KR100282327B1 - 감소된 입력 전류 디스토션을 갖는 스위치 모드 전원 장치 - Google Patents

감소된 입력 전류 디스토션을 갖는 스위치 모드 전원 장치 Download PDF

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Abstract

스위치 모드 전원에 있어서, 전파 정류된 AC 본선 공급 전압(V1)은 저역 통과 필터링함이 없이 AC 본선 공급 전압(VM)으로 부터 생성된다. 필터링되지 않고 정류된 전압은 스위칭 트랜지스터(Q1)에 결합된 플라이백 변압기의 권선(W1)에 결합된다. 다수의 제1의 전류 펄스(ip1)들은 본선 공급 전압의 주파수(50Hz)보다 높은 주파수(20KHz)와 전력 계수를 증가하는 방식으로 정류된 전압에 따라 변화되는 픽크 진폭으로 정류된 전압으로 부터 권선에서 발생된다. 정류된 전압은 저항(R13)과 저역 통과 패스 필터 커패시터(C2)와 직렬 결합된 정류기(D2)에 의해 또다시 정류된다. 커패시터의 전압(V2)는 제2의 스위칭 트랜지스터(Q2)를 통해 권선에 결합되어 전원의 출력(37)에서 리플성분을 감소시키는 다수의 제2의 전류 펄스(ip2)를 권선에서 생성한다. 저항은 입력 고조파 성분을 감소하고 전력 계수를 증가시키는 방식으로 펄스폭을 증가시키고 커패시터 전류 펄스의 크기를 감소시킨다.

Description

감소된 입력 전류 디스토션을 갖는 스위치 모드 전원 장치
제1도는 전류 중첩 기법을 이용하여 본 발명의 일국면을 구체화하는 스위치 모드 전원(SMPS)을 나타내는 도면.
제2a도 내지 제2h도는 제1도의 SMPS의 동작 설명에 유용한 파형도.
제3a도 내지 제3c도는 제1도의 SMPS의 동작 설명에 유용한 추가 파형도.
제4도는 본 발명의 제1실시예를 나타낸 도면.
제5a도 내지 제5e도는 제4도의 회로의 동작 설명에 유용한 파형도.
제6도는 제4도의 회로의 입력 전력 계수를 제공하는 그래프.
제7도는 제4도의 회로에서 입력 전류의 고조파 성분을 제공하는 그래프.
〈도면의 주요부분에 대한 부호의 설명〉
100 : 스위치 모드 전원(SMPS) 102 : 정류기
107 : 본선 공급 전압원
본 발명은 스위치 모드 전원(SMPS:switch mode power supply)에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 본선 공급 전압(mains supply voltage)인 AC로부터 정류된 입력 공급 전압을 유도하여 출력 공급 전압을 생성하는 스위치 모드 전원(이하 SMPS로 칭함)에 관한 것이다.
통상, 상기 SMPS는 전파 브리지 정류기를 이용하여 사인곡선의 본선 공급 전압을 정류하고 입력 필터 커패시터를 충전시켜 정류된 입력 공급 전압을 생성한다. 상기 필터 커패시터는 입력 공급 전압에 있어서, 기본 주파수와 본선 공급 전압의 고조파의 리플 크기를 감소시킬 수 있는 충분히 큰 값을 갖는다. 이와 같은 방법으로, 출력 공급 전압에서 리플 전압이 발생되는 것이 방지된다.
상기 필터 커패시터는 본선 공급 전압으로부터 높은 픽크치를 갖는 협소한 입력 전류 펄스를 발생한다. 상기 전류 펄스는 단지 사인 곡선의 본선 공급 전압의 픽크치 부근에서만 발생한다. 그러므로, 입력 전류의 파형은 본선 공급 전압 주파수에서 바람직하지 못한 저주파수의 고조파를 포함한다. 그 결과, 바람직하지 못한 대략 0.65까지의 전력 계수 감소와 본선 공급 전압 파형의 바람직하지 못한 디스토션 증가를 가져온다.
최근에, 입력 전류 파형에 있어서 허용 가능한 저주파수의 고조파 성분을 감소시킬 목적으로 개정 유럽 표준 EN60-555-2가 관심이 되고 있다. 출력 공급 전압의 리플 전압을 크게 증가함이 없이 입력 전류 파형이 저주파수의 고조파 성분을 감소시키는 것이 바람직하다.
본 발명의 일국면을 구체화하는 스위치 모드 전원은 본선 공급 전압인 AC원을 포함한다. 제1 정류기는 본선 공급 전압의 주파수에 관련된 주파수로 저주파수 성분을 필터링함이 없이 본선 공급 전압을 정류하도록 본선 전원에 결합되어 필터링됨이 없이 정류된 제1 공급 전압을 발생한다. 제1 스위칭 장치는 제1 스위칭 신호에 응답하여 인덕턴스에 인가된 제1 공급 전압을 갖는 인덕턴스에 결합되어 본선 공급 전압의 주파수 보다 실질적으로 더 높은 주파수에서 다수의 제1 전류를 발생시킨다. 상기 제1 다수의 전류 펄스들은 제1 정류기를 통해 결합되어 제1 정류된 출력 공급 전류의 일부를 생성한다. 제3 정류기는 본선 전원과 필터 커패시터에 결합되어 커패시터에서 전류 펄스를 발생하는 본선 공급 전압을 정류하고 정류된 제1 공급 전압을 생성한다. 제1 스위칭 장치는 제1 공급 전압에 결합되고 제1 스위칭 신호에 응답하여 본선 공급 전압의 주파수 보다 실질적으로 더 높은 주파수에서 제1 다수의 전류 펄스들을 커패시터에 결합된 인덕턴스에서 발생한다. 제1 다수의 전류 펄스들은 정류기를 통해 결합되어 제1 출력 공급 전류의 일부를 생성한다. 커패시터에서 소정 전류 펄스의 펄스폭은 확장되고 픽크진폭은 감소된다.
제1도는 본문에서 전류 중첩 기법(current super-position technigue)으로 인용되는 기법을 이용하여 본 발명의 일국면을 구체화하는 SMPS(100)를 도시하고 있다. 제1도의 SMPS(100)는 예컨대 120watts의 전력을 제공하는데 적합하다. AC 전압(VM)을 생성하는 본선 공급 전압원(107)은 비교적 작은 전파 정류된 입력 전원 전압(V1)을 생성하는 전파 브리지 정류기(102)에 결합된다. 전압원(107)의 AC 전압(VM)은, 예컨대 50Hz의 라인 주파수의 사인 곡선 형태이다. 커패시터(C1)의 작은 커패시턴스로 인해, 전압(V1)의 저주파수의 고조파들은 커패시터(C1)에 의해 필터링되지 않는다. 필터링됨이 없이 전파 정류된 사인 곡선 전압의 파형을 갖는 전압(V1)은 스위칭 다이오드(D1)를 통해 플라이백 변압기(T)의 1차 권선(W1)의 일단자(W2a)에 결합된다.
조절가능 주파수와 듀티사이클을 갖는 스위칭 신호(V9)는 저항(R3)을 통해 저항(R14)과 신호(V9)가 하이레벨 또는 12volts 상태에 있는 경우에는 트랜지스터(Q1)를 턴온하도록 MOS 스위칭 트랜지스터(Q1)의 게이트에 결합된다. 트랜지스터(Q1)의 드레인 전극은 권선(W1)의 타단자에 결합된다. 신호(V9)는 펄스폭 변조기로서 동작되는 유형 TDA4605의 집적회로(IC:103)의 출력단자에 발생된다. 신호(V9)의 주파수는 20-50KHz의 범위내에 존재하도록 선택된다.
신호(V9)의 소정의 사이클에서, 신호(V9)가 하이레벨에 이른 후에, 펄스 전류(iP1)는 다이오드(D1)를 통해 흐른다. 다이오드(D1)의 전류(iP1)와 동일한 업램핑 전류(iP:upramping current)는 변압기(T)에서 자기 에너지를 저장하는 권선(W1)내에 생성된다. 신호(VP)가 하이레벨에서 로우 레벨로 변경된 직후에, 트랜지스터(Q1)는 비전도성이 되고 플라이백 동작이 발생된다. 그결과, 플라이백 펄스 전류는 변압기(T)의 2차 권선(W2, W3, W4, W5)에서 생성된다. 트랜지스터(Q1)의 드레인 전압은 플라이백 동작동안에 스너버 회로(snubber circuit:도시생략)에 의해 제한된다.
권선(W4)의 전류펄스(iS4)와 같이 펄스(iP)로부터 생선된 플라이백 전류 펄스들로 인해 DC 출력 공급 전압(V3, V4, V5, V8)은 정류 다이오드(D3, D4, D5, D8)에 의해 각각 커패시터(C3, C4, C5, C8)에서 생성된다. 전압(V4)은 예컨대 수평 편향 출력단(37)을 구동하고, 전압(V5)은 예컨대, 텔레비젼 수상기의 오디오단을 구동한다.
변압기(T)는 전기적 충격위험에 대해 전원(107)과 "핫(hot)" 접지 콘덕터(H)를 "콜드(cold)" 접지 콘덕터(G)로부터 분리시킨다. 전압(V3, V8)은 핫 접지 콘덕터(H)에 관련된다.
전상 동작시에, 예컨대 전압(V4)을 나타내는 DC 감지 전압(V30)은 권선(W3)의 플라이백 펄스를 필터링 및 정류하고 전압 분할함으로써 회로(30)에서 생성된다. 저항(30a)은 전압(V30)을 조절함으로써 출력 공급 전압을 조절할 수 있다. 감지 전압(V30)은 감지 입력단자(IC 103의 핀 1)에 인가된다. 전압(V30)은 IC(103)에서 기준전압(103a)과 비교된다. 에러 전압(103b)는 전압(V30)과 기준 전압(103a)과의 차로부터 생성된다. 에러 전압(103b)는 정지 비교기(103c)의 입력에 결합되어 펄스폭 또는 신호(V9)의 하이레벨에서 로레벨로의 변이를 조절하여 출력 전압(V4, V5)의 레벨을 조절한다.
전압(V1)은 본 발명의 특징을 구체화하는 직렬 결합된 저항(R13)과 정류 다이오드(D2)를 통해 필터 커패시터(C2)에도 결합되어 커패시터(C2)의 공급 전압(V2)을 생성한다. 전압(V2)은 전압(V1)의 픽크전압에 비례하는 일정한 DC 전압이다. 전압(V2)은 트랜지스터(Q2)가 전도성인 경우에 MOS 스위칭 트랜지스터(Q2)와 스위칭 다이오드(D6)를 통해 접합단자(W2a)에 결합된다. 단자(W2a)는 권선(W1)의 다이오드(D1)와 변압기(T)의 2차 권선(W2)사이에 결합된다.
플라이백 동안, 권선(W2)에 의해 발생된 DC 전압(V8)은 전압(V2)보다 대략 15V 만큼 크다. 전압(V8)은 직렬 결합된 저항(R8, R12)을 통해 트랜지스터(Q2)의 게이트에 결합되어 트랜지스터(Q2)의 게이트에 결합된 트랜지스터(Q3)가 턴 오프 되는 경우에 스위칭 트랜지스터(Q2)를 턴 온 시킨다. 전압(V8)이 전압(V2)보다 큼으로 인해서, 전압(V8)은 MOS 트랜지스터(Q2)를 턴온시키기에 충분하다. 트랜지스터(Q2)의 소스전극과 게이트 전극사이에 결합된 보호다이오드(D7)는 트랜지스터(Q2)의 게이트-소스 전압 폭주(excarsion)를 제한한다.
제1도의 신호(V9)도 트랜지스터(Q2)의 스위칭 동작 주파수를 조절한다. 트랜지스터(Q2)의 동작 주파수를 조절하기 위해서, 제1도의 신호(V9)는 다이오드(D9)를 통해 저항(R7)과 커패시터(C7)에 의해 형성된 램프 발생기에 결합된다. 제너다이오드(D10)는 커패시터(C7)에서 램프 신호(V7)의 최대 전압을 9.1volts까지 제한한다. 신호(V9)가 하이레벨인 경우, 다이오드(D9)는 역바이어스 되어 커패시터(C7)는 저항(R7)을 통해 전압(V2)에 의해 충전된다. 결국, 커패시터(C7)의 신호(V7)는 선형으로 증가한다. 신호(V9)가 로우레벨이 되면, 다이오드(D9)는 전도성을 띠게 되고 커패시터(C7)는 IC(103)의 핀(5)에서 형성된 저 임피던스 출력을 통해 즉각 방전된다.
제2a도 내지 제2h도는 제1도의 회로 동작을 설명하는데 유용한 파형들을 도시하고 있다. 제1도와 제2a도 내지 제2h도에 있어서 비슷한 심볼 및 부호는 유사한 아이템 또는 기능을 표시한다.
제1도의 신호(V9)의 펄스폭은 커패시터(C7)에서 발생된 신호(V7)의 픽크 레벨을 결정한다. 다이오드(D1)를 통해 권선(W1)에 결합된 전압이 전파 정류된 사인곡선 파형을 갖기 때문에, IC(103)으로의 피드백 신호는 신호(VP)의 펄스폭을 전파 정류된 전압(V1)의 함수로서 변화시킨다. 결국, 신호(V7)의 픽크 또는 엔벨로프(envelop)도 제2d도에 도시된 바와 같이 전압(V1)의 10ms 기간동안 전압(V1)의 함수에 따라 변화된다. 제2d도에서, 예를 들면 신호(V7)의 주기와 제2a도의 전압(V1)의 주기의 비는 보다 명확하게 설명하기 위해서 과장되어 있다.
제1도의 신호(V7)는 트랜지스터(Q4, Q5)에 의해 형성된 비교기의 반전 입력 단자에 인가된다. 저항(R5)는 트랜지스터(Q4, Q5)의 에미터 전류를 생성한다. 트랜지스터(Q4)의 콜렉터 저항(R4)은 비교기의 출력단자(13a)에서 출력신호(V10)를 발생한다.
출력신호(V10)는 트랜지스터(Q3)의 베이스에 결합되어 트랜지스터(Q3)의 스위칭 동작을 제어한다. 트랜지스터(Q3)의 콜렉터는 저항(R8, R12)에 의해 형성되고 공급 전압(V8)에 의해 구동되는 로드 장치에 결합되어 트랜지스터(Q2)의 게이트에서 스위칭 신호(V12)를 발생한다.
신호(V9)가 하이레벨로 변화한 바로 직후에, 다이오드(D1)는 전도 상태가 되어 전류(iP1)가 발생된다. 트랜지스터(Q2)가 턴오프 상태로 있는한, 전류(iP2)는 발생되지 않는다. 트랜지스터(Q2)는 비교기의 출력신호(V10)가 트랜지스터(Q3)를 턴온하는 방식으로 하이레벨로 존재하는 동안, 비전도 상태가 되어 턴오프 된다. 각각의 1차 전류(iP1) 및 신호(V7)는 신호(V9)가 하이레벨로 된 후에 업램핑 방식으로 증가한다.
신호(V9)의 소정의 스위칭 기간동안, 제2d도의 신호(V7)가 비교기의 임계 전압(V11)보다 높은 레벨에 이르는 경우에, 제2e도의 비교기 출력신호(V10)는 하이레벨에서 로레벨로 변화한다. 신호(V10)가 로레벨이 되면, 제1도의 트랜지스터(Q3)는 턴오프되고, 트랜지스터(Q2)는 제2f도의 신호(V12)에 의해 턴온된다.
트랜지스터(Q2)가 전도상태가 되는 경우, 제1도의 다이오드(D6)는 전도 상태가 되고 다이오드(D1)는 비전도 상태가 된다. 그러므로, 입력 공급 전압(V1)은 권선(W1)으로부터 분리되고 전압(V2)은 트랜지스터(Q2)를 통해 권선(W1)에 결합된다. 제1도의 다이오드(D6)에서 제2g도의 1차 전류(iP2)는 제2g도 및 제2h도에 도시된 바와 같이 전류(iP1)의 펄스가 끝나는 시간으로부터 시간의 갭이 없이 전류(iP)를 연속적으로 흐르게 한다.
제1도의 IC(103)에 의해 전압(V30)에 따라 결정된 소정의 기간후에, 신호(V9)는 다시 로레벨로 변화되어 신호(V7)이 로레벨이 된다. 신호(V9)는 다이오드(D13)를 통해 저항 R4와 R10간 접합단자(13a)에 결합된다. 신호(V9)가 로레벨인 경우에 다이오드(D13)는 전도상태가 된다. 신호(V9)가 로레벨이 된 바로 직후에, 제2e도의 신호(V10)는 제1도의 다이오드(D13)가 전도 상태이기 때문에 로레벨이 된다. 그러므로, 트랜지스터(Q1, Q3)는 턴오프된다. 트랜지스터(Q1)가 턴오프됨으로 인해 신호(V12)가 트랜지스터(Q3)의 콜렉터에서 하이 레벨이 된 경우에도 트랜지스터(Q2)는 전류를 전도하지 않는다. 장점으로, 다이오드(D13)의 동작으로 인해, 신호(V9)가 로레벨인 경우에 저항(R8, R12)에는 어떠한 전류가 흐르지 않는다. 그결과, 전력 소실의 감소는 120watts의 입력 전력에서 대략 2.5watts 정도이다. 다이오드(D9, D13)는 신호(V9)가 하이레벨이되고 새로운 사이클이 시작될 때 턴오프된다.
100watts의 입력 전력에 대한 전류(iP1, iP2)의 중첩(superposition)에 의해 결정된 1차 전류(iP)는 제3a도에 도시되어 있다. 본선 전류(iM)는 제3b도의 실선으로 도시된 파형을 갖는다. 제3b도의 점선으로 도시된 파형은 100watts의 동일한 입력 전력율에 대한 브리지 정류기의 출력에서 큰 필터 커패시턴스를 포함하는 종래의 전원의 본선 전류(iM")에 상응한다. 각 반주기의 전압(VM)에서, 전류(iP1)의 펄스의 픽크는 기본 본선 주파수의 사인 곡선 형태로 현저하게 변화된다. 커패시터(C2)는 본선 전압(VM)의 픽크치 부근에서만 저항(R13)을 통해 충전된다.
본 발명의 특징에 따라, 저항(R13)은 브리지 정류기(102)의 다이오드들의 전도 기간을 증가시키고, 이로써 저항(R13)은 제3b도에 도시된 바와 같이 충전전류(i3)의 픽크진폭과 변화율을 감소시킨다. 따라서, 장점으로 3, 5, 7, 9 및 11번째 고조파와 같은 전류(iM)의 높은 고조파 성분이 감소된다. 전류(i3)의 펄스의 픽크치는 커패시터(C2)에 저장된 에너지가 1차 전류(iP)의 일부에만 공급되기 때문에 낮다. 전력 소비의 대략 65%는 전류(iP1)에 의해 이루어지고 35%는 전류(iP2)에 의해 이루어진다.
임계전압(V11)은 전류(iP2)의 펄스의 펄스폭과 전류(iP1)의 펄스의 펄스폭과의 비를 제어한다. 전파 정류된 전압(V1)의 소정의 주기 동안 전압(V30)에 포함된 리플 전압으로 인해, 펄스폭 변조된 신호(V9)의 각각의 펄스폭과 신호(V7)의 픽크치는 전압(V1)이 제로인 경우에 대략 최대값을 갖고 전압(V1)이 최소치에서 최소값을 갖는다. 트랜지스터(Q4, Q5)에 의해 형성된 비교기에 대한 임계전압(V11)을 설정하기 위해서, 신호(V7)는 다이오드(D12)를 통해 병렬 결합된 저항(R9)과 커패시터(C10)에 결합된다. 커패시터(C10)에서 발생된 전압은 신호(V7)의 픽크치의 저주파수 엔벨로프에 따라 변화한다. 이로써, 고주파수 성분은 필터링 된다. 커패시터(C10)의 전압은 다이오드(D11)를 통해 커패시터(C9)와 트랜지스터(Q5)의 베이스 전극에 결합된다. 다이오드(D11)과 커패시터(C9)는 신호(V7)의 픽크치의 최소 엔벨로프 값을 검출하는 최소 레벨 검출기로서 동작한다. 다이오드(D12)의 순방향 전압은 다이오드(D11)에서 발생된 역방향 전압에 의해 온도 보상된다. 신호(V7)의 픽크치의 엔벨로프는 전압(V1)의 기능에 따라 변화한다. 커패시터(C9)에서 발생된 임계전압(V11) 또는 슬라이스 레벨은 전압(V1)의 주기내에서 신호(V9)의 최소 펄스폭에 의해 결정된다. 전압(V11)은 트랜지스터(Q4, Q5)에 의해 형성된 비교기의 비반전 입력 단자에 인가된다.
일정한 로딩에 대해, 전압(V11)의 레벨은 비교적 일정하다. 그러므로, 전류(iP1)의 각 펄스들의 펄스폭은 동일하다. 이로써, 바람직하게도, 전류(iP2)의 펄스들의 펄스폭은 전압(V1)이 제로인 때 최대, 전압(V1)이 픽크치인 경우에 최소로 변화된다.
예컨대, 로딩이 증가됨으로 인해서, 신호(V9)의 각 주기에서 신호(V9)의 펄스폭이 증가된다. 따라서, 전압(V11)에서 펄스폭 증가를 가져오는 신호(V9)의 최소 펄스폭도 증가된다. 전압(V11)의 펄스폭 증가는 신호(V10)가 로레벨이 되고 트랜지스터(Q2)가 전도 상태가 되면 신호(V9)의 각 펄스사이에 순간적인 지연을 가져온다. 그결과, 전류(iP1)의 펄스의 펄스폭이 증가된다. 신호(V9)의 펄스폭도 증가되기 때문에, 트랜지스터(Q2)의 전도 구간의 길이와 트랜지스터(Q1)의 전도 구간의 길이와의 비는, 예컨대 전압(V11)이 일정 전압인 경우보다 덜 변화된다. 그러므로, 장점으로, 출력 전압(V4)의 리플 전압은 전압(V11)이 일정한 경우보다 로딩 변화에 의한 영향을 덜 받는다. 이로써 전류(i3)와 전류(iP1)의 비는 로딩에 의해 덜 변화된다. 따라서, 전류(iM)의 고조파 성분 또는 전력 계수도 로딩에 의한 영향을 덜 받는다.
소정의 증가된 로딩 상태에서, 전류(i2)의 픽크치는 제한된다. 매우 증가된 로딩도 전류(i1)의 픽크치를 제한되게 한다. 2차측의 단락회로의 더더욱 증가된 로딩은 IC(103)의 버스트 모드 동작을 유발한다.
신소(V9)의 각 사이클에 있어서 제2c도의 신호(V9)가 하이레벨에 이르는 경우에, 제1도의 IC(103)의 핀(2)에서 커패시터(C6)는 전압(V2)으로부터 저항(R2)에 의해 발생된 일정 전류(i2)와 전압(V1)으로부터 저항(R1)에 의해 발생된 전파 정류된 사인곡선 파형을 갖는 전류(i1)의 합과 동일한 전류로 충전된다. 제2c도의 신호(V9)는 로레벨 상태인 경우, 제2b도의 전압(V6)은 제1도의 IC(103)에 의해 결정된 바와 같이 1volt까지 클램핑된다. 제2c도의 신호(V9)가 하이레벨에 이르는 경우, 제1도의 커패시터(C6)을 발생한다. 커패시터(C6)가 전파 정류된 전압(V1)으로부터의 전류(i1)에 의해 충전되기 때문에, 전류(i1)는 전압(V1)과 비슷한 파형을 갖는다. IC(103)에서, 전압(V6)은 과부하 비교기(over-load comparator:103d)의 입력에 결합된다. 과부하 상태하에서, 전압(V6)은 비교기(103d)를 트리거(trigger)하기에 충분히 크기 때문에, 하이레벨에서 로레벨로의 변화는 신호(V9)에서 발생한다. 따라서, 전압(V6)은 과부하 상태하에서 생성될 수 있는 신호(V9)의 최대 펄스폭을 결정한다. 이로써 전압(V6)은 SMPS(100)에 의해 제공될 수 있는 최대 전력을 결정한다.
전압(V6)의 픽크레벨 또는 변화율은 전압(V1)의 주기동안 전압(V1)이 최소에 존재하는 경우에 과부하 상태가 발생하기전에 신호(V9)의 펄스폭의 상한이 전압(V1)이 최대에 존재하는 경우보다 더크도록 변화된다. 이와 같은 방식으로, 신호(V9)의 펄스폭의 소정의 상한에 대해 전압(V1)의 픽크에서 매우 큰 펄스폭을 갖는 신호(V9)의 펄스가 발생하기 때문에, 보다 큰 조절 범위는 전압(V1)의 픽크로부터 멀리 떨어져 획득된다.
IC(103)에서, 전압(V6)는 정지 비교기(103C)의 입력에 결합된다. 정상 동작시에, 전압(V6)은 전압(V30)에 부가하여 신호(V9)의 펄스폭을 조절한다. 그 결과, 전압(V1)이 자신의 픽크에 존재하는 경우에, 전압은(V6)은 신호(V9)의 펄스폭을 전압(V1)이 픽크치보다 더 작은 경우보다 더 작게 한다. 이와 같은 방식으로, 신호(VP)의 펄스폭은 전압(V6)에 의해 피드-포워드 방식(feed-forwoard manner)으로 변조된다. 장점으로, 피드-포워드 방식은 출력 전압(V4, V5, V8, V3)의 리플 전압의 감소를 가져온다.
SMPS(100)가 텔레비젼 수상기에 이용되는 경우, 온/오프 신호는 텔레비젼 수상기가 언제 스탠바이 동작 모드로 동작되는 것이 필요한지 언제 정상 동작 모드로 동작하는 것이 필요한지를 결정한다. 권선(W4)에 결합되고 SMPS(100)에 의해 구동되는 부하의 크기는 온/오프 제어 신호 ON/OFF에 의해 결정되는데, 이는 예컨대 마이크로 프로세서(도시생략)에서 생성된다. 신호 ON/OFF는 콜드 접지 콘덕터에 참조된다.
신호 ON/OFF에 의해 작동된 스탠바이 동작 모드의 검출은 핫 접지 콘덕터(H)에 참조된 온/오프 제어 신호(V13)를 생성하는 검출기(31)에 의해 수행된다. 스탠바이 동작 모드에 있어서, 권선(W4, W5)에 결합된 부하의 크기는 실질적으로 정상 동작에서 부하의 크기보다 더 작다. 부하가 감소되므로 인해, 감지 전압(V30)의 증가는 스탠바이 동작 모드에서 발생하기 쉽다. 그러므로, IC(103)는 신호(V9)의 펄스폭을 감소시킨다. 또한, 신호(V9)의 주파수는 대략 100KHz의 플라이백 변압기(T)의 공진 주파수까지 증가한다.
검출기(31)는 신호(V9)에 의해 결정된 권선(W3)의 펄스에 응답하여 권선(W3)의 펄스들의 주파수에 따라 권선(W4, W5)에 결합된 부하의 크기를 검출한다. 권선(W3)의 펄스들은 검출기(31)에서 저항(32)과 커패시터(33)에 의해 형성된 저역통과 필터를 통해 정류기(34)에 결합된다. 따라서, 정류기(34)는 커패시터(35)에서 권선(W3)의 펄스들의 변이에지 사이의 구간 길이를 나타내는 DC 전압을 생성한다.
스탠바이 동작 모드시에, 권선(W3)은 100KHz의 대체로 사인 곡선 전압을 공급한다. 상기 전압은 저항(32)과 커패시터(33)에 의해 형성된 저역 통과 필터에 의해 감쇠된다. 그러므로, 커패시터(35)의 전압은 검출기(31)의 출력 트랜지스터(36)를 턴온시키는데는 불충분하게 된다. 그결과, 신호(V13)는 하이레벨 상태가 된다. 다른 한편으로, 정상 모드 동작시에, 주파수는 낮고 트랜지스터(36)는 연속적으로 전도성을 유지하며 신호(V13)는 로레벨 상태가 된다. 이와 같은 방식으로, 주파수 검출기(31)는 핫 접지(H)에 참조되는 신호(V13)를 생성하여 스탠바이/정상 모드를 표시 한다.
신호(V13)는 다이오드(D14)를 통해 트랜지스터(Q3)의 베이스에 결합된다. 신호(V13)는 다이오드를 통해 트랜지스터(Q3)의 베이스에 결합된다. 신호(V13)는 트랜지스터(Q3)를 신호(V9)의 레벨에 관계없이 전도상태가 되게 한다. 그러므로, 트랜지스터(Q2)는 턴오프되고, 스탠바이 동작모드 동안 전류(iP2)는 제로가 된다. 이와 같은 경우에, DC 전류는 저항(R8, R12)과 트랜지스터(Q3)를 통해 접지로 흐른다. 양의 온도 계수 저항인 저항(R12)은 그 값에 있어서 크게 발열되어 증가한다. 따라서, 저항(R8)의 손실은 스탠바이 동작 모드중에는 훨씬 감소된다. 스탠바이 동작 모드 중에, 트랜지스터(Q2)가 항상 턴오프되기 때문에 전체 회로 손실도 훨씬 감소된다. 이와 같은 기법을 이용하면 두가지 장점을 갖을 수 있다. 첫째, 스탠바이 입력 전력이 14watts에서 10watts로 감소된다. 둘째, 스탠바이 모드 동작 동안, 전류(iP1) 성분만이 존재하기 때문에 고조파들이 훨씬 감소된다.
스탠바이 동작 모드 동안, 전압(V3, V4, V5)도 조절된다. 그러나, 누설 인덕턴스로 인해 감지전압(V30)과 출력 전압(V4)의 비는 전압(V4)이 정상동작 모드에서 보다 스탠바이 동작모드에서 더 크게 되도록 구성된다. 이와 같은 출력단(37)을 구동하는 전압(V4)의 증가는 소자들의 증가시킴으로 인해 불리할 수도 있다.
온/오프 제어신호(V13)는 직렬 접속된 저항(38)과 다이오드(39)를 통해 IC(103)의 핀(1)의 감지 입력 단자에 결합되어 감지전압(V30)의 레벨을 증가시킨다. 그결과, 신호(V9)의 듀티사이클이 감소된다. 결과적으로, 바람직하게 전압(V4)은 다이오드(39)를 통해 결합되는 신호에 관계없이 존재해왔던 전압에 비해 감소된다. 예컨대, 회로소자들의 값은 스탠바이 동작모드에서 전압(V4)이 정상 동작 모드에서 보다 훨씬 작아지도록 선정될 수 있다.
제4도는 다음 서술될 차이점과 함께 제1도의 실시예와 동일한 본 발명의 제1 실시예를 도시하고 있다. 제5a도 내지 제5e도는 제4도의 회로동작을 설명하는 데 유용한 파형을 도시하고 있다. 제4도에 부가된 대응 소자에 대한 심볼 프라임(')을 제외하고는 제1도, 제2a도 내지 제2h도, 제3a도 내지 제3c도, 제4도 및 제5a도 내지 제5e도에 사용된 유사한 심볼 및 부호들은 유사한 아이템 또는 기능을 나타낸다. 제4도의 SMPS(100')에서, 트랜지스터(Q2')는 바이폴라 트랜지스터이다. 트랜지스터(Q2')의 베이스 전류는 반파 정류 다이오드(D8')와 베이스 저항(R8')에 의해 공급된다. 신호(V10')는 트랜지스터(Q5')의 콜렉터로부터 유도되고 트랜지스터(Q6')에 의해 형성된 인버터단을 통해 트랜지스터(Q3')의 베이스에 결합된다. 트랜지스터(Q6')의 콜렉터 전압은 트랜지스터(Q3)의 턴온이 요구되는 경우에 비교적 크다. 그러므로, 베이스저항(70')은 비교적 큰 저항이 될 수 있다. 바람직하게도, 저항(70')이 크기 때문에, 신호(V9')가 로레벨에 있게되고 트랜지스터(Q3')의 턴오프가 요구되는 경우에 회로는 신호(V9') 레벨의 한계 허용 범위(tolerance)에 덜 민감하다.
증가된 로딩에 의해 저항(R13') 양단에 보다 큰 전압 강하가 발생한다. 그러므로, 트랜지스터(Q2')의 베이스 전압도 트랜지스터(Q2')가 턴온되는 경우에 감소된다. 바람직하게도, 베이스 전류도 베이스 전압의 감소로 인해 증가된다. 베이스 전류의 증가는 트랜지스터(Q2')의 콜렉터 전류가 증가되는 경우에 트랜지스터(Q2')를 세츄레이션 상태로 유지하는데 바람직하다. 신호(V13')는 트랜지스터(Q6')의 베이스에 결합되어 스탠바이 동작 모드에서 트랜지스터(Q6')를 턴온시킨다.
도시되진 않았지만, 로드에 단락회로 상태가 발생하는 경우에, 권선(W3') 양단 전압은 제로이다. 그러므로, 트랜지스터(36')는 턴오프된다. 그결과, 단락회로 보호를 위해 신호(V9')의 듀티사이클을 감소시키는 전압이 증가된다.
전원의 로딩이 예컨대, 80watts와 같은 소정값보다 작아지게 되면, 트랜지스터(Q5')의 베이스에 결합된 다이오드(200')는 트랜지스터(Q5')의 베이스 전압을 4volts로 클램핑한다. 따라서, 트랜지스터(Q5')의 베이스 전압은 상기 레벨 이하로 감소된다. 그러므로, 다이오드(200')는 낮은 로딩으로 트랜지스터(Q2')의 최대 듀티 사이클 또는 전도 구간의 최대값을 설정한다. 따라서, 바람직하게도, 전류(i3')에 의해 결정된 전력 계수는 로딩이 훨씬 감소하는 경우에 감소하지 않는다. 트랜지스터(Q2')의 듀티사이클에 상한을 제공함으로써, 저항(R13') 값은 트랜지스터(Q2')의 최대 듀티사이클이 로드가 감소할때 훨씬 증가될 수 있는 경우 보다 더 작아질 수 있다. 그러므로, 유리하게도, 저항(R13')의 전력 소모는 다이오드(200')의 클램핑 동작이 이용되지 않는 경우보다 더 작게 이루어질 수 있다. 바람직하게도, 트랜지스터(Q2')의 듀티사이클 상한은 전원의 출력에서 필터 커패시터가 낮은 로딩의 리플을 감소시키기에 충분히 크기 때문에, 전원의 출력에서 리플의 증가를 발생하지 않는다.
제6도에서, 일군의 그래프는 전원과 입력 전력의 함수로서, 제4도의 서로 다른 값의 저항(R13')에 대한 전력 계수의 변화를 나타내고 있다. 서로 다른 값의 저항(R13')에 대한 100watts의 입력 전력에서 효율계수 η도 제공되어 있다.
제7도에서, 일군의 그래프는 저항(R13')이 22Ω인 경우와 100Ω인 경우에 제4도의 입력 전류(IM')의 고조파 성분을 도시하고 있다. 비교하기 위해, 표준으로 제안되는 최대 허용 고조파 성분도 도시되어 있다.

Claims (24)

  1. AC의 본선 공급 전압(VM)원(107)과; 상기 본선 전압원에 결합되어 상기 본선 공급 전압을 상기 본선 공급 전압의 주파수에 관련된 주파수(100Hz)에서 저 주파수 성분을 필터링함이 없이 정류하여 필터링되지 않고 정류된 제1 공급 전압(V1)을 발생하는 제1 정류기(102)와; 제1 스위칭 신호(V9)에 응답하고 상기 제1 공급 전압이 인가된 인덕턴스(W1)에 결합되며 제2 정류기(D4)를 통해 결합되어 일부 제1 정류된 출력 공급 전류(iS4)의 제1 부분을 생성하는 다수의 제1 전류 펄스(iP1)를 상기 본선 공급 전압의 주파수보다 더 높은 주파수로 발생하는 제1 스위칭 수단(Q1)과; 필터 커패시터(C2)와; 상기 본선 전원과 상기 커패시터에 결합되어 상기 커패시터에 전류 펄스(i3)를 발생하도록 상기 본선 공급 전압을 정류하고 상기 커패시터에서 정류된 제2 공급 전압(V2)을 생성하는 제3 정류기(D2)와; 상기 제2 공급 전압에 결합되고 제2 스위칭 신호(V12)에 응답하며 정류기(D4)를 통해 결합되어 상기 출력 공급 전류의 제2 부분을 생성하는 다수의 제2 전류 펄스(iP2)를 상기 커패시터에 결합된 인덕턴스(W1)에서 상기 본선 공급 전압의 주파수보다 더 높은 주파수로 발생하는 제2 스위칭 수단(Q2)을 포함하는 스위치 모드 전원 장치에 있어서, 상기 커패시터에 결합되어 상기 커패시터의 소정의 전류 펄스의 펄스폭을 확장하고 픽크 진폭을 감소시키는 수단(R13)을 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 펄스폭 구간 확장 수단(R13)은 상기 커패시터(C2)와 직렬 결합된 저항(R13)을 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 다수의 제1 전류 펄스(iP1)는 상기 저항(R13)을 바이패스하는 전류 경로에서 발생되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  4. 제1항에 있어서, 피드백 신호(V30)에 응답하여 상기 다수의 제1 및 제2 전류 펄스중 하나(iP1 또는 iP2)의 전류 펄스(iP1, iP2)를 펄스폭 변조하는 펄스폭 변조기(103)를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 인덕턴스(W1)는 플라이백 변압기(T)의 권선을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 다수의 제1 전류 펄스(iP1)가 상기 본선 입력 공급 전류(iM)의 고조파(高調波) 성분을 크게 증가시키는 것을 방지하도록 저주파수 성분을 필터링하지 않는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 다수의 제2 전류 펄스(iP2)는 상기 전원 장치의 출력(V4)의 리플 성분을 감소시키는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  8. 제1항에 있어서, 상기 커패시터 전류 펄스(i3)는 본선 입력 공급 전류(iM)의 고조파 성분을 증가시키고 전력 계수를 감소시키며, 상기 픽크 진폭 감소 수단(R13)은 상기 커패시터 전류 펄스가 상기 본선 입력 공급 전류의 상기 고조파 성분을 증가시키는 가능성을 감소시키고 상기 전력 계수를 증가시키는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  9. 제1항에 있어서, 상기 다수의 제1(iP1) 및 제2(iP2) 전류 펄스는 각각 적어도 상기 본선 공급 전압의 일부 주기동안 상기 제1 공급 전압의 크기가 픽크치 보다 더 작은 경우(VM=0)에 발생되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  10. 제1항에 있어서, 상기 커패시터 전류 펄스(i3)는 상기 다수의 제1 전류 펄스(iP1)의 주파수(20KHz)보다 낮고 상기 본선 공급 전압의 주파수에 관련된 저주파수(100Hz)로 발생되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  11. AC 본선 공급 전압(VM) 및 AC 본선 공급 전류(iM)원(107)과; 필터 커패시터(C2)와; 상기 본선 전압원과 상기 커패시터에 결합되어 상기 커패시터의 단자(D2와 Q2 사이)에서 제2 공급 전압을 생성하기 위해 상기 커패시터의 전류 펄스(i3)를 상기 본선 공급 전압(V2)의 상기 주파수에 관련된 주파수(100Hz)로 발생하도록 상기 본선 공급 전압을 정류하는 제1 정류기(D2)를 포함하고, 상기 커패시터 전류 펄스는 상기 본선 전압 및 전류원과 연관된 전력 계수를 감소시키는 상기 본선 공급 전류에 디스토션을 생성하는 스위치 모드 전원 장치에 있어서, 상기 커패시터에 결합되어 디스토션을 감소시키고 전력 계수를 증가시키기 위해 소정의 전류 펄스의 펄스폭을 확장하고 소정의 전류 펄스의 픽크 진폭을 감소시키는 수단(R13)과; 제1 스위칭 신호(V9)에 응답하여, 상기 본선 공급 전압의 주파수(50Hz) 보다 높은 주파수(20KHz)로 정류기(D4)를 통해 결합되어 정류된 출력 공급 전류(iS4)의 제1 부분을 생성하고 상기 본선 공급 전압의 주기동안 상기 전력 계수를 증가시키는 방식으로 상기 본선 공급 전압에 따라 변화되는 크기를 갖는 다수의 제1 전류 펄스(iP1)를 상기 본선 전압 및 전류원(107)에 결합된 인덕턴스(W1)에 발생하는 제1 스위칭 수단(Q1, D1)과; 제2 스위칭 신호에 응답하여, 상기 본선 공급 전압의 주파수 보다 높은 주파수로 정류기(D4)를 통해 결합되어 상기 전원의 출력에서 리플 성분을 감소하는 방식으로 정류된 출력 공급 전류의 제2 부분을 생성하는 다수의 제2 전류 펄스(iP2)를 상기 제2 공급 전압이 발생되는 단자에 결합된 인덕턴스(W1)에 발생하는 제2 스위칭 수단(Q2, D2)을 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  12. 제11항에 있어서, 상기 다수의 제2 전류 펄스(iP2)중 정해진 전류 펄스는 대응하는 상기 다수의 제1 전류 펄스(iP1)의 대응하는 전류 펄스와 유사하게 발생하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  13. 제12항에 있어서, 다수의 제1 전류 펄스(iP1)의 크기와 상기 다수의 제2 전류 펄스(iP2)의 크기와의 비는 상기 주기(VM)동안 변화되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  14. 제11항에 있어서, 상기 다수의 제1 전류 펄스(iP1) 및 제2 전류 펄스(iP2)는 변압기(T)에 발생되고 변압기(T)를 통해 부하 회로(37)에 변압기 결합되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  15. 제11항에 있어서, 상기 다수의 제1 전류 펄스(iP1) 및 제2 전류 펄스(iP2)는 상기 변압기의 권선(W1)에 발생되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  16. 제11항에 있어서, 상기 본선 공급 전압(VM)의 크기와 상기 본선 전압이 픽크치(VM=325V)에 있는 경우에 발생되는 상기 다수의 제1 전류 펄스(iP1)의 크기와의 비는 상기 본선 공급 전압과 상기 본선 공급 전압의 크기가 상기 픽크치 보다 작은 경우(VM=0)에 발생되는 상기 다수의 제1 전류 펄스와의 비와 동일한 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  17. 제11항에 있어서, 상기 본선 공급 전압의 주기동안 변화되는 제어신호(V7)에 응답하여 상기 본선 공급 전압(VM)의 주기동안 상기 리플을 감소시키는 방식으로 상기 다수의 제2 전류 펄스(iP2)의 크기를 변경시키는 수단(Q4, Q5, Q3)을 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  18. 제11항에 있어서, 상기 다수의 제1 전류 펄스(iP1)의 전류 경로는 상기 제2 공급 전압(V2)이 발생되는 상기 단자(D2와 Q2 사이)를 제외한 경로인 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  19. 제11항에 있어서, 상기 제1 스위칭 수단(Q1, D1)은 상기 정류된 본선 공급 전압(V1)으로부터 상기 정류된 본선 공급 전압의 저주파수의 고조파 성분을 필터링함이 없이 상기 본선 공급 전압(VM)을 정류하도록 상기 본선 전원(107)에 결합된 정류기(D1)를 구비하여, 상기 주기동안 상기 정류된 본선 공급 전압의 변화로 상기 다수의 제1 전류 펄스(iP1)에 진폭 변조를 생성하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  20. 제11항에 있어서, 상기 리플 성분을 나타내는 피드백 신호(V30)에 응답하여 상기 주기동안 상기 리플 성분(V4)을 감소시키는 방식으로 상기 다수의 제2 전류 펄스(iP2)의 크기를 변경시키는 펄스폭 변조기(Q5, Q4, Q3, 103)를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  21. 제11항에 있어서, 피드백 신호(V30)에 응답하여 출력 공급 조절을 제공하기 위해 상기 다수의 제1 전류 펄스(iP1)를 펄스폭 변조하는 펄스폭 변조기(103)를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  22. 제11항에 있어서, 피드백 신호(V30)에 응답하여 출력 공급 조절을 제공하는 방식으로 상기 다수의 제1 전류 펄스(iP1)와 제2 전류 펄스(iP2)의 크기를 동일 방향으로 변경시키는 펄스폭 변조기(103)를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  23. 제11항에 있어서, 상기 다수의 제1 전류 펄스(iP1)는 상기 다수의 제2 전류 펄스(iP2)의 전류 펄스에 관해 전류 인터리빙 방식 및 전류 중첩 방식중 1개의 방식으로 발생되는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
  24. AC 본선 공급 전압원(107)과; 필터 커패시터(C2)와; 상기 본선 공급 전압원과 상기 커패시터에 결합되어 상기 커패시터에 전류 펄스(i3)를 발생하도록 상기 본선 공급 전압을 정류하여 상기 커패시터에 정류된 제1 공급 전압(V2)을 생성하는 제1 정류기(D2)와; 상기 커패시터에 결합되어 상기 커패시터에서 소정의 전류 펄스의 펄스폭을 확장하고 픽크 진폭을 감소시키는 수단(R13)을 포함하는 스위치 모드 전원 장치에 있어서, 상기 제1 공급 전압에 결합하고 제1 스위칭(V12) 신호에 응답하여, 상기 커패시터에 결합된 인덕턴스(W1)에 정류기(D4)를 통해 결합되어 정류된 출력 공급 전류(iS4)의 제1 부분을 생성하는 다수의 제1 전류 펄스(iP2)를 상기 본선 공급 전압의 주파수(50Hz)보다 높은 주파수(20KHz)로 발생하는 제1 스위칭 수단(Q2)과; 상기 본선 전원에 결합되어 정류된 제2 공급 전압(V1)을 발생하도록 상기 본선 공급 전압을 정류하는 제2 정류기(102)와; 제2 스위칭 신호(V9)에 응답하고 상기 제2 공급 전압이 인가된 인덕턴스에 결합되어, 상기 커패시터를 바이패스하는 전류 경로를 통해 상기 본선 공급 전압의 주파수보다 높은 주파수로 제2 정류기(D4)를 통해 결합되어 정류된 출력 공급 전류의 제2 부분을 생성하는 다수의 제2 전류 펄스(iP1)를 발생하는 제2 스위칭 수단(Q1, D1)을 구비하는 것을 특징으로 하는 스위치 모드 전원 장치.
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