JP3137118B2

JP3137118B2 - テレビジョン偏向装置

Info

Publication number: JP3137118B2
Application number: JP01059496A
Authority: JP
Inventors: エドウアルトハフアールペータ
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1988-03-10
Filing date: 1989-03-09
Publication date: 2001-02-19
Anticipated expiration: 2016-02-19
Also published as: EP0332089A2; CN1018040B; JPH1198376A; FI92270C; EP0332089A3; TR26271A; DE68926546T2; FI891025A0; FI92270B; KR890015564A; DE68926546D1; CN1038559A; KR0137019B1; JP3407295B2; GB8805757D0; SG67314A1; FI891025A; HK1004317A1; CA1326538C; EP0332089B1

Description

【発明の詳細な説明】この発明は偏向回路のための保護装置に関するもので
ある。

〔発明の背景〕

この発明は、例えば、偏向電流の振幅がラスタ歪みを
補正するために比較的広い範囲にわたって変化あるいは
変調されるような偏向回路などに用いることができる。
偏向電流振幅の変調は、例えば外側及び内側の左右ピン
クッション歪みの補正などを行うために望ましい。

典型的には、水平偏向回路は、偏向第１スイッチ、水
平偏向巻線及び各トレース期間中に偏向巻線に偏向電流
に供給するトレースキャパシタンスとを含む出力段を備
えている。リトレース期間中には、偏向巻線の両端間に
第１のリトレースキャパシタンスが結合されて、リトレ
ース共振回路を形成する。リトレース期間中、フライバ
ック変成器を通してエネルギが補給される。

〔発明の概要〕

本発明の主たる目的は、テレビジョン偏向装置におい
て、オン／オフ制御信号のオフ状態に応答して側方（左
右）ピンクッション補正を与えないようにして、偏向装
置を通常動作から待機動作モードへの遷移中に偏向装置
を過電流から保護する点にある。

本発明によるテレビジョン偏向装置は、リトレースキ
ャパシタンス（C₁）に結合された結合巻線（L_H）を有す
る偏向共振回路（100）と、偏向周波数の入力信号（101
a）の信号源（101）と、この入力信号（101a）に応答
し、偏向共振回路に結合されていて、偏向巻線（L_H）中
に偏向周波数の偏向電流（i₂）を発生させる偏向電流発
生手段（Q1）と、オン／オフ制御信号（201a）を発生す
る遠隔制御受信機（201）と、変調信号（V₃）の信号源
（300）と、変調信号に応動し、偏向電流発生手段に結
合されていて、側方ピンクッション補正を与えるように
偏向電流を変化させる側方ピンクッション補正回路（20
0）と、上記オン／オフ制御信号（201a）のオフ状態に
応答して側方ピンクッション補正を与えないようにし
て、偏向電流の発生を阻止し偏向装置を待機状態にする
ようにする手段（Q2、Q5）と、を具えている。

本発明の一態様を実施した水平偏向回路においては、
リトレース期間中に、双方向性変調第２スイッチの動作
を通して、変調スイッチング電流が形成される。第１の
リトレースキャパシタンスを含むリトレース共振回路に
結合された変調第２スイッチは、水平リトレース中に、
垂直周波数の放物線電圧に従って位相変調される導通時
間を持っている。変調第２スイッチと並列に第２のリト
レースキャパシタが結合されている。変調第２スイッチ
はトレース期間中に導通し、リトレース期間中の可変な
時点でターンオフされる。導通時には、変調第２スイッ
チは第２のリトレースキャパシタの両端間に、この第２
のリトレースキャパシタ両端間電圧をゼロにクランプす
る低インピーダンスを形成する。その結果、制御可能な
振幅と変更可能な幅とを有する可制御リトレースパルス
電圧が、リトレース期間の一部分で変調第２スイッチが
非導通の時に、第２のリトレースキャパシタの両端間に
生成される。第２のリトレースキャパシタの両端間のリ
トレース電圧は第１のリトレースキャパシタの両端間に
発生するリトレース電圧の大きさを変化させ、このよう
にして、外側及び内側ピンクッション歪みを補正するよ
うに所要の偏向巻線電流の変調が行われる。

第１と第２のスイッチは、与えられた偏向サイクルの
一部分の期間中に直列に結合される第１と第２のトラン
ジスタスイッチのそれぞれによって形成することができ
る。これらの第１と第２のトランジスタスイッチを過電
流状態から保護することが望ましい場合がある。

この発明の一態様を実施したテレビジョン偏向装置
は、偏向巻線とリトレースキャパシタンスを含む偏向共
振回路を備えている。第１の偏向周波数に関係した周波
数の入力第１信号の信号源が設けられる。スイッチとし
て動作し、入力第１信号に応答し、偏向共振回路に結合
される第１のトランジスタが、偏向巻線中に第１の偏向
周波数の偏向電流を生成するために用いられる。スイッ
チとして働く第２のトランジスタが共振回路と第１のト
ランジスタスイッチとに、ある与えられた偏向サイクル
中第１と第２のトランジスタが導通して直列に結合され
るように結合されている。第１と第２のトランジスタス
イッチには、これらの第１と第２のトランジスタスイッ
チが導通状態となって直列に結合される時に、これらの
２つのトランジスタスイッチを流れる電流を生成するた
めに、入力供給電圧の源が結合されている。第２のトラ
ンジスタには変調用の第２の信号の信号源が結合されて
おり、第２のトランジスタの導通を第２の信号に従って
変調する。第２のトランジスタスイッチの制御端子に結
合される制御信号が生成される。この制御信号は、この
信号の発生時に、第１と第２のトランジスタスイッチを
流れる電流を大幅に減じる。

この発明の別の態様によれば、過電圧保護のために、
第１と第２のトランジスタスイッチ相互間に結合された
端子にスイッチング構成が結合される。

〔実施例の説明〕

この発明の一態様を実施した第２図の水平偏向回路25
0は、例えば、A66EAS00X01型FSカラー陰極線管における
水平偏向を与えるものである。回路250は、水平周波数f
_Hで動作するスイッチングトランジスタQ1と逆方向に並
列（アンチパラレル）に接続されたダンパダイオードD
_Q1とを有し、これらのトランジスタとダイオードは１つ
の集積回路として形成されている。リトレースキャパシ
タンスC1がトランジスタQ1とダイオードD_Q1とに並列に
結合されている。また、偏向巻線L_HがＳ字修正トレース
キャパシタンスC_Sと直列に結合されて１つの回路分枝を
形成しており、この回路分枝は、トランジスタQ1、ダイ
オードD_Q1及びリトレースキャパシタンスC₁の各々と並
列に結合されて、水平リトレース期間中にリトレース共
振回路100を形成する。

図には詳細に示していないが、水平発振器と位相検出
器とを含む位相制御段101が水平同期信号H_sに応答す
る。信号H_sは、例えば、図示されていないテレビジョン
受像機のビデオ検波器から取出される。段101はトラン
ジスタQ6を通して駆動電圧101aを駆動変成器T2の１次巻
線T_2aに供給する。１次巻線T_2aは２次巻線T_2bに変成器
結合されている。巻線T_2bは、抵抗R1とR2とを含む電圧
ドライバを介してトランジスタQ1のベース−エミッタ接
合に結合されていて、水平周波数f_Hのベース駆動電流i_b
を生成する。フライバック変成器T1の１次巻線W₁がＢ＋
電圧源とトランジスタQ1のコレクタとの間に接続されて
いる。変成器T1の２次巻線W₂が段101に結合されてい
て、巻線L_H中の水平偏向電流i₂を信号H_sに同期させる駆
動電圧101aを生成するための帰還リトレース信号H_rを供
給する。

この発明の１つの特徴を備えた切換型（スイッチド）
ラスタ補正回路200は、スイッチングトランジスタQ2の
スイッチングのタイミングを制御する左右（Ｅ−Ｗ）制
御回路300を含んでいる。トランジスタQ2はトレース期
間を通して導通状態にあり、リトレース期間中のある期
間内で非導通となる。この非導通になる時間は制御し得
るものである。トランジスタQ2のコレクタはトランジス
タQ1のエミッタとリトレースキャパシタC1との間の接続
端子50に結合されている。トランジスタQ2のエミッタは
小さな電流サンプリング抵抗R101を介して接地されてい
る。トランジスタQ2と並列に結合されているダンパダイ
オードD_Q2はトランジスタQ2と１つの集積回路として形
成されている。トランジスタQ2のコレクタと接地導線と
の間に第２のリトレースキャパシタンスC2が結合されて
いる。変成器T1の巻線W₄の両端間に発生するリトレース
電圧V_rが、整流ダイオード（図示せず）を含むアルタ電
源556にアルタ電圧を生成するために用いられる高電圧
を形成する。

この発明の説明のために、初めに、トランジスタQ2が
トレース及びリトレースの期間の全体を通して導通状態
に維持されるという第１の極端な動作状態を表わす第１
の例を仮定する。この場合、偏向回路250は公知の態様
で、但し、左右歪み補正なしで偏向電流i₂を生成する。
後で述べるように、電流i₂は、この場合、最大ピーク・
ピーク振幅となる。

同じく、説明の目的のために仮定する第２の例は第２
の極端な動作状態を表わし、スイッチングトランジスタ
Q2がリトレース期間全体を通してカットオフ状態にあ
る。第２の例においては、リトレース中、一対の共振回
路が形成される。第２図における第１のリトレース共振
回路100は、リトレースキャパシタンスC1、巻線L_H及び
トレースキャパシタC_Sを含む。第２の共振回路はフライ
バック変成器の巻線W₁とこれに直列に結合されたリトレ
ースキャパシタンスC2とを含む。これらのリトレース共
振回路の各々を別々に検討すると、各リトレース共振回
路は所要の正規リトレース周波数より低い周波数に同調
されている。これらの共振回路は合成共振回路を形成す
る。従って、合成共振回路の合成共通リトレース周波数
はその成分周波数の各々よりも高く、所要の正規リトレ
ース周波数（これは、例えば、PAL方式では43KHzであ
る）に等しくなるようにされる。

前に述べたように、変成器T1の２次巻線W₂は水平同期
リトレース信号H_rを供給する。信号H_rの各パルスは偏向
巻線L_H中のリトレース期間を表わす。水平同期信号H_rは
位相制御段101に供給されて、帰還同期情報を提供す
る。信号H_rのパルス中に含まれる同期情報は偏向巻線L_H
中の電流i₂の位相を表わす。信号H_rと水平同期パルスH_s
は段101に含まれている水平発振器出力信号の位相と周
波数の調整に用いられる。

第２の仮定した例においては、変成器T1の１次巻線W₁
は、複合共振回路を形成するキャパシタC1とC2を含む容
量性分圧器を通してリトレース共振回路100に結合され
ている。この合成リトレース共振回路は、マウスティー
ス（ねずみの歯）歪みを生じることなく適正な同期をと
ることを可能とする。このような複合リトレース共振回
路を形成することの効果については、米国特許第4,634,
937号に詳細な説明がある。

トレース期間中、巻線W₁中の電流i₁はトランジスタQ1
を通り、トランジスタQ2を通ってアースに流れる。リト
レース中、キャパシタC1を通って流れる電流i₁はリトレ
ース電流i₄としてキャパシタC2を通っても流れ、このリ
トレースキャパシタンスC2の両端間にリトレース電圧V₂
を生じさせる。

直列接続されたキャパシタンスC1とC2の両端間に発生
するリトレース電圧V₁の振幅は調整されるＢ＋電圧によ
って安定化される。従って、電圧V₁は左右変調によって
実質的な影響を受けないという利点がある。巻線L_Hの両
端間及びキャパシタC1の両端間に発生するリトレース電
圧V₄は偏向電流i₂の振幅を決定する。リトレース電圧V₄
はリトレース電圧V₁からリトレース電圧V₂を差引いたも
のに等しい。トランジスタQ2が非導通であるリトレース
の後半ではトランジスタQ2の電流i₃は０なので、リトレ
ース電流i₁の実質的に全てが電流i₄としてキャパシタC2
を流れて、リトレース電圧V₂を生成する。その結果、リ
トレース期間の全体にわたってトランジスタQ2が非導通
となる第２の仮定例においては、電圧V₂は最大振幅とな
る。従って、電圧V₄の振幅は極小値となり、また、偏向
電流i₂も、第２の仮定例では極小となる。

偏向電流の変調はリトレース期間の前半においてトラ
ンジスタQ2のターンオフの時点をマウスティース歪みが
減少するように変調することによって行うことができ
る。キャパシタC1の値を例えば、C2の値のほぼ２倍に選
び、巻線W₁のインダクタンスの値を巻線L_Hの値のほぼ２
倍に選ぶことにより、リトレース周波数は、トランジス
タQ2が導通しているリトレースの前半と、トランジスタ
Q2が非導通のリトレースの後半の両方において同一にな
る。従って、巻線W₁における電圧V₁の偏向電流i₂に対す
る位相はトランジスタQ2の導通状態によって影響を受け
ることはない。リトレース時間と、電圧V₁により変成器
T1の巻線W₄中に生成されるリトレース電圧V_rとは、リト
レース中、トランジスタQ2のコンダクタンスの状態によ
って実質的な影響を受けないので、上記のターンオフ時
間の変調は許容できる。

第１図ａ〜ｈは第２図の回路の動作の説明に供する理
想的な波形を示す。第２図と第１図で同じ記号及び番号
は同じ要素及び機能を示す。

第２図の左右（Ｅ−Ｗ）制御回路300はトランジスタQ
2のベースを駆動するパルス状電圧V₃を発生する。電圧V
₃はトランジスタQ2をトレース期間の全体を通じて導通
状態にする。リトレース中、電圧V₃の立下り縁は第１図
ａの範囲t₂〜t₃で位相変調される。従って、第２図のス
イッチングトランジスタQ2は第１図ａの時間t₂より前は
導通状態であり、時間t₂後の範囲t₂〜t₃中の位相変調さ
れた時点でカットオフ状態に切換えられる。導通状態の
ときには、トランジスタQ2はリトレース電圧V₂を０にク
ランプし、電圧V₂の発生の時点を変える。

第２図の変成器T1の巻線W₁中の電流i₁は巻線L_Hとキャ
パシタC1とを含む共振回路100に流入する。共振回路100
からは、電流i₁は、第２図のトランジスタQ2が導通の
時、分割されて電流i₃とi₄が形成される。トランジスタ
Q2がターンオフすると、第１図ｄに示す減少する電流i₄
が、電流i₁とi₄が０となるリトレース期間の中央で生じ
る第１図ｄの時間t₄まで、第２図のキャパシタC2を充電
する。その結果、第１図ｅの電圧V₂はリトレースの中央
部でそのピーク振幅に達する。リトレースの後半では、
次第に負方向に大きくなる第１図ｄの負の電流i₄が電圧
V₂が負になるまで、第２図のキャパシタンスC2を放電す
る。電圧V₂が充分に負になると、ダイオードD_Q2が導通
を開始し、電圧V₂をダイオードD_Q2の順方向電圧−0.6V
にクランプする。

外側ピンクッション歪みの補正を行うには、偏向電流
i₂の振幅が走査線が頂部または底部にある時よりも中央
部にある時の方が大きくなければならない。ラスタの頂
部では、トランジスタQ2は第１図ａの時間t₂でターンオ
フされ、これが時間的に最も早い。第１図ｅの電圧V₂は
時間t₂の後から増大し始める。リトレースの中間より後
では、電圧V₂は時間t₆で０になるまで減少する。ラスタ
の頂部では、トランジスタQ2は時間t₂でターンオフされ
るので、電圧V₂のピーク振幅は最大となり、従って、第
１図ｆの電圧V₄のピーク振幅は最小となる。ラスタの頂
部から中央部に向けて、第１図ａの電圧V₃の立下り縁に
よって決まるトランジスタQ2のターンオフ時間は期間t₂
〜t₃の中で次第に遅くなる。その結果、第２図の電圧V₂
のピーク振幅が低下し、電圧V₄のピーク振幅が増大し、
偏向電流i₂のピーク振幅が増大する。ラスタの中央部で
は、電圧V₂は第１図ｅの時間t₃で増大し始め、各水平期
間の時間t₅で０になる、ラスタの中央から底部に向かっ
て、第２図のトランジスタQ2のターンオフ時間は第１図
ａの時間t₃からt₂へ次第に進んで行き、その結果、第２
図の電圧V₂が増加し、電圧V₄は減少し、偏向電流i₂は減
少する。従って、偏向電流i₂はリトレース電圧V₄に比例
し、また、トランジスタQ2のターンオフ時間に従って変
調されるリトレース電圧V₂に反比例する。

第１図ａの電圧V₃の立下り縁は、第１図ｅ、ｆ及びｈ
の波形と共に示されている垂直周波数の包絡線を得るた
めに、垂直周波数でパラボラ状に位相変調されている。
第２図のトランジスタQ2のターンオフ時間の変化も、第
１図ｅの電圧V₂がリトレースの終了近くで０になる時間
を変調する。

水平リトレース中の電圧V₂のリトレースパルス波形の
中心は、垂直走査中、水平リトレース時間t₄の中心に対
して同じになるように維持される。従って、第２図の電
圧V₄とV₂は電圧V₁に対して同相に維持される。その結
果、信号H_rは偏向電流i₂と同相に維持される。

巻線W₂の両端間に生じた信号H_rは偏向電流i₂の位相に
ついての位相情報を与える。信号H_rは段101の水平発振
器をビデオ信号の同期パルスH_sに同期させるために段10
1に供給される。キャパシタC2が巻線W₁を巻線L_Hに結合
して複合共振回路を形成するので、信号H_rの位相情報は
偏向電流i₂の位相情報と実質的に同じである。トランジ
スタQ2の動作の切換えによって、インダクタンス性素子
をトランジスタQ2と直列に結合する必要がなくなるとい
う利点が得られる。さらに、このトランジスタQ2の動作
がスイッチされるということによりトランジスタQ2にお
ける電力消費が小さくなる。従って、トランジスタQ2に
ヒートシンクを設ける必要がなくなる。従来のダイオー
ド変調器のような他の左右ピンクッション歪み補正回路
より優れた点は、偏向電流i₂がトレースの後半にはダン
パーダイオードを流れず、偏向損失が低くなり、また、
非対称な直線性誤差も小さくなることである。

前に述べたように、リトレース中、偏向共振回路100
は、トランジスタQ2が非導通になった後、高インピーダ
ンスを持つキャパシタC2によってフライバック変成器T1
に結合される。トランジスタQ2が非導通となると、アル
タ電圧整流ダイオード（図示せず）が導通する。キャパ
シタC2の高インピーダンスは、リトレース中の共振回路
100のリトレース周波数より実質的に低く、マウスティ
ース歪みに関係した周波数において、巻線W₁とL_Hとを実
質的に分離する。これによって、マウスティース歪みと
して知られるラスタの歪みが防止される。このマウステ
ィース歪みがどのようにして防止されるかについては、
1988年３月10日付イギリス特許出願第8805758号（特開
平１−268355号対応）に詳細が説明されている。

キャパシタC1とC2の相互接続点50は、トレース期間の
全体にわたってトランジスタQ2によりアース電位にクラ
ンプされている。従って、「オルガンパイプ（Organ Pi
pe）」と称されるラスタ妨害は現われない。オルガンパ
イプ形ラスタ妨害は、上述のようなクランプを行わない
場合に、発振性の電流が流れる、即ち、フライバック変
成器の１次電流にリンギングが生じるために発生する。
このようなリンギングは、トランジスタQ1がトレース期
間の全体を通じてトランジスタQ2によってアースにクラ
ンプされるので抑圧される。

ダンパダイオードD_Q1とD_Q2はそれぞれに対応するトラ
ンジスタと集積回路技術によって形成すると、個別部品
を数をさらに少なくできるという利点が得られる。

第２図の左右制御回路300は、トランジスタQ3とQ4に
よって形成される差動増幅器と、スイッチングトランジ
スタQ2を駆動するダーリントンドライバトランジスタQ5
とを含んでいる。トランジスタQ3とQ4を含む差動増幅器
は、垂直パラボラ電圧V₆と第２図に示す波形を持つ電圧
V₅の指数関数的に整形されたランプ部分V_5aとを比較す
る。比較される電圧の交差点が第１図ａの制御電圧V₃の
タイミングを決める。

第２図の電圧V₅を発生するために、変成器T1の巻線W₃
に生じる第２図の水平リトレースパルスH_W3が抵抗R4を
通してツェナダイオードD3に供給される。キャパシタC
4、抵抗R5及びダイオードD2を含むスピードアップ回路
が、急速な立上り時間の前縁を有するゲートパルスV_D3
をダイオードD3の両端間に生じさせる。パルスを前縁の
立上りを速くすれば、それに応じて左右制御回路300の
ダイナミックレンジも大きくなる。ダイオードD3の両端
間のパルスV_D3は抵抗R6とR7とを介してキャパシタC5及
び抵抗R9とに加えられ、電圧V₅の指数関数形ランプ部分
V_5aが生成される。指数関数的に増加する頂部V_5aを有す
るパルス電圧V₅はトランジスタQ4のベースに供給され
る。鋸歯状波電圧が重畳された第２図２の垂直周波数パ
ラボラ電圧V_pが、通常の垂直偏向回路350の直流阻止キ
ャパシタC_cから、キャパシタC8、抵抗R₂₀及びR₁₉を介し
てトランジスタQ₃のベースに供給される。抵抗R14、R15
及びR16はトランジスタQ3のベースに直流バイアスを与
える。抵抗R13を通してトランジスタQ3のベースと積分
キャパシタC6とに結合される電圧V₂が負帰還を与えて、
電圧V₂の垂直周波数の包絡線が、キャパシタC_cに発生す
るパラボラ電圧V_pに追随するようにする。

サンプリング抵抗R_sの両端間に生じる垂直鋸歯状電圧
V_RSは抵抗R10とR9とを通してキャパシタC5に結合されて
電圧V₇を生じさせる。電圧V₇は電圧V_RSによって決まる
ピーク振幅の指数関数的上向きランプ（upramp）部分を
持つ。この電圧V₇は制御回路300のトランジスタQ4のベ
ースに供給される。同じようにして、電圧V_RSもキャパ
シタC_cを通してトランジスタQ3のベースに供給される。
電圧V_RSが差動形式で供給されるので、V_RSがトランジス
タQ3とQ4のスイッチング動作に実質的な影響を与えるこ
とが防止される。トランジスタQ3のベースに生じる垂直
パラボラ電圧V₆は水平ランプ電圧V₅と比較される。電圧
V₅とV₆の交差点が前述したように、電圧V₃の前縁と後縁
のタイミングを決める。

電圧V₅の指数関数形ランプ部分V_5aは、リトレース
中、第１図ｂの電流i₁のレベルの減少を補償することに
より、左右変調器回路200に直線性を与える。この直線
化は、第１図ａの時間t₂の近くにおける電圧V₃の少量の
変調によって、時間t₃の近くにおける電圧V₃の同量の変
調によってもたらされる場合よりも大きな振幅変調が第
１図ｅの電圧V₂に与えられることによって行われる。こ
れは、第１図ｂとｄの電流i₁とi₄の各々の振幅が時間t₃
よりも時間t₂において高いこと、及び、電圧V₂が∫i₄・
dtの値に比例するためである。指数関数的形状のランプ
電圧V₅は第１図ｇの時間t₃よりも時間t₂でより急峻であ
る。従って、トランジスタQ3のベースにおけるある電圧
変動に対しては、電圧V₃の変調は時間t₃の近傍における
よりも時間t₂の近傍における方が小さくなる。このよう
に、電圧V₅の指数関数的な形状を持つランプ部分V_5aは
左右ラスタ歪み補正回路200の動作を直線化する。抵抗R
15は電圧V₅の直流平均値を上げる。ビーム電流の関数と
しての画面の幅の変動の補正（これは、アンチブリージ
ング（anti−breathing）とも言われる）はトランジス
タQ3のベースを介して与えることができる。

負荷抵抗R12とトランジスタQ3のコレクタとの相互接
続点に結合されたベースを持つトランジスタQ5はそのコ
レクタに結合されている負荷抵抗R17からトランジスタQ
2にベースドライブを与える。トランジスタQ5のコレク
タは、トランジスタQ2のターンオフを速くするために、
電圧V₃の立下り部分の遷移を速くするように、キャパシ
タC7と抵抗R18の並列回路を介してトランジスタQ2のベ
ースに結合されている。トランジスタQ2を急速にターン
オフすると、第１図ｃの時間t₁の直後に電流i₃を中断さ
せることができ、t₁とt₄の間の全変調範囲を利用するこ
とができるようになる。例示すれば、第２図のトランジ
スタQ2のターンオフの遅れは１μ秒以下である。Q2の代
りにMOSFETを用いると、このターンオフの遅れを更に短
くすることができる。このような速いターンオーフは、
例えば、２×f_Hというような高い周波数の偏向電流を必
要とする場合に望ましい。

この発明の偏向装置の一実施例では、保護ダイオード
D1がトランジスタQ2のコレクタと変成器T1の１次巻線W₁
の端子W_1aとの間に結合されている。ダイオードD1は、
電源が最初にターンオンされた時に生じるような過大ピ
ーク電圧からトランジスタQ2を保護する。トランジスタ
Q2は電圧V₂を最大350Vに制限するこのダイオードD1によ
って保護される。好ましくは、変成器T2は１次巻線と２
次巻線との間に400Vの絶縁性能を持つ。

遠隔制御受信機201はオン／オフ制御信号201aを発生
し、この信号は＋12V調整器のオン／オフトランジスタQ
7に供給される。トランジスタQ7が非導通の時は、出力
供給電圧＋12Vが生成されて、位相制御段101が通常動作
時（power−up時）には付勢されるようにする。待機モ
ードへの遷移時に、トランジスタQ6のベースへベースド
ライブを供給する位相制御段101はトランジスタQ6のタ
ーンオフさせる。

例えば、通常動作から待機モード動作への遷移の後、
第２図の変成器T2の１次巻線T_2aにはエネルギが依然と
して蓄積されている可能性がある。このエネルギは、変
成器T2の２次巻線T_2aの両端間の電圧101aの大きさが０
に減少するまで偏向トランジスタQ1にベース電流i_bを生
成しつづける。その結果、最後の偏向サイクルはその持
続時間が長くしかも限界のはっきりしない時間となる。
この持続時間はトランジスタQ1が導通を停止するまで続
く。その結果、電流i₁、i₂及びi₃が過度に増加してトラ
ンジスタQ1とQ2を破壊する可能性がある。

この発明の別の特徴によれば、上記のような可能性を
防止するために、オン／オフ制御信号201aは抵抗T81と
導体555とを通して、トランジスタQ2へベースドライブ
を与えるトランジスタQ5のベース電極に供給され、それ
によって、トランジスタQ2は通常動作時から待機モード
への遷移の直後にターンオフとされる。トランジスタQ1
とQ2は直列に結合されているので、トランジスタQ2をタ
ーンオフすると、両方のトランジスタ中の電流が流れな
くなる。このようにして、トランジスタQ1とQ2の保護が
行われる。しかし、このような急速遮断構成を用いた場
合には、陰極線管（図示せず）がビームスポットの関係
した損傷を受けないようにするための急速スポット抑圧
回路が必要となる場合もある。

この発明の特徴を爺資した保護構成は、上述した急速
スポット抑圧回路を必要としない。この保護回路構成は
第２図に示されている。この好ましい構成においては、
ダイオードD10と抵抗R91の直列接続を含む帰還構成が、
点線で示したように、トランジスタQ2のエミッタと、導
体555を介して、トランジスタQ5のベースとの間に接続
されている。このような帰還構成を用いるとトランジス
タQ2のエミッタが電流サンプリング抵抗R101を介してア
ースされ、電流i₃が抵抗R101の両端間でサンプルされる
ことになる。このようにして、抵抗R101の両端間に現わ
れる電圧V_ocはトランジスタQ5のベース電圧を制御す
る。抵抗R101の両端間の電圧V_ocが＋1.8Vを超えると、
トランジスタQ5がV_ocによってターンオンされ、トラン
ジスタQ2のベースドライブを低減させる。このようにし
て、電流i₃は、例えば、抵抗R101が１Ωの時は1.8Aのピ
ークに制限される。

ダイオードD10と抵抗R91によって与えられる帰還が、
動作中、特に、通常動作から待機モードへの遷移中、直
列に結合されるトランジスタQ1とQ2とを保護する。この
ような帰還構成は、前述した信号201aがトランジスタQ5
のベースに結合される構成と共に、あるいは、それに代
えて用いてもよい。例えば、これら２つの構成を共に用
いると電流i₃は充分に、たとえば、０に減じられて、所
望の過電流保護を与え、あるいは、オン／オフ動作を生
じさせる。

第３図ａは、導体555が切離されて保護回路の動作が
生じないようにされた場合に、通常動作のパワーアップ
モードと待機モードとの間の遷移の直後における第２図
の電流i₃の波形の包絡線を示す。同様に、第３図ｂは、
導体555が接続されて保護回路が動作できるようにした
場合の第２図の電流i₃の波形の包絡線を表わす。第３図
ｂの電流i₃は最高1.8Aに制限されている。同様に、第３
図ｃは保護回路が非作動状態の時の電流i₂の包絡線を示
し、第３図ｄは保護回路が動作可能とされた場合の第２
図のトランジスタQ1のコレクタ電流の包絡線を示す。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ乃至ｈは第２図の回路の説明に供する理想波形
を示す図、第２図は外側ピンクッション補正構成を含
む、この発明の一態様を具備した偏向回路を示す図、第
３図ａ乃至ｄは第２図の回路の電流保護を説明するため
の波形を示す図である。 L_H……偏向巻線、C₁……リトレースキャパシタンス、10
0……偏向共振回路、101……入力信号の信号源、101a…
…入力信号、200……側方ピンクッション補正回路、201
……遠隔制御受信機、201a……オン／オフ制御信号、30
0……変調信号源、V₃……変調信号、Q1……偏向電流発
生手段、、Q2、Q5……偏向装置を待機状態にする手段。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭60−134667（ＪＰ，Ａ) 特開昭58−134584（ＪＰ，Ａ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】リトレースキャパシタンスに結合された偏
向巻線を有する偏向共振回路と、偏向周波数の入力信号の信号源と、上記入力信号に応答し、上記偏向共振回路に結合されて
いて、上記偏向巻線中に上記偏向周波数の偏向電流を発
生させる偏向電流発生手段と、オン／オフ制御信号を発生する遠隔制御受信機と、変調信号の信号源と、上記変調信号に応答し、上記偏向電流発生手段に結合さ
れていて、側方ピンクッション補正を与えるように上記
偏向電流を変化させる側方ピンクッション補正回路と、上記オン／オフ制御信号のオフ状態に応答して上記側方
ピンクッション補正を与えないようにして、上記偏向電
流の発生を阻止し偏向装置を待機状態にするようにする
手段と、を具える、テレビジョン偏向装置。