた時点のありうる差違が修正され、その結果、ビデオ信号は表示管の正しい水平位置に表示される。スタンバイ動作から正常な動作への既述の状態の変化の間、駆動信号のデューティサイクルは、スイッチング素子のオンタイムを小さな値から公称値へ連続的に増加させるように制御される。デューティサイクルのそのような変化とともに、スイッチング素子は過大な散逸から保護される。しかしながら、組み合わされた回路において使用されるようなデューティサイクル変調は、走査およびフライバック電圧に接続されている異なった部品によって課せられた種々の要求を満足させるために、状態の変化中に組み合わされた回路によって発生される電圧の変化をもたせることの可能性を与えない。本発明の目的は、とりわけ、状態の変化中にデューテイサイクルの変化が、異なった電圧の変化に課せられる種々の要求を満足するように、水平偏向回路によって発生された少なくとも１つの電圧によって影響される水平偏向回路および方法を提供することにある。要求は、例えば電圧に接続された部品における最大許容電流または電圧が特定の値の周りに変化し得る最大許容レートに関連して言及した。この目的のために、本発明の第１の要旨は請求項１に規定した水平偏向回路を提供する。水平出力段によって発生した電圧を有して配置されたフィードバックにより、スイッチング素子における最大許容散逸によって決定される駆動信号のデューティサイクルの増加の第１のレートが、１つのフィードバック電圧の変化が望ましくない範囲に達しそうな傾向である時点において変化される。本発明によれば、デューティサイクルの変化の制御は、１つの部品が課せられた要求を破りそうな時点において電圧が上昇するレートを抑制することの可能性を提供する。結果として、すべての要求を満足する電圧の一定、そして非常にゆっくりした増加を選択することは必要でなく、状態の変化の持続期間をむだに拡張することである。請求項２に記載した特徴づける事項を有する水平偏向回路の実施例は、走査電圧に接続されたコンデンサの充電が選択された第２のレートにおいて変化するという利点を有して、走査電圧の正確に規定された望ましい変化の可能性を提供する。従って、過大な電流や負荷はこれらのコンデンサとこれらに直列に接続されたダイオード、コイル、抵抗器またはヒューズのような部品において生成されない。この方法においては、スイッチング素子に接続された水平出力トランスの電流はまた飽和値以下に維持され、そして水平偏向回路に給電している電源回路のピーク負荷が減少する。請求項３に記載した特徴づける事項を有する水平偏向回路の実施例は、フライバック電圧の正確に規定された望ましい変化の可能性を提供する。これはまた、上述のコンデンサに直列に配置されたダイオード、コイル、抵抗器またはヒューズのような部品の過大負荷が生成されないという利点を有する。それに敏感である表示管のフラッシュオーバを防ぐために、表示管のアノード電圧、そしてそれはまたフライバック電圧である、が増加する望ましい第３のレートが固定される。この目的のために、アノード電圧または別のフライバック電圧から引き出された電圧がフィードバックされる。画像表示装置をスイッチオンそしてスイッチオフする間の、大きな電流変化のため、またはアノード電圧の速い立ち上がりや立ち下がりのために生じるかも知れないノイズを減少させ、または除去することが代案として可能である。請求項４に記載した特徴づける事項を有する水平偏向回路の実施例は、正常の動作においてはＤＣ信号における変化のみがフィードバックされ、ＤＣ信号が最後の値に達しては、フィードバックはデューティサイクルの制御にどんな影響も有しないという利点を有する。請求項５に記載した特徴づける事項を有する水平偏向回路の実施例は、第４のレートにおいて閾値回路によって決定されたレベル以上の走査またはフライバック電圧の変化を制限することの可能性を提供する。これは、最終値に近いアノード電圧の上昇中に、フラッシュオーバーに敏感な表示管のために必要であるこのレベル以上のアノード電圧の特別にゆっくりした増加を得ることの利点を提供する。別の利点のある実施例が請求項６および７において述べられている。本発明の第２の要旨は、請求項８に規定した方法を提供する。本発明の第３の要旨は、請求項９に規定した画像表示装置を提供する。本発明のこれらおよび他の要旨は、以下に説明される実施例から明らかになり、実施例を参照して明瞭になるであろう。図面において図１は、本発明による水平偏向回路を具えた画像表示装置を示している。図２は、本発明によるフィードバック回路の実施例である。図３は、本発明によるデューティサイクル制御回路の一部の実施例である。図４は、本発明によるフィードバック回路とデューティサイクル制御回路の一部の実施例の動作を説明するための信号図を示している。図５は、駆動回路の第１の実施例と、その動作を説明するためのいくつかの信号図を示している。そして図６は、駆動回路の第２の実施例と、その動作を説明するためのいくつかの信号図を示している。図１は、陰極線管ＣＲＴと本発明による水平偏向回路２，１，４を含んでいる画像表示装置を示している。入力端子Ｔへのビデオ信号ＰＩから与えられる水平同期バルスＨｓは、同期信号分離器Ｓｓによって分離される。パルスＨｓは、正常の動作中にそれに関連した駆動信号Ｈｄｒを発生させるために駆動回路に与えられ、そして駆動信号はスイッチング素子Ｔｒをスイッチングするために水平出力段１に供給される。スイッチング素子Ｔｒは、水平またはライン出力トランスＬＯＴの１次巻線Ｌｐに接続されている。水平出力トランスＬＯＴは、１個またはそれ以上のフライバック電圧Ｖｆｌｙおよび／または走査電圧Ｖｓｃａを供給するための１個またはそれ以上の２次巻線を含み；分かり易くするために、走査電圧Ｖｓｃａを供給するための２次巻線Ｌｓｓとフライバック電圧Ｖｆｌｙを供給するための２次巻線Ｌｓｆが図１に示されている。走査およびフライバック電圧Ｖｓｃａ，Ｖｆｌｙを供給するために、ダイオードＤｓ，Ｄｆが、水平期間の走査期間およびフライバック期間にそれぞれそれらが導通するように、２次巻線Ｌｓｓ，Ｌｓｆに接続されている。さらに、コンデンサＣｓ，Ｃｆが配置され得て、ダイオードＤｓ，Ｄｆと接地間にそれぞれ接続されている。コンデンサＣｓ，Ｃｆは、走査とフライバック電圧Ｖｓｃａ，Ｖｆｌｙが平滑にされることを確実にする。走査電圧Ｖｓｃａは通常、画像表示装置に存在し、図に示されない他の回路に給電するために使われる。走査電圧Ｖｓｃａは、もしスイッチング素子Ｔｒが閉じていれば、水平出力トランスＬＯＴの１次巻線Ｌｐの両端に存在する電源電圧Ｖｂに関係している。フライバック電圧Ｖｆｌｙは、スイッチング素子Ｔｒが開いている時点における水平出力トランスＬＯＴの１次巻線Ｌｐの両端に生成される１次フライバック電圧に関係している。フライバック期間（例えば、１１μｓ）は走査期間（例えば、５３μｓ）より大変短いから、１次のフライバック電圧は、電源電圧Ｖｂより何倍も大きく（ほぼ８倍）、そしてそれ故、表示管ＣＲＴのためのアノード電圧Ｖａのような高電圧を発生するために著しく適している。スイッチング素子Ｔｒは、その制御電極が適当な駆動回路を介して駆動信号Ｈｄｒに接続されているバイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、サイリスタまたはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）のような何か適当な半導体部品であり得る。一般に、スイッチング素子Ｔｒに並列に、ダイオードが、そのアノードを接地に、そのカソードを１次巻線Ｌｐに接続されている。さらに、既知の水平出力段１は、表示管ＣＲＴの電子ビームを偏向するために水平偏向コイルＨｙに接続されていて；この目的のために、水平出力段１は、図に示さない既知の方法で水平偏向電流Ｉｄを発生する。水平出力段１は電源電圧Ｖｂの端子に接続される２個の端子を有している。正常の動作において、駆動回路２は、水平出力段１によって供給され、一方で水平フライバックに関係するフライバックパルスＨｇの生じる時点と、他方で一般にｐｈｉ２制御回路と呼ばれるものによる水平同期パルスＨｓの生じる時点とを比較する。生じる時点間のありうる差違はｐｈｉ２制御回路によって制御され、その結果、ビデオ信号は表示管の正しい水平位置に表示される。駆動回路２には、水平偏向回路２，１，４の状態の変化中にそれらによって発生した駆動信号Ｈｄｒのデューティサイクルを変調するためのデューティサイクル制御回路３が具えられている。状態の変化の例は：電源電圧Ｖｂの立上りと同時に水平出力段１をスタートさせ、電源電圧Ｖｂの存在のもとに水平出力段１をスタートさせ、そして表示管ＣＲＴにおけるフラッシュオーバの検出後に水平出力段１をスイッチオフさせることである。フィードバック回路４は、水平出力段１において発生され、それぞれ少なくともフラィバック電圧Ｖｆｌｙと少なくとも走査電圧Ｖｓｃａに関係し、そして状態の変化中に変化するＤＣ信号Ｖｆｌｙ′，Ｖｓｃａ′を受信するための２個のフィードバック入力端子Ｉ１，Ｉ２を有している。フィードバック回路４は、デューティサイクル制御回路３の制御入力端子に供給されるべき制御信号Ｖｃｏを発生する。水平出力トランスＬＯＴが水平偏向電流Ｉｄを発生させるためのチョークとしてまた使用されている既知の水平偏向回路２，１，４において、水平出力トランスＬＯＴは少なくともフライバック電圧Ｖｆｌｙ、すなわち、アノード電圧Ｖａを発生するであろう。他の既知の水平偏向回路２，１，４は、水平偏向電流Ｉｄを発生させるための第１のトランス（それは、またチョークとして使用される）と、（しばしば安定化された）アノード電圧Ｖａを発生させるための第２のトランスを含んでいる。後者の水平偏向回路においては、水平出力トランスＬＯＴが走査および／またはフライバック電圧Ｖｓｃａ，Ｖｆｌｙを発生させるための第１のトランスであるかも知れないし、または、水平出力トランスＬＯＴが少なくともアノード電圧Ｖａを発生させるための第２のトランスであるかも知れない。駆動回路２は、もし第２のトランスに接続されるならば、ｐｈｉ２制御回路を必要としないし、そして水平同期パルスＨｓに接続される必要もないことは明らかである。前述の走査電圧に関連したＤＣ信号Ｖｓｃａ′は、水平出力段１によって発生された走査電圧Ｖｓｃａのどれでも、または走査電圧の組み合わせに関連した電圧であってもよい。同様に、上記フライバック電圧Ｖｆｌｙ′も、水平出力段１によって発生したフライバック電圧Ｖｆｌｙのどれでも、またはフライバック電圧の組み合わせに関連した電圧であってもよい。代案として、フライバック電圧に関連したＤＣ電圧Ｖｆｌｙ′はスイッチング素子Ｔｒの両端の電圧に関連していてもよい。図２は、本発明によるフィードバック回路４の実施例を示している。変化検出器Ｖ１はフィードバック入力端子Ｉ１に接続され、その検出器の出力端子Ｕ１は、第１のフィードバックパスを形成するための第１のダイオードＤ１のアノードに接続されている。変化検出器Ｖ２は閾値回路Ｌを介してフィードバック入力端子Ｉ２に接続され、その検出器の出力端子Ｕ２は、第２のフィードバックパスを形成するための第１のダイオードＤ１のアノードに接続されている。さらに、第２のダイオードＤ２のカソードが第１のダイオードＤ１のアノードに接続され、そして第２のダイオードＤ２のアノードは接地に接続されている。さらに、変化検出器Ｖ３はフィードバック入力端子Ｉ２に接続され、その検出器の出力端子Ｕ３は、第３のフィードバックパスを形成するために第１のダイオードＤ１のカソードに接続されている。第１のダイオードＤ１のカソードは、制御信号Ｖｃｏを供給し、そして第４のコンデンサＣ４によって接地に接続されている。変化検出器Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３は、第１の抵抗器Ｒ１と第１のコンデンサＣ１、第２の抵抗器Ｒ２と第２のコンデンサＣ２、および第３の抵抗器Ｒ３と第３のコンデンサＣ３の直列配置からなっている。閾値回路はツェナーダイオードＺを含み得る。分かり易くするために、第１のダイオードＤ１は以下スルー接続として考えられ、そして第２のダイオードＤ２は断続接続として考えられよう。走査電圧Ｖｓｃａが４５Ｖでフライバック電圧Ｖｆｌｙが１３０Ｖの慣習的な実施例においては、第１の抵抗器Ｒ１は２７ＫＯｈｍの値を有し、第１のコンデンサＣ１は１０ｎＦの値を有し、第２の抵抗器Ｒ２は５６ｋＯｈｍの値を有し、第２のコンデンサＣ２は１５０ｎＦの値を有し、第３の抵抗器Ｒ３は２２０ｋＯｈｍの値を有し、第３のコンデンサＣ３は２．７ｎＦの値を有し、そして８６Ｖのツェナー電圧が３９Ｖと４７Ｖの２個のツェナーダイオードを直列に配置することによって得られている。図示されたフィードバック回路の動作は、図４を参照して説明されるであろう。図３は、本発明によるデューティサイクル制御回路３の一部の実施例を示している。第１の電流源ＩＳ１が、電源電圧Ｖｄｄにに接続されている第２の電流原ＩＳ２に接続されている。２個の電流源ＩＳ１，ＩＳ２の接続点は制御信号Ｖｃｏを受信する。第１の電流源ＩＳ１の他の側は接地に接続されている。記号ＩＳ１，ＩＳ２はまた、相当する電流源によって供給される電流に対しても使われている。制御信号Ｖｃｏは、駆動信号Ｈｄｒのデューティサイクルに影響を与えるために駆動回路５に与えられる。さらに、駆動回路５は水平同期パルスＨｓを受信する。正常の動作においては、駆動信号の持続期間が既知のＰＬＬ回路（しばしば、ｐｈｉ−ループと呼ばれる）によって水平同期パルスＨｓの持続時間に関係し；状態の変化中はこの関係が継続される。デューティ制御回路３の一部の動作は、図４を参照して説明されるであろう。図４は、同一の電源によって発生された電源の偏向電圧Ｖｂ、デューティサイクルｄｃ、走査電圧Ｖｓｃａまたはフライバック電圧Ｖｆｌｙ、制御信号Ｖｃｏの連続的な変化と、時点ｔ１と時点ｔ４のそれぞれにおける駆動信号Ｈｄｒの２つの信号波形とを示している。走査およびフライバック電圧Ｖｓｃａ，Ｖｆｌｙの変化は同じ曲線で示され、その理由は、原理的にそれらの振幅は異なっているけれども、それらは同一形状の変化を有しているからである。時点ｔ０において、電源の偏向電圧Ｖｂは、例えばメインスイッチが閉じられることにより、時点ｔ１以前において、例えば１４０Ｖの公称値に達するように立ち上がり始める。電源の偏向電圧Ｖｂの立ち上がりに加えて、電源電圧Ｖｄｄもまた立ち上がり、と同時に、第２の電流源ＩＳ２がスイッチオンされ、こうして第４のコンデンサＣ４が充電されることを確実にする。制御信号Ｖｃｏは、駆動信号Ｈｄｒの小さいデューティサイクルｄｃが生じ、スイッチング素子Ｔｒの短いオンタイムがそれと組み合わされる所定の電圧まで上昇する。時点ｔ１において、第２の電流源ＩＳ２がスイッチオフされ、そして第１の電流源ＩＳ１がスイッチオンされる。フィードバックパスの１つによる制御信号Ｖｃｏの影響なしに、第４のコンデンサＣ４が、第４のコンデンサＣ４の値と第１の電流源ＩＳ１の値とによって決定される第１のレートにおいて放電され、そして結果としてデューティサイクルｄｃは第１のレートにおいて増加する。第１のフィードバックパスＩ１−Ｕ１を経由して、走査電圧Ｖｓｃａの増加が第４のコンデンサＣ４に対して充電電流を引き起こす。充電電流の値は第１の抵抗器Ｒ１、第１のコンデンサＣ１および第４のコンデンサＣ４に依存する。第１の電流源ＩＳ１による第４のコンデンサＣ４の放電の結果としての制御信号Ｖｃｏの電圧の減少が、それによって抑制される。さて、デューティサイクルｄｃの増加は、デューティサイクルｄｃが第１または第３のレートでさらに増加するように、走査電圧Ｖｓｃａの増加がそれ程小さくなった時点ｔ２におけるまで第２の、ゆっくりしたレートで変化する。もし、走査電圧Ｖｓｃａの増加が十分に小さいならば、そこに接続されたコンデンサの充電は十分に小さい電流で影響されるであろうし、そしてこれらのコンデンサとダイオード、コイル、抵抗器またはヒューズのようなそれと直列に配置された部品とにおける過大な電流と負荷は生じない。引き続いて、デューティサイクルの増加するレートが、ＴＶ装置をできるだけ早くスタートさせるように立ち上げられる。原理的に、時点ｔ２と時点ｔ３間のレートは、第３の抵抗器Ｒ３、第３のコンデンサＣ３および第４のコンデンサＣ４の値によって決定される第４のコンデンサＣ４の充電電流が、第３のフィードバックパスを介してフライバック電圧Ｖｆｌｙの増加の結果として第１の電流ＩＳ１に関して無視できない値をとるのでなければ、第１のレートに等しい。時点ｔ３において、フライバック電圧Ｖｆｌｙは、ツェナーダイオードＺによって固定される所定の閾値を超える。ツェナーダイオードＺは導通状態をスタートし、そして第２のフィードバックパスが動作状態になり、同時に、フライバック電圧Ｖｆｌｙの一層の増加が、その値が第２の抵抗器Ｒ２、第２のコンデンサＣ２および第４のコンデンサＣ４に依存する第４のコンデンサＣ４の充電電流を引き起こす。第４のコンデンサＣ４の放電の結果としての制御電圧Ｖｃｏの電圧の減少はそれによって抑制される。さて、デューティサイクルｄｃの増加は、フライバック電圧Ｖｆｌｙの最終値が時点ｔ４において到達するまで第３のレートにおいて変化する。フラッシュオーバがアノード電圧Ｖａの最終値近くへの過度に速い立ち上がりにおいて生じる表示管のために、アノード電圧Ｖａの最終値への立ち上がりの正しくゆっくりしたレートが得られる。時点ｔ５において、正常の状態からスタンバイ動作への状態の変化がスタートする。アノード電圧Ｖａの最大残留値に課せられた安全の要求に関連して、水平出力段１によって発生された水平偏向と走査の、およびフライバックの電圧Ｖｓｃａ，Ｖｆｌｙが、表示管ＣＲＴを放電させるための十分な時間がない程急速に減少しないことが望ましい。第１の電流源ＩＳ１はスイッチオフされそして第２の電流源ＩＳ２はスイッチオントされ、第４のコンデンサＣ４はゆっくり充電され、それとともにデューティサイクルｄｃはゆっくり減少する。デューティサイクルの減少中に望ましいアノード電流Ｉａを印加することによって、アノード電圧Ｖａもまたゆっくり減少するであろうし、そして表示管ＣＲＴを放電させるためのアノード電圧に接続される高電圧の抵抗器のような特別に高価な設備は必要とされない。走査およびフライバック電圧Ｖｓｃａ，Ｖｆｌｙの減少中に、第１のダイオードＤ１は、第１（Ｉ１−Ｕ１）および第２（Ｉ２−Ｕ２）のフィードバックパスがデューティサイクルの減少にどんな影響をもつことをも防いでいて、それと同時に、第２のダイオードＤ２は第１（Ｃ１）および第２（Ｃ２）のコンデンサが放電されることを可能にする。駆動信号Ｈｄｒの図示された２つの信号波形は、デューティサイクルｄｃの変化を明瞭にしている。駆動信号Ｈｒは一般に２レベルのパルスであり、そしてこの例においては、スイッチング素子Ｔｒは低レベル中は閉じ（導通状態）ていて、高レベル中は開いて（ブロック状態）いる。時点ｔ１における駆動信号Ｈｄｒの信号波形Ｈｄｒ（ｔ１）は小さいデューティサイクルｄｃを示し、スイッチング素子Ｔｒは短いオンタイムＴｏｎ（ｔ１）と長いオフタイムＴｏｆｆ（ｔ１）を有している。駆動信号Ｈｄｒの繰り返し周期ＴＨ（ｔ１）は、オンタイムＴｏｎ（ｔ１）とオフタイムＴｏｆｆ（ｔ１）の合計である。時点ｔ４における駆動信号Ｈｄｒの信号波形Ｈｄｒ（ｔ４）は公称のデューティサイクルｄｃ（ｔ４）を示し、スイッチング素子Ｔｒは公称のオンタイムＴｏｎ（ｔ４）と公称のオフタイムＴｏｆｆ（ｔ４）を有している。駆動信号Ｈｄｒの公称の繰り返し周期ＴＨ（ｔ４）は、公称のオンタイムＴｏｎ（ｔ４）と公称のオフタイムＴｏｆｆ（ｔ４）の合計である。提案された方法は上述の利点を提供する：ダイオードＤｓ，Ｄｆ、コイル、抵抗器またはヒューズのような直列配置された部品のコンデンサＣｓ，Ｃｆの過大な充電電流からの保護、過大充電電流による水平出力トランスＬＯＴの飽和を防ぐこと、そしてスイッチング素子のオンタイムＴｏｎが一定のオフタイムＴｏｆｆにおいて、それ故駆動信号Ｈｄｒの可変周波数において変調される（図５Ａから５Ｅに示されるように）デューティサイクル制御に対してと、スイッチング素子のオンタイムとオフタイムが一定の周波数の駆動信号Ｈｄｒを得るように変調される（図６Ａから６Ｅに示されるように）デューティサイクル制御に対する表示管ＣＲＴのフラッシュオーバを防ぐようなアノード電圧Ｖａのゆっくりした増加。後者の場合、フライバック電圧Ｖｆｌｙのフィードバックは、デューティサイクルｄｃとフライバック電圧Ｖｆｌｙの値間のリニアな関係が確立され、その結果、水平出力段１のスプリアス発振が防止されるという付加的な利点を有する。図５Ａは、駆動回路５の第１の実施例を示している。この実施例は、制御信号Ｖｃｏで変調されたオンタイムＴｏｎと駆動信号Ｈｄｒの一定のオフタイムＴｏｆｆｃとを発生する。結果して、駆動信号Ｈｄｒのパルスの周期（または繰り返し周波数）が変化する。水平同期パルスＨｓは、ＰＬＬ回路ｐｈｉ−１の入力端子と直列に配置された第１のスイッチＳ１に与えられる。ＰＬＬ回路ｐｈｉ−１はさらにコンデンサＣｏ、第１の抵抗器Ｒｏ１および第２の抵抗器Ｒｏ２に接続され、そして出力パルスＨｏｕｔを供給する。既知のＰＬＬ回路ｐｈｉ−１（例えば、フィリップスのＩＣＴＤＡ２５９５で用意される）は、スイッチＳ１が閉じられたとき、出力パルスＨｏｕｔを周波数および位相において入力端子に与えられた水平同期パルスＨｓに結合させる。スイッチが開放されたとき、ＰＬＬ回路ｐｈｉ−１は入力パルスを受信せず、そしてそのとき、フリーランニング周波数を有する出力パルスＨｏｕｔを供給する。フリーランニング周波数はコンデンサＣｏ、第１の抵抗器Ｒｏ１、および直列に配置されそして電流源Ｉ３によって接地に接続された第２の抵抗器Ｒｏ２によって決定される。電流源Ｉ３は、制御信号Ｖｃｏの値に依存している電流Ｉ３を供給する。スイッチＳ１は、反転入力端子において制御信号Ｖｃｏを受信し、そしてその非反転入力端子が第１の基準電圧Ｖｃｌに接続されている電圧比較器Ｃｏｍｐの出力信号によって制御される。時間決定回路ＯＳ（例えば、再トリガラブルマルチバイブレータ（ワンショット））は出力パルスＨｏｕｔを受信し、そして駆動信号Ｈｄｒを供給する。駆動信号Ｈｄｒは、一定のオフタイムＴｏｆｆｃ中に出力パルスＨｏｕｔの各立ち上がりエッジから高レベルを有する。駆動回路５の動作は、図５Ｂに示されるような制御信号Ｖｃｏの変化の例、および図５Ｃから５Ｅまでにおける制御信号Ｖｃｏ、出力パルスＨｏｕｔおよび駆動信号Ｈｄｒの波形図に関して明瞭になるであろう。図５Ｂは、例えば、平滑コンデンサＣｓ，Ｃｆがまだ充電されていないか、または平滑コンデンサＣｓ，Ｃｆがない場合において水平偏向回路をスタートさせたときに生ずる制御信号Ｖｃｏの変化を示している。制御信号Ｖｃｏは限られた最大電圧Ｖｃｈｈから公称電圧Ｖｎｏｍまで減少し、そして引き続いて第２の基準電圧Ｖｃｈ、電圧Ｖｎｉｄおよび第１の基準電圧Ｖｃｌと交差する。図５Ｃは、制御電圧Ｖｃｏが第２の基準電圧Ｖｃｈに等しい（または、より高い）値を有し、スイッチＳ１が開放され、そして電流源Ｉ３が最大電流を供給し、出力信号Ｈｏｕｔが最大の繰り返し周波数を有している状況を示している。一定のオフタイムＴｏｆｆｃは、この場合において、出力信号Ｈｏｕｔにおけるパルスの繰り繰り返し周波数（１／ＴＨ，ｍｉｎ）より大きいから、駆動信号Ｈｄｒは連続的に高レベルＨを有するであろうし、そしてスイッチング素子Ｔｒは連続して開放である。図５Ｄは、制御電圧Ｖｃｏが電圧Ｖｍｉｄに等しい値を有し、スイッチＳ１が開放され、そして電流源Ｉ３が零と最大電流の間の値を有する電流を供給し、出力信号Ｈｏｕｔが最大値と公称値の間の繰り返し周波数を有している状況を示している。駆動信号Ｈｄｒが、オンタイムＴｏｎ，ｍｉｄ中に低レベルＬを、時間決定回路ＯＳによって決定される一定のオフタイムＴｏｆｆｃ中に高レベルＨを、そして周期ＴＨ，ｍｉｄを有している。図５Ｅは、制御電圧Ｖｃｏが第１の基準電圧Ｖｃｌに等しい（または、より低い）値を有し、電流源Ｉ３が電流を供給せず、出力信号ＨｏｕｔがコンデンサＣｏと第１の抵抗器Ｒｏ１によって決定される公称の繰り返し周波数を有している状況を示している。駆動信号Ｈｄｒは、公称のオンタイムＴｎｏｍ中に低レベルＬを、時間決定回路ＯＳによって決定される一定のオフタイムＴｏｆｆｃ中に高レベルＨを、そして公称の周期ＴＨ，ｎｏｍを有している。さて、制御信号Ｖｃｏが第１の基準電圧Ｖｃｌ以下の値を有するから、スイッチＳ１は電圧比較器Ｃｏｍｐを介して閉じられるであろうし、そして水平偏向回路はその公称の動作状態に達した。図６Ａは、駆動回路５の第２の実施例を示している。この実施例は一定の繰り返し周波数を有する駆動信号Ｈｄｒを発生する。制御信号Ｖｃｏは、駆動信号ＨｄｒのオンタイムＴｏｎとオフタイムＴｏｆｆの両方を変調する。水平同期パルスＨｓは、ＰＬＬ回路ｐｈｉ−１の入力端子と直列に配置された第１のスイッチＳ１に与えられる。ＰＬＬ回路ｐｈｉ−１は第２のスイッチＳ２をスイッチングするための出力パルスＨｏｕｔを供給する。スイッチＳ１が閉じられたとき、既知のＰＬＬ回路ｐｈｉ−１（例えば、フィリップスのＩＣＴＤＡ２５９５で与えられる）は、出力パルスＨｏｕｔを周波数および位相において入力端子に与えられた水平同期パルスＨｓに結合させる。スイッチが開放されたとき、ＰＬＬ回路ｐｈｉ−１は入力パルスを受信せず、そしてそのとき、公称の水平周波数（ＰＡＬシステムに対しては、１５６２５Ｈｚ）に近接して選ばれているフリーランニング周波数を有する出力パルスＨｏｕｔを供給する。スイッチＳ１は、反転入力端子が制御信号Ｖｃｏを受信し、そしてその非反転入力信号が第１の基準電圧Ｖｃｌに接続されている第１の電圧比較器Ｃｏｍｐ１の出力信号によって制御される。制御信号Ｖｃｏはさらに第２の電圧比較器Ｃｏｍｐ２の非反転入力端子にも供給される。第２の電圧比較器Ｃｏｍｐ２の反転入力端子は、電流源Ｉ４の第１の端子、抵抗器ＲとコンデンサＣの直列配置、および第２のスイッチＳ２の接続点に接続されている。スイッチＳ２および抵抗器ＲとコンデンサＣの直列配置の第２の端子は接地に接続されている。電流源Ｉ４の第２の端子は電圧Ｖｄｄに接続されている。第２の電圧比較器の反転入力端子は鋸歯状信号Ｖｎｉを受信する。駆動回路５の動作は、図６Ｂに示されるような制御信号Ｖｃｏの変化の例、および図６Ｃから６Ｅまでにおける出力パルスＨｏｕｔ、鋸歯状信号Ｖｎｉおよび駆動信号Ｈｄｒの波形図に関して説明されよう。図６Ｂは、例えば、平滑コンデンサＣｓ，Ｃｆがまだ充電されていないか、または平滑コンデンサＣｓ，Ｃｆがない場合において水平偏向回路をスタートさせたときに生ずる制御信号Ｖｃｏの変化を示している。制御信号Ｖｃｏは最大電圧Ｖｃｈｈから公称電圧Ｖｎｏｍまで減少し、そして引き続いて第２の基準電圧Ｖｃｈ、電圧Ｖｍｉｄおよび第１の基準電圧Ｖｃｌと交差する。図６Ｃは、制御電圧Ｖｃｏが第２の基準電圧Ｖｃｈよりわずかに低い値を有している状況を示している。スイッチＳ１は開放され、出力信号Ｈｏｕｔは公称の（フリーランニング）繰り返し周波数を有している。時点ｔ０において、出力信号Ｈｏｕｔは低レベルＬを仮定し、そしてスイッチＳ２は閉じられ、鋸歯状信号Ｖｎｉは低くなる。時点ｔ１において、出力信号Ｈｏｕｔは高レベルを仮定し、そして第２のスイッチＳ２は開放する。電流源Ｉ４は、第２のスイッチＳ２が時点ｔ０′において再び閉じられるまでコンデンサＣを充電するであろう。コンデンサＣが、ｔ１〜ｔ０の期間中は抵抗器Ｒによって完全に放電されていないから、時点ｔ１において鋸歯状信号Ｖｎｉにジャンプがあるであろう。制御信号Ｖｃｏを第２の電圧比較器Ｃｏｍｐ２によって鋸歯状信号ｖｎｉと比較することにより、制御信号Ｖｃｏが鋸歯状信号Ｖｎｉより低い値を有している時間中、低レベルＬを有する駆動信号Ｈｄｒが得られる。図６Ｃに示される状況においては、駆動信号Ｈｄｒは固定の周期ＴＨｃ、最小のオンタイムＴｎｏ，ｍｉｎ、および最大のオフタイムＴｏｆｆ，ｍａｘを有している。図６Ｄは、制御電圧Ｖｃｏが電圧Ｖｍｉｄに等しく、そしてスイッチＳ１が開放されている状況を示している。図６Ｃに関して述べたのと同様に、駆動信号Ｈｄｒは、固定の周期ＴＨｃ、オンタイムＴｏｎ，ｍｉｄ、およびオフタイムＴｏｆｆ，ｍｉｄを有していることが分かる。図６Ｅは、制御電圧Ｖｃｏが第１の基準電圧Ｖｃｌに等しい（または、より低い）値を有している状況を示している。図６Ｃに関して述べたのと同様に、駆動信号Ｈｄｒは、固定の周期ＴＨｃ、公称のオンタイムＴｏｎ，ｎｏｍ、および公称のオフタイムＴｏｆｆ，ｎｏｍを有していることが分かる。さて、制御信号Ｖｃｏは第１の基準電圧Ｖｃｌ以下の値に達したから、スイッチＳ１は第１の電圧比較器Ｃｏｍｐ１を介して閉じられるであろうし、そして水平偏向回路はその公称の動作の状態に達した。制御信号Ｖｃｏが第１の基準電圧Ｖｃｌ以下の値をもつ間は、デューティサイクルｄｃは影響されないであろう。正常の動作においては、制御信号Ｖｃｏに存在している小さなリップル電圧がデューティサイクルにどんな影響も持たないであろう。さらに、正常の動作においては、例えば、デューティサイクル制御回路の電流源ＩＳ１，ＩＳ２を制御信号Ｖｃｏから分離し、その結果、走査およびフライバック電圧Ｖｓａ，Ｖｆｌｙのリップル電圧によってつくられた妨害が防止されることによって、デューティサイクル制御回路３のフィードバックパスの影響を除去することができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ハルショフヨゼフヨハネスマリアオランダ国 5621 ベーアーアインドーフェンフルーネヴァウツウェッハ１

Claims

【特許請求の範囲】１．少なくとも１つの電圧（Ｖｓｃａ，Ｖｆｌｙ）を発生させるための、水平出力トランス（ＬＯＴ）に接続されているスイッチング素子（Ｔｒ）を具えた水平出力段（１）、およびスイッチング素子（Ｔｒ）をスイッチングする駆動信号（Ｈｄｒ）を発生させるための、そして水平偏向回路の状態の変化中に、駆動信号（Ｈｄｒ）のデューティサイクルを変調するデューティサイクル制御回路（３）を具えた駆動回路（２）を含んでいる画像表示装置のための水平偏向回路において、該水平偏向回路は、前記状態の変化中に変化するＤＣ信号（Ｖｆｌｙ′，Ｖｓｃａ′）を受信するための水平出力段（１）の出力端子に接続されている少なくとも１つのフィードバック入力端子（Ｉ１，Ｉ２）を有するフィードバック回路（４）を具え、該フィードバック回路（４）は制御信号（Ｖｃｏ）をデューティサイクル制御回路（３）の制御入力端子に供給するための出力端子を有していることを特徴とする水平偏向回路。２．請求項１記載の水平偏向回路において、ＤＣ信号は、水平出力トランス（ＬＯＴ）によって生成された少なくとも走査電圧Ｖｓｃａに関連していることを特徴とする水平偏向回路。３．請求項１記載の水平偏向回路において、ＤＣ信号は、水平出力トランス（ＬＯＴ）によって生成された少なくともフライバック電圧（Ｖｆｌｙ）に関連していることを特徴とする水平偏向回路。４．請求項２または３記載の水平偏向回路において、フィードバック回路（４）は、ＤＣ信号（Ｖｓｃａ′，Ｖｆｌｙ′）の変化の尺度である出力信号（Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３）を供給するための、フィードバック入力端子（Ｉ１，Ｉ２）に接続された変化検出手段（Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３）を具えていることを特徴とする水平偏向回路。５．請求項４記載の水平偏向回路において、フィトードバック回路（４）は、さらにフィードバック入力端子（Ｉ１，Ｉ２）と変化検出手段（Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３）との間に配置された閾値回路（Ｌ）を具えていることを特徴とする水平偏向回路。６．請求項５記載の水平偏向回路において、閾値回路（Ｌ）はツェナーダイオード（Ｚ）を含んでいることを特徴とする水平偏向回路。７．請求項４記載の水平偏向回路において、各変化検出器（Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３）はコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）を含んでいることを特徴とする水平偏向回路。８．走査および／またはフライバック電圧（Ｖｓｃａ，Ｖｆｌｙ）を発生させるための水平出力トランス（ＬＯＴ）に接続されているスイッチング素子（Ｔｒ）によって、画像表示スクリーン（ＣＲＴ）の陰極線を水平に偏向し、スイッチング素子（Ｔｒ）のための駆動信号（Ｈｄｒ）を発生し、そして水平偏向の状態の変化中に駆動信号（Ｈｄｒ）のデューティサイクルを変調する方法において、デューティサイクルの変調は、状態の変化中に変化し、少なくとも前記走査および／またはフライバック電圧（Ｖｓｃａ，Ｖｆｌｙ）の１つに依存したＤＣ信号（Ｖｓｃａ′，Ｖｆｌｙ′）に依存して発生した制御信号（Ｖｃｏ）によって、一つの状態の変化の間に影響されることを特徴とする方法。９．ビデオ信号（ＰＩ）を受信する入力端子（Ｔ）、スイッチング素子（Ｔｒ）をスイッチングする駆動信号（Ｈｄｒ）を発生させるための駆動回路（２）を具えている水平偏向回路（１，２，４）に与えられている水平同期パルス（Ｈｓ）を分離するための手段（ＳＳ）、および画像表示スクリーン（ＣＲＴ）の水平偏向を確実にするためにスイッチング素子（Ｔｒ）を具えた水平出力段（１）を含み、そして駆動回路（２）が水平偏向回路（１，２，４）の状態の変化中に駆動信号（Ｈｄｒ）のデューティサイクルを変調するためのデューティサイクル制御回路（３）を具えている画像表示装置において、水平偏向回路は、１つの状態の変化の間に変化するＤＣ信号（Ｖｆｌｙ′，Ｖｓｃａ′）を受信するための、水平出力段（１）の出力端子に接続された少なくとも１つのフィードバック入力端子（Ｉ１，Ｉ２）を有しているフィードバック回路（４）を具え、そしてそのフィードバック回路（４）はデューティサイクル制御回路（３）の制御入力端子に制御信号（Ｖｃｏ）を供給することを特徴とする画像表示装置。