JPH07135774A - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
Ａｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH07135774A JPH07135774A JP6045078A JP4507894A JPH07135774A JP H07135774 A JPH07135774 A JP H07135774A JP 6045078 A JP6045078 A JP 6045078A JP 4507894 A JP4507894 A JP 4507894A JP H07135774 A JPH07135774 A JP H07135774A
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- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
Abstract
(57)【要約】
【目的】 軽負荷時において回路内の電圧が高くなるの
を抑え、交流入力電圧の適用範囲を広くとれるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータを提供する。 【構成】 整流器３、昇圧チョッパ回路４、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路５より構成されるＡＣ−ＤＣコンバータ
に、ＰＷＭ回路６、ワンショットマルチバイブレータ
７、パルス合成回路８、比較回路９を設け、ＰＷＭ回路
６が出力する第１のパルス信号Ｖpaとワンショットマル
チバイブレータ７に発生する遅延パルスＶpDにより、パ
ルス合成回路８は、第１のパルス信号Ｖpaのパルス幅よ
り遅延パルスＶpDのパルス幅だけ狭いパルス幅の第２の
パルス信号Ｖpbを発生させる。比較回路９は昇圧チョッ
パ回路４により昇圧される電圧ＶC を基準電圧ＶREF と
比較し、電圧ＶC が基準電圧ＶREF より低くなると遅延
パルスの発生を停止させる。
を抑え、交流入力電圧の適用範囲を広くとれるＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータを提供する。 【構成】 整流器３、昇圧チョッパ回路４、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路５より構成されるＡＣ−ＤＣコンバータ
に、ＰＷＭ回路６、ワンショットマルチバイブレータ
７、パルス合成回路８、比較回路９を設け、ＰＷＭ回路
６が出力する第１のパルス信号Ｖpaとワンショットマル
チバイブレータ７に発生する遅延パルスＶpDにより、パ
ルス合成回路８は、第１のパルス信号Ｖpaのパルス幅よ
り遅延パルスＶpDのパルス幅だけ狭いパルス幅の第２の
パルス信号Ｖpbを発生させる。比較回路９は昇圧チョッ
パ回路４により昇圧される電圧ＶC を基準電圧ＶREF と
比較し、電圧ＶC が基準電圧ＶREF より低くなると遅延
パルスの発生を停止させる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本考案は、簡易な回路でもって力
率を改善したＡＣ−ＤＣコンバータに関し、その軽負荷
時における回路内の電圧上昇を抑える手段を備えたＡＣ
−ＤＣコンバータに係るものである。
率を改善したＡＣ−ＤＣコンバータに関し、その軽負荷
時における回路内の電圧上昇を抑える手段を備えたＡＣ
−ＤＣコンバータに係るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のＡＣ−ＤＣコンバータは、交流入
力電圧を整流する整流器、安定化した直流出力を得るた
めのＤＣ−ＤＣコンバータの他に昇圧チョッパ回路によ
るアクティブフィルタを内蔵し、そのアクティブフィル
タにより回路の力率を改善している。先に本出願人が出
願した実願平４−６１４２５号では、図４に示した回路
構成のＡＣ−ＤＣコンバータを提案した。図４の回路構
成では、第１スイッチングトランジスタＱ１と第２スイ
ッチングトランジスタＱ２が同一のコンバータ駆動回路
としてのパルス幅変調回路（以下、ＰＷＭ回路と言
う。）からの駆動信号ｖP により同時に駆動される。
力電圧を整流する整流器、安定化した直流出力を得るた
めのＤＣ−ＤＣコンバータの他に昇圧チョッパ回路によ
るアクティブフィルタを内蔵し、そのアクティブフィル
タにより回路の力率を改善している。先に本出願人が出
願した実願平４−６１４２５号では、図４に示した回路
構成のＡＣ−ＤＣコンバータを提案した。図４の回路構
成では、第１スイッチングトランジスタＱ１と第２スイ
ッチングトランジスタＱ２が同一のコンバータ駆動回路
としてのパルス幅変調回路（以下、ＰＷＭ回路と言
う。）からの駆動信号ｖP により同時に駆動される。
【０００３】そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５と
昇圧チョッパ回路４に、互いに独立して構成されていた
制御回路や乗算回路、制御回路からの信号でスイッチン
グトランジスタを駆動するＰＷＭ回路等が節減できるた
め、回路構成が簡素であり装置が小型化できる。また、
二つの制御回路と信号周波数を持つＡＣ−ＤＣコンバー
タに比べ、ＥＭＩ等によるノイズ発生を大幅に削減でき
るといった効果が得られる。
昇圧チョッパ回路４に、互いに独立して構成されていた
制御回路や乗算回路、制御回路からの信号でスイッチン
グトランジスタを駆動するＰＷＭ回路等が節減できるた
め、回路構成が簡素であり装置が小型化できる。また、
二つの制御回路と信号周波数を持つＡＣ−ＤＣコンバー
タに比べ、ＥＭＩ等によるノイズ発生を大幅に削減でき
るといった効果が得られる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路５の第１スイッチングトランジスタＱ１
と昇圧チョッパ回路４の第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２が同一の駆動信号により同時に駆動されるというこ
とは、そのトランジスタのオン期間も同じである。その
ため、図４の回路の出力端子２Ａ、２Ｂ間に軽負荷を接
続した場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５の負荷へ
の供給電力と昇圧チョッパ回路４の処理電力の関係か
ら、昇圧チョッパ回路４の出力コンデンサＣ１の両端に
現れる電圧ＶC が上昇してしまう恐れがあった。
コンバータ回路５の第１スイッチングトランジスタＱ１
と昇圧チョッパ回路４の第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２が同一の駆動信号により同時に駆動されるというこ
とは、そのトランジスタのオン期間も同じである。その
ため、図４の回路の出力端子２Ａ、２Ｂ間に軽負荷を接
続した場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５の負荷へ
の供給電力と昇圧チョッパ回路４の処理電力の関係か
ら、昇圧チョッパ回路４の出力コンデンサＣ１の両端に
現れる電圧ＶC が上昇してしまう恐れがあった。
【０００５】回路内の電圧が上昇してしまうという事
は、回路を構成する素子として耐圧の高いものを使用し
なければならず、回路の大型化を誘うことになる。ま
た、整流器３に入力される交流電圧値によっては上昇し
た回路内の電圧値も大きく変わるため、例えば、Ａ．
Ｃ．１００Ｖ／２００Ｖ兼用というように、交流入力電
圧の適用範囲を広くとることも容易ではなかった。そこ
で本発明は、軽負荷時における回路内の電圧上昇を抑え
ることにより、小型で交流入力電圧の適用範囲を広くと
れる力率改善型のＡＣ−ＤＣコンバータを提供すること
を目的とする。
は、回路を構成する素子として耐圧の高いものを使用し
なければならず、回路の大型化を誘うことになる。ま
た、整流器３に入力される交流電圧値によっては上昇し
た回路内の電圧値も大きく変わるため、例えば、Ａ．
Ｃ．１００Ｖ／２００Ｖ兼用というように、交流入力電
圧の適用範囲を広くとることも容易ではなかった。そこ
で本発明は、軽負荷時における回路内の電圧上昇を抑え
ることにより、小型で交流入力電圧の適用範囲を広くと
れる力率改善型のＡＣ−ＤＣコンバータを提供すること
を目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、交流電源ライ
ンからの交流入力電圧を整流する整流器、該整流器から
の整流出力電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路、該昇圧チ
ョッパ回路からの高電圧の出力電圧を受け、安定化した
直流電圧を出力端子より負荷に供給するＤＣ−ＤＣコン
バータ回路より構成されるＡＣ−ＤＣコンバータにおい
て、該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出し、その
出力電圧に応じたパルス幅の第１のパルス信号を出力す
るコンバータ駆動回路及び、該第１のパルス信号を受け
取り該第１のパルス信号のオンパルスが発生した時に所
定のパルス幅を有する遅延パルス信号を発生させるワン
ショットマルチバイブレータを設け、該ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路は該第１のパルス信号により駆動され、該昇
圧チョッパ回路は該第１のパルス信号と該遅延パルス信
号を合成することにより得た第２のパルス信号により駆
動され、第２のパルス信号は第１のパルス信号のパルス
幅より遅延パルスのパルス幅だけ狭いパルス幅であるこ
とを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータである。
ンからの交流入力電圧を整流する整流器、該整流器から
の整流出力電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路、該昇圧チ
ョッパ回路からの高電圧の出力電圧を受け、安定化した
直流電圧を出力端子より負荷に供給するＤＣ−ＤＣコン
バータ回路より構成されるＡＣ−ＤＣコンバータにおい
て、該ＡＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を検出し、その
出力電圧に応じたパルス幅の第１のパルス信号を出力す
るコンバータ駆動回路及び、該第１のパルス信号を受け
取り該第１のパルス信号のオンパルスが発生した時に所
定のパルス幅を有する遅延パルス信号を発生させるワン
ショットマルチバイブレータを設け、該ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路は該第１のパルス信号により駆動され、該昇
圧チョッパ回路は該第１のパルス信号と該遅延パルス信
号を合成することにより得た第２のパルス信号により駆
動され、第２のパルス信号は第１のパルス信号のパルス
幅より遅延パルスのパルス幅だけ狭いパルス幅であるこ
とを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータである。
【０００７】
【実施例】交流入力電圧の適用範囲を広くできる、本発
明によるＡＣ−ＤＣコンバータの実施例の回路を図１に
示す。なお図１において、図４と同一部分については同
じ符号を付与してある。図１において、本発明によるＡ
Ｃ−ＤＣコンバータは、以下のように構成されている。
１Ａ、１Ｂは交流電源ラインが接続される入力端子であ
り、それぞれ整流器３の交流入力端子と接続する。整流
器３の（＋）側直流出力端子はチョークコイルＬ１を介
してダイオードＤ１のアノードに接続する。ダイオード
Ｄ１のカソードはコンバータトランスＴの１次巻線Ｎ１
の一端に接続し、１次巻線Ｎ１の他端は第１スイッチン
グトランジスタＱ１のドレインに接続する。
明によるＡＣ−ＤＣコンバータの実施例の回路を図１に
示す。なお図１において、図４と同一部分については同
じ符号を付与してある。図１において、本発明によるＡ
Ｃ−ＤＣコンバータは、以下のように構成されている。
１Ａ、１Ｂは交流電源ラインが接続される入力端子であ
り、それぞれ整流器３の交流入力端子と接続する。整流
器３の（＋）側直流出力端子はチョークコイルＬ１を介
してダイオードＤ１のアノードに接続する。ダイオード
Ｄ１のカソードはコンバータトランスＴの１次巻線Ｎ１
の一端に接続し、１次巻線Ｎ１の他端は第１スイッチン
グトランジスタＱ１のドレインに接続する。
【０００８】第１スイッチングトランジスタＱ１のソー
スは、整流器３の（−）側出力端子に接続する。ダイオ
ードＤ１のアノードと整流器３の（−）側出力端子との
間に第２スイッチングトランジスタＱ２のドレイン、ソ
ース端子を接続し、ダイオードＤ１のカソードと整流器
３の（−）側出力端子との間に出力コンデンサＣ１を接
続する。コンバータトランスＴの２次巻線Ｎ２の一端は
出力端子２Ｂに接続し、他端はダイオードＤ２のアノー
ドに接続する。ダイオードＤ２のカソードはチョークコ
イルＬ２を介して出力端子２Ａに接続する。ダイオード
Ｄ２のカソードは、さらにフライホイールダイオードＤ
３のカソードに接続し、フライホイールダイオードＤ３
のアノードは出力端子２Ｂに接続する。出力端子２Ａ、
２Ｂ間には平滑コンデンサＣ２を接続する。
スは、整流器３の（−）側出力端子に接続する。ダイオ
ードＤ１のアノードと整流器３の（−）側出力端子との
間に第２スイッチングトランジスタＱ２のドレイン、ソ
ース端子を接続し、ダイオードＤ１のカソードと整流器
３の（−）側出力端子との間に出力コンデンサＣ１を接
続する。コンバータトランスＴの２次巻線Ｎ２の一端は
出力端子２Ｂに接続し、他端はダイオードＤ２のアノー
ドに接続する。ダイオードＤ２のカソードはチョークコ
イルＬ２を介して出力端子２Ａに接続する。ダイオード
Ｄ２のカソードは、さらにフライホイールダイオードＤ
３のカソードに接続し、フライホイールダイオードＤ３
のアノードは出力端子２Ｂに接続する。出力端子２Ａ、
２Ｂ間には平滑コンデンサＣ２を接続する。
【０００９】以上の回路構成において、チョークコイル
Ｌ１、ダイオードＤ１、第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２、出力コンデンサＣ１にて昇圧チョッパ回路４を形
成し、コンバータトランスＴ、第１スイッチングトラン
ジスタＱ１、ダイオードＤ２、フライホイールダイオー
ドＤ３、チョークコイルＬ２、平滑コンデンサＣ２にて
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５を形成している。さらに図
１において、前記昇圧チョッパ回路４及びＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路５を駆動させるために、以下のような構成
でＰＷＭ回路６、ワンショットマルチバイブレータ７、
パルス合成回路８、比較回路９を設けている。
Ｌ１、ダイオードＤ１、第２スイッチングトランジスタ
Ｑ２、出力コンデンサＣ１にて昇圧チョッパ回路４を形
成し、コンバータトランスＴ、第１スイッチングトラン
ジスタＱ１、ダイオードＤ２、フライホイールダイオー
ドＤ３、チョークコイルＬ２、平滑コンデンサＣ２にて
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路５を形成している。さらに図
１において、前記昇圧チョッパ回路４及びＤＣ−ＤＣコ
ンバータ回路５を駆動させるために、以下のような構成
でＰＷＭ回路６、ワンショットマルチバイブレータ７、
パルス合成回路８、比較回路９を設けている。
【００１０】コンバータ駆動回路としてのＰＷＭ回路６
のフィードバック入力端子を出力端子２Ａと接続し、パ
ルス出力端子を第１スイッチングトランジスタＱ１のゲ
ート、パルス合成回路８のパルス入力端子及びワンショ
ットマルチバイブレータ７のパルス入力端子に接続す
る。出力コンデンサＣ１とダイオードＤ１の接続点を比
較回路９の電圧検出入力端子に接続し、比較回路９の出
力端子をワンショットマルチバイブレータ７の制御入力
端子と接続する。ワンショットマルチバイブレータ７の
パルス出力端子をパルス合成回路８の遅延入力端子に接
続する。パルス合成回路８は、Ｘをパルス入力端子に入
力される信号、Ｙを遅延入力端子に入力される信号とす
ると、その出力信号を（Ｘ）ＡＮＤ（ＮＯＴ（Ｂ））と
する回路構成を有し、その出力端子を第２スイッチング
トランジスタＱ２のゲートに接続する。
のフィードバック入力端子を出力端子２Ａと接続し、パ
ルス出力端子を第１スイッチングトランジスタＱ１のゲ
ート、パルス合成回路８のパルス入力端子及びワンショ
ットマルチバイブレータ７のパルス入力端子に接続す
る。出力コンデンサＣ１とダイオードＤ１の接続点を比
較回路９の電圧検出入力端子に接続し、比較回路９の出
力端子をワンショットマルチバイブレータ７の制御入力
端子と接続する。ワンショットマルチバイブレータ７の
パルス出力端子をパルス合成回路８の遅延入力端子に接
続する。パルス合成回路８は、Ｘをパルス入力端子に入
力される信号、Ｙを遅延入力端子に入力される信号とす
ると、その出力信号を（Ｘ）ＡＮＤ（ＮＯＴ（Ｂ））と
する回路構成を有し、その出力端子を第２スイッチング
トランジスタＱ２のゲートに接続する。
【００１１】以上のような回路構成としたＡＣ−ＤＣコ
ンバータの制御動作を、図２、図３を参照しながら以下
に説明する。図２は、それぞれ、ＰＷＭ回路６が出力す
る第１のパルス信号Ｖpa、ワンショットマルチバイブレ
ータ７が出力する遅延パルスＶpD及びパルス合成回路８
が出力する第２のパルス信号Ｖpbの波形を示している。
また図３は、出力端子２Ａ、２Ｂ間に接続する負荷を変
化させた時の、出力コンデンサＣ１の両端に現れる電圧
ＶC の変化について示している。
ンバータの制御動作を、図２、図３を参照しながら以下
に説明する。図２は、それぞれ、ＰＷＭ回路６が出力す
る第１のパルス信号Ｖpa、ワンショットマルチバイブレ
ータ７が出力する遅延パルスＶpD及びパルス合成回路８
が出力する第２のパルス信号Ｖpbの波形を示している。
また図３は、出力端子２Ａ、２Ｂ間に接続する負荷を変
化させた時の、出力コンデンサＣ１の両端に現れる電圧
ＶC の変化について示している。
【００１２】先ず、定格に近い負荷が出力端子２Ａ、２
Ｂ間に接続されている場合には、図１に示すＡＣ−ＤＣ
コンバータは以下のような動作を行う。ＰＷＭ回路６
は、出力電圧に応じたパルス幅の第１のパルス信号Ｖpa
を第１スイッチングトランジスタＱ１のゲートに対して
出力し、これによりＤＣ−ＤＣコンバータ回路５は動作
を行う。ここで、ＰＷＭ回路６が出力する第１のパルス
信号Ｖpaは、ワンショットマルチバイブレータ７及びパ
ルス合成回路８にも入力される。ワンショットマルチバ
イブレータ７は、第１のパルス信号Ｖpaが立ち上がった
時を起点にして所定のパルス幅の遅延パルスＶpDを発生
する。
Ｂ間に接続されている場合には、図１に示すＡＣ−ＤＣ
コンバータは以下のような動作を行う。ＰＷＭ回路６
は、出力電圧に応じたパルス幅の第１のパルス信号Ｖpa
を第１スイッチングトランジスタＱ１のゲートに対して
出力し、これによりＤＣ−ＤＣコンバータ回路５は動作
を行う。ここで、ＰＷＭ回路６が出力する第１のパルス
信号Ｖpaは、ワンショットマルチバイブレータ７及びパ
ルス合成回路８にも入力される。ワンショットマルチバ
イブレータ７は、第１のパルス信号Ｖpaが立ち上がった
時を起点にして所定のパルス幅の遅延パルスＶpDを発生
する。
【００１３】この第１のパルス信号ＶPa及び遅延パルス
ＶpDがパルス合成回路８に入力されると、パルス合成回
路８は、図２に示すごとく、第１のパルス信号Ｖpaより
遅延パルスＶpDのパルス幅だけ遅れて立ち上がり、第１
のパルス信号Ｖpaと同時に立ち下がる第２のパルス信号
Ｖpbを発生させる。この第２のパルス信号Ｖpbは第２ス
イッチングトランジスタＱ２のゲートに入力され、これ
により昇圧チョッパ回路４は動作を行う。図４に示す従
来の回路での第２スイッチングトランジスタＱ２のオン
期間は、第１スイッチングトランジスタＱ１のオン期間
と同じであるのに対し、本発明による図１の回路におい
ては、第２スイッチングトランジスタＱ２のオン期間
は、第１スイッチングトランジスタＱ１のオン期間より
短いので、図３に示すように、出力コンデンサＣ１の両
端に現れる電圧ＶC は図４に示す従来の回路より低くな
る。
ＶpDがパルス合成回路８に入力されると、パルス合成回
路８は、図２に示すごとく、第１のパルス信号Ｖpaより
遅延パルスＶpDのパルス幅だけ遅れて立ち上がり、第１
のパルス信号Ｖpaと同時に立ち下がる第２のパルス信号
Ｖpbを発生させる。この第２のパルス信号Ｖpbは第２ス
イッチングトランジスタＱ２のゲートに入力され、これ
により昇圧チョッパ回路４は動作を行う。図４に示す従
来の回路での第２スイッチングトランジスタＱ２のオン
期間は、第１スイッチングトランジスタＱ１のオン期間
と同じであるのに対し、本発明による図１の回路におい
ては、第２スイッチングトランジスタＱ２のオン期間
は、第１スイッチングトランジスタＱ１のオン期間より
短いので、図３に示すように、出力コンデンサＣ１の両
端に現れる電圧ＶC は図４に示す従来の回路より低くな
る。
【００１４】次に、出力端子２Ａ、２Ｂ間に接続される
負荷を軽くした場合、ＰＷＭ回路６は出力電圧の安定化
動作のため、第１のパルス信号Ｖpaのパルス幅を狭め
る。ここで、第２のパルス信号Ｖpbのパルス幅は、前に
述べたように第１のパルス信号Ｖpaのパルス幅より遅延
パルスＶpDのパルス幅だけ狭い。遅延パルスＶpDのパル
ス幅を一定とすれば、第２のパルス信号Ｖpbは第１のパ
ルス信号Ｖpaに対して相対的に小さくなる。従って、第
１スイッチングトランジスタＱ１と第２スイッチングト
ランジスタＱ２が同時に駆動される図４の従来の回路で
は、負荷が軽くなることで電圧ＶCが上昇してしまう
が、図１の回路では図４の回路のような大きな電圧ＶC
の上昇は起こらない。
負荷を軽くした場合、ＰＷＭ回路６は出力電圧の安定化
動作のため、第１のパルス信号Ｖpaのパルス幅を狭め
る。ここで、第２のパルス信号Ｖpbのパルス幅は、前に
述べたように第１のパルス信号Ｖpaのパルス幅より遅延
パルスＶpDのパルス幅だけ狭い。遅延パルスＶpDのパル
ス幅を一定とすれば、第２のパルス信号Ｖpbは第１のパ
ルス信号Ｖpaに対して相対的に小さくなる。従って、第
１スイッチングトランジスタＱ１と第２スイッチングト
ランジスタＱ２が同時に駆動される図４の従来の回路で
は、負荷が軽くなることで電圧ＶCが上昇してしまう
が、図１の回路では図４の回路のような大きな電圧ＶC
の上昇は起こらない。
【００１５】さらに負荷を軽くし、第１のパルス信号Ｖ
paのパルス幅を狭めると、第２のパルス信号Ｖpbは相対
的に小さくなっていくため、ある時点から急激に電圧Ｖ
C の値が低下する。この電圧ＶC の低下に対して何ら対
応を取らないとすると、第１のパルス信号Ｖpaのパルス
幅が遅延パルスＶpDのパルス幅以下になった時、第２の
パルス信号Ｖpbは発生しなくなり、電圧ＶC は交流入力
電圧のピーク値ＶACP とほぼ等しい値となってしまう。
この電圧ＶC が交流入力電圧のピーク値ＶACP と等しい
値となっている時に大きな負荷が急に加わると、第１の
パルス信号Ｖpa及び第２のパルス信号Ｖpbのパルス幅が
急に広がり、チョークコイルＬ１及び第２スイッチング
トランジスタＱ２には過大な電流が流れる可能性があ
る。
paのパルス幅を狭めると、第２のパルス信号Ｖpbは相対
的に小さくなっていくため、ある時点から急激に電圧Ｖ
C の値が低下する。この電圧ＶC の低下に対して何ら対
応を取らないとすると、第１のパルス信号Ｖpaのパルス
幅が遅延パルスＶpDのパルス幅以下になった時、第２の
パルス信号Ｖpbは発生しなくなり、電圧ＶC は交流入力
電圧のピーク値ＶACP とほぼ等しい値となってしまう。
この電圧ＶC が交流入力電圧のピーク値ＶACP と等しい
値となっている時に大きな負荷が急に加わると、第１の
パルス信号Ｖpa及び第２のパルス信号Ｖpbのパルス幅が
急に広がり、チョークコイルＬ１及び第２スイッチング
トランジスタＱ２には過大な電流が流れる可能性があ
る。
【００１６】そこで、本発明による図１の回路では、電
圧ＶC の値を比較回路９で監視し、比較回路９内の基準
電圧ＶREF よりも電圧ＶC の値が低くなると、比較回路
９はワンショットマルチバイブレータ７に対して制御信
号を出力するようにしている。ワンショットマルチバイ
ブレータ７は、その制御信号を受けて遅延パルスＶpDの
発生を停止させることになる。しかし、ここで遅延パル
スＶpDが無ければ、第１スイッチングトランジスタＱ１
と第２スイッチングトランジスタＱ２は同時に駆動さ
れ、電圧ＶC は上昇することになる。
圧ＶC の値を比較回路９で監視し、比較回路９内の基準
電圧ＶREF よりも電圧ＶC の値が低くなると、比較回路
９はワンショットマルチバイブレータ７に対して制御信
号を出力するようにしている。ワンショットマルチバイ
ブレータ７は、その制御信号を受けて遅延パルスＶpDの
発生を停止させることになる。しかし、ここで遅延パル
スＶpDが無ければ、第１スイッチングトランジスタＱ１
と第２スイッチングトランジスタＱ２は同時に駆動さ
れ、電圧ＶC は上昇することになる。
【００１７】このため、電圧ＶC と基準電圧ＶREF が等
しくなる負荷Ｐ２より、さらに負荷を軽くすると、遅延
パルスＶpDが発生と停止を繰り返し、第２スイッチング
トランジスタＱ２は間欠的な動作をすることになる。そ
して、第１スイッチングトランジスタＱ１と第２スイッ
チングトランジスタＱ２が同時に駆動された状態で電圧
ＶC が基準電圧ＶREF と等しくなる負荷Ｐ１になるま
で、第２スイッチングトランジスタＱ２は間欠的な動作
を行い、多少の変動は発生するものの、電圧ＶC は、お
よそ基準電圧ＶREF の電圧値となる。従って、電圧ＶC
は交流入力電圧のピーク値ＶACP より高い値で保持され
るから、急に大きな負荷が加わってもチョークコイルＬ
１及び第２スイッチングトランジスタＱ２に流れる過大
な電流を抑制することができる。
しくなる負荷Ｐ２より、さらに負荷を軽くすると、遅延
パルスＶpDが発生と停止を繰り返し、第２スイッチング
トランジスタＱ２は間欠的な動作をすることになる。そ
して、第１スイッチングトランジスタＱ１と第２スイッ
チングトランジスタＱ２が同時に駆動された状態で電圧
ＶC が基準電圧ＶREF と等しくなる負荷Ｐ１になるま
で、第２スイッチングトランジスタＱ２は間欠的な動作
を行い、多少の変動は発生するものの、電圧ＶC は、お
よそ基準電圧ＶREF の電圧値となる。従って、電圧ＶC
は交流入力電圧のピーク値ＶACP より高い値で保持され
るから、急に大きな負荷が加わってもチョークコイルＬ
１及び第２スイッチングトランジスタＱ２に流れる過大
な電流を抑制することができる。
【００１８】以上の説明では、比較回路９は内部の基準
電圧ＶREF より出力コンデンサＣ１の両端の電圧ＶC が
低下した時、制御信号を出力してワンショットマルチバ
イブレータ７の遅延パルスＶpDの発生を停止させてい
る。これに対し、図１の回路において、ワンショットマ
ルチバイブレータ７に制御信号に応じて遅延パルスＶpD
のパルス幅を変化させる機能を持たせ、また、比較回路
９に電圧ＶC の電圧値に応じた制御信号を発生させるよ
うにすれば、負荷状態や交流入力電圧に関わらず、電圧
ＶC はほぼ一定の値に制御される。このような手段によ
っても、軽負荷時に回路内の電圧が上昇あるいは低下し
過ぎるのを防ぐことができ、ＡＣ−ＤＣコンバータの交
流入力電圧の適用範囲を広く取ることができるようにな
る。
電圧ＶREF より出力コンデンサＣ１の両端の電圧ＶC が
低下した時、制御信号を出力してワンショットマルチバ
イブレータ７の遅延パルスＶpDの発生を停止させてい
る。これに対し、図１の回路において、ワンショットマ
ルチバイブレータ７に制御信号に応じて遅延パルスＶpD
のパルス幅を変化させる機能を持たせ、また、比較回路
９に電圧ＶC の電圧値に応じた制御信号を発生させるよ
うにすれば、負荷状態や交流入力電圧に関わらず、電圧
ＶC はほぼ一定の値に制御される。このような手段によ
っても、軽負荷時に回路内の電圧が上昇あるいは低下し
過ぎるのを防ぐことができ、ＡＣ−ＤＣコンバータの交
流入力電圧の適用範囲を広く取ることができるようにな
る。
【００１９】
【発明の効果】本発明は、実願平４─６１４２５号にて
提案したＡＣ−ＤＣコンバータに、さらにワンショット
マルチバイブレータ、パルス合成回路及び比較回路を追
加接続し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を駆動する第１の
パルス信号とワンショットマルチバイブレータで発生す
る遅延パルスをパルス合成回路に入力し、第１のパルス
信号のパルス幅を遅延パルスのパルス幅だけ狭めた第２
のパルス信号にて昇圧チョッパ回路を駆動することを特
徴としている。このことにより、実願平４─６１４２５
号に開示されている、構成要素の少ない簡素な回路、高
力率、小型で安価、ＥＭＩ等のノイズ発生を抑えられる
といった効果をそのままに、軽負荷時においてコンバー
タ回路内の電圧が高くなるのを抑えることができる。ま
た、無負荷に近い状態での回路内の電圧の低下のし過ぎ
を防ぐことにより、急に大きな負荷が接続されても、回
路内に過大な電流が流れるのを防ぐことができる。従っ
て、本発明によれば、交流入力電圧の適用範囲の広いＡ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することができる。
提案したＡＣ−ＤＣコンバータに、さらにワンショット
マルチバイブレータ、パルス合成回路及び比較回路を追
加接続し、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を駆動する第１の
パルス信号とワンショットマルチバイブレータで発生す
る遅延パルスをパルス合成回路に入力し、第１のパルス
信号のパルス幅を遅延パルスのパルス幅だけ狭めた第２
のパルス信号にて昇圧チョッパ回路を駆動することを特
徴としている。このことにより、実願平４─６１４２５
号に開示されている、構成要素の少ない簡素な回路、高
力率、小型で安価、ＥＭＩ等のノイズ発生を抑えられる
といった効果をそのままに、軽負荷時においてコンバー
タ回路内の電圧が高くなるのを抑えることができる。ま
た、無負荷に近い状態での回路内の電圧の低下のし過ぎ
を防ぐことにより、急に大きな負荷が接続されても、回
路内に過大な電流が流れるのを防ぐことができる。従っ
て、本発明によれば、交流入力電圧の適用範囲の広いＡ
Ｃ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【図１】 本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの一実施例を
示す回路図。
示す回路図。
【図２】 第１のパルス信号、遅延パルス及び第２のパ
ルス信号の電圧波形。
ルス信号の電圧波形。
【図３】 図１の回路における、負荷状態と出力コンデ
ンサＣ１の両端の電圧ＶC の特性。
ンサＣ１の両端の電圧ＶC の特性。
【図４】 実願平４─６１４２５号に開示されているＡ
Ｃ−ＤＣコンバータの回路図。
Ｃ−ＤＣコンバータの回路図。
１Ａ、１Ｂ 入力端子 ２Ａ、２Ｂ 出力端子 ３ 整流器 ４ 昇圧チョッパ回路 ５ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路 ６ ＰＷＭ回路 ７ ワンショットマルチバイブレータ ８ パルス合成回路 ９ 比較回路
Claims (4)
- 【請求項１】 交流電源ラインからの交流入力電圧を整
流する整流器、該整流器からの整流出力電圧を昇圧する
昇圧チョッパ回路、該昇圧チョッパ回路からの高電圧の
出力電圧を受け、安定化した直流電圧を出力端子より負
荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ回路より構成される
ＡＣ−ＤＣコンバータにおいて、該ＡＣ−ＤＣコンバー
タの出力電圧を検出し、その出力電圧に応じたパルス幅
の第１のパルス信号を出力するコンバータ駆動回路及
び、該第１のパルス信号を受け取り該第１のパルス信号
のオンパルスが発生した時に所定のパルス幅を有する遅
延パルス信号を発生させるワンショットマルチバイブレ
ータを設け、該ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は該第１のパ
ルス信号により駆動され、該昇圧チョッパ回路は該第１
のパルス信号と該遅延パルス信号を合成することにより
得た第２のパルス信号により駆動されることを特徴とす
るＡＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記第２のパルス信号は、該第１のパル
ス信号と該遅延パルス信号が合成されることにより該第
１のパルス信号のパルス幅より該遅延パルス信号のパル
ス幅だけ狭いパルス幅となることを特徴とする請求項１
に記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項３】 該昇圧チョッパ回路によって昇圧される
電圧値と基準電圧を比較し、該昇圧される電圧が該基準
電圧より小さくなった時に停止信号を出力する比較回路
を設け、前記ワンショットマルチバイブレータは該停止
信号に応じて遅延パルス信号の発生を停止させるように
したことを特徴とする請求項１あるいは請求項２に記載
のＡＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】 該昇圧チョッパ回路によって昇圧される
電圧を検出し、その検出した電圧値に応じた制御信号を
出力する比較回路を設け、前記ワンショットマルチバイ
ブレータは該制御信号に応じて遅延パルス信号のパルス
幅を変化させ、該昇圧される電圧値を一定に保つように
制御することを特徴とする請求項１あるいは請求項２に
記載のＡＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6045078A JP2739706B2 (ja) | 1993-09-17 | 1994-02-21 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
| US08/302,527 US5440473A (en) | 1993-09-17 | 1994-09-08 | AC-DC converter |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25475893 | 1993-09-17 | ||
| JP5-254758 | 1993-09-17 | ||
| JP6045078A JP2739706B2 (ja) | 1993-09-17 | 1994-02-21 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07135774A true JPH07135774A (ja) | 1995-05-23 |
| JP2739706B2 JP2739706B2 (ja) | 1998-04-15 |
Family
ID=26385037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6045078A Expired - Fee Related JP2739706B2 (ja) | 1993-09-17 | 1994-02-21 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5440473A (ja) |
| JP (1) | JP2739706B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011130538A (ja) * | 2009-12-16 | 2011-06-30 | Sanken Electric Co Ltd | 力率改善回路 |
| US8169799B2 (en) | 2008-06-11 | 2012-05-01 | Sanken Electric Co., Ltd. | Power factor correction circuit |
| US8564975B2 (en) | 2007-06-14 | 2013-10-22 | Sanken Electric Co., Ltd. | AC-DC converter |
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| US5903138A (en) * | 1995-03-30 | 1999-05-11 | Micro Linear Corporation | Two-stage switching regulator having low power modes responsive to load power consumption |
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-
1994
- 1994-02-21 JP JP6045078A patent/JP2739706B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1994-09-08 US US08/302,527 patent/US5440473A/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
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| US5440473A (en) | 1995-08-08 |
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