JPH01268353A - テレビジョン偏向装置 - Google Patents
テレビジョン偏向装置Info
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- JPH01268353A JPH01268353A JP1059496A JP5949689A JPH01268353A JP H01268353 A JPH01268353 A JP H01268353A JP 1059496 A JP1059496 A JP 1059496A JP 5949689 A JP5949689 A JP 5949689A JP H01268353 A JPH01268353 A JP H01268353A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
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- H04N3/233—Distortion correction, e.g. for pincushion distortion correction, S-correction using active elements
-
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- H04N5/00—Details of television systems
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は偏向回路のための保護装ｄに関するものであ
る。
る。
（発明の背景）
この発明は、例えば、偏向電流の振幅がラスタ歪みを補
正するために比較的広い範囲にわたって変化あるいは変
調されるような偏向回路などに用いることかできる。偏
向電流振幅の変調は、例えば外側及び内側の左右ピンク
ッション歪みの補正などを行うために望ましい。
正するために比較的広い範囲にわたって変化あるいは変
調されるような偏向回路などに用いることかできる。偏
向電流振幅の変調は、例えば外側及び内側の左右ピンク
ッション歪みの補正などを行うために望ましい。
典型的には、水平偏向回路は、偏向第１スイツチ、水平
偏向巻線及び各トレース期間中に偏向巻線に偏向電流に
供給するトレースキャパシタンスとを含む出力段を備え
ている。リトレース期間中には、偏向巻線の両端間に第
１のリトレースキャパシタンスか結合されて、リトレー
ス共振回路を形成する。リトレース期間中、フライバッ
ク変成器を通してエネルギが補給される。
偏向巻線及び各トレース期間中に偏向巻線に偏向電流に
供給するトレースキャパシタンスとを含む出力段を備え
ている。リトレース期間中には、偏向巻線の両端間に第
１のリトレースキャパシタンスか結合されて、リトレー
ス共振回路を形成する。リトレース期間中、フライバッ
ク変成器を通してエネルギが補給される。
この発明の一態様を実施した水平偏向回路においては、
す１−レース期間中に、双方向性変調ｔ５２スイッチの
動作を通して、変調スイッチング′屯流が形成される。
す１−レース期間中に、双方向性変調ｔ５２スイッチの
動作を通して、変調スイッチング′屯流が形成される。
第１のリトレースキャパシタンスを含むリトレース共振
回路に結合された変調第２スイツチは、水平リトレース
中に、垂直周波数の放物線電圧に従って位相変調される
導通時間を持っている。変調第２スイツチと並列に第２
のりトレースキャパシタか結合されている。変調第２ス
イツチはトレース期間中に導通し、リトレース期間中の
可変な時点でターンオフされる。導通時には、変調第２
スイツチは第２のりトレースキャパシタの両端間に、こ
の第２のりトレースキャパシタ両端間電圧をゼロにクラ
ンプする低インピーダンスを形成する。その結果、制御
可能な振幅と変更可能な幅とを有する可制御リトレース
パルス電圧が、リトレース期間の一部分で変調第２スイ
ツチか非導通の時に、第２のりトレースキャパシタの両
端間に生成される。第２のりトレースキャパシタの両端
間のりトレース電圧は第１のりトレースキャパシタの両
端間に発生するりトレース電圧の大きさを変化され、こ
のようにして、外側及び内側ピンクッション歪みを補正
するように所要の偏向巻線電流の変調か行われる。
回路に結合された変調第２スイツチは、水平リトレース
中に、垂直周波数の放物線電圧に従って位相変調される
導通時間を持っている。変調第２スイツチと並列に第２
のりトレースキャパシタか結合されている。変調第２ス
イツチはトレース期間中に導通し、リトレース期間中の
可変な時点でターンオフされる。導通時には、変調第２
スイツチは第２のりトレースキャパシタの両端間に、こ
の第２のりトレースキャパシタ両端間電圧をゼロにクラ
ンプする低インピーダンスを形成する。その結果、制御
可能な振幅と変更可能な幅とを有する可制御リトレース
パルス電圧が、リトレース期間の一部分で変調第２スイ
ツチか非導通の時に、第２のりトレースキャパシタの両
端間に生成される。第２のりトレースキャパシタの両端
間のりトレース電圧は第１のりトレースキャパシタの両
端間に発生するりトレース電圧の大きさを変化され、こ
のようにして、外側及び内側ピンクッション歪みを補正
するように所要の偏向巻線電流の変調か行われる。
第１と第２のスイッチは、与えられた偏向サイクルの一
部分の期間中に直列に結合される第１と第２のトランジ
スタスイッチのそれぞれによって形成することかできる
。これらの第１と第２のトランジスタスイッチを過電流
状態から保護することが望ましい場合かある。
部分の期間中に直列に結合される第１と第２のトランジ
スタスイッチのそれぞれによって形成することかできる
。これらの第１と第２のトランジスタスイッチを過電流
状態から保護することが望ましい場合かある。
この発明の一態様を実施したテレビジョン偏向装置は、
偏向巻線とリトレースキャパシタンスを含む偏向共振回
路を備えている。第１の偏向周波数に関係した周波数の
入力第１信号の信号源か設けられる。スイッチとして動
作し、入力第１信号に応答し、偏向共振回路に結合され
る第１のトランジスタか、偏向巻線中に第１の偏向周波
数の偏向電流を生成するために用いられる。スイッチと
して働く第２のトランジスタが共振回路と第１のトラン
ジスタスイッチとに、ある与えられた偏向サイクル中第
１と第２のトランジスタか導通して直列に結合されるよ
うに結合されている。第１と第２のトランジスタスイッ
チには、これらの第１と第２のトランジスタスイッチが
導通状態となって直列に結合される時に、これらの２つ
のトランジスタスイッチを流れる電流を生成するために
、入力供給電圧の源か結合されている。第２のトランジ
スタには変調用の第２の信号の信号源か結合されており
、第２のトランジスタの導通を第２の信号に従って変調
する。第２のトランジスタスイッチの制御端子に結合さ
れる制御信号か生成される。この制御信号は、この信号
の発生時に、第１と第２のトランジスタスイッチを流れ
る電流を大幅に減じる。
偏向巻線とリトレースキャパシタンスを含む偏向共振回
路を備えている。第１の偏向周波数に関係した周波数の
入力第１信号の信号源か設けられる。スイッチとして動
作し、入力第１信号に応答し、偏向共振回路に結合され
る第１のトランジスタか、偏向巻線中に第１の偏向周波
数の偏向電流を生成するために用いられる。スイッチと
して働く第２のトランジスタが共振回路と第１のトラン
ジスタスイッチとに、ある与えられた偏向サイクル中第
１と第２のトランジスタか導通して直列に結合されるよ
うに結合されている。第１と第２のトランジスタスイッ
チには、これらの第１と第２のトランジスタスイッチが
導通状態となって直列に結合される時に、これらの２つ
のトランジスタスイッチを流れる電流を生成するために
、入力供給電圧の源か結合されている。第２のトランジ
スタには変調用の第２の信号の信号源か結合されており
、第２のトランジスタの導通を第２の信号に従って変調
する。第２のトランジスタスイッチの制御端子に結合さ
れる制御信号か生成される。この制御信号は、この信号
の発生時に、第１と第２のトランジスタスイッチを流れ
る電流を大幅に減じる。
この発明の別の特徴によれば、過電圧保護のために、第
１と第２のトランジスタスイッチ相互間に結合された端
子にスイッチング構成が結合される。
１と第２のトランジスタスイッチ相互間に結合された端
子にスイッチング構成が結合される。
この発明の一態様を実施した第２図の水平偏向回路２５
０は、例えば、Ａ６６ＥＡＳＯＯＸＯ１型ＦＳカラー陰
極線管における水平偏向を与えるものである。
０は、例えば、Ａ６６ＥＡＳＯＯＸＯ１型ＦＳカラー陰
極線管における水平偏向を与えるものである。
回路２５０は、水平周波数ｆｌＩて動作するスイッチン
グトランジスタＱｌと逆方向に並列（アンチパラレル）
に接続されたダンパダイオードＤＱ＋とを有し、これら
のトランジスタとダイオードは１つの集積回路として形
成されている。リトレースキャパシタンスＣ１がトラン
ジスタＱｌとダイオードＤＱ＋とに並列に結合されてい
る。また、偏向巻線し□か５字修正トレースキャパシタ
ンスＣ５と直列に結合されて１つの回路分枝を形成して
おり、この回路分枝は、トランジスタＱｌ、ダイオード
ＤＱ＋及びリトレースキャパシタンスＣ１の各々と並列
に結合された、水平リトレース中にリトレース共振回路
１００を形成する。
グトランジスタＱｌと逆方向に並列（アンチパラレル）
に接続されたダンパダイオードＤＱ＋とを有し、これら
のトランジスタとダイオードは１つの集積回路として形
成されている。リトレースキャパシタンスＣ１がトラン
ジスタＱｌとダイオードＤＱ＋とに並列に結合されてい
る。また、偏向巻線し□か５字修正トレースキャパシタ
ンスＣ５と直列に結合されて１つの回路分枝を形成して
おり、この回路分枝は、トランジスタＱｌ、ダイオード
ＤＱ＋及びリトレースキャパシタンスＣ１の各々と並列
に結合された、水平リトレース中にリトレース共振回路
１００を形成する。
図には詳細に示していないか、水平発振器と位相検出器
とを含む位相制御段１０１が水平同期信号Ｈ８に応答す
る。信号Ｈ１は、例えば、図示されていないテレビジョ
ン受像機のビデオ検波器から取出される。段１０１はト
ランジスタＱ６を通して駆動電圧１０１ａを駆動変成器
Ｔ２の１次巻線７２Ａに供給する。１次巻線Ｔ２Ｍは２
次巻線Ｔ２ｂに変成器結合されている。巻線Ｔｕｂは、
抵抗Ｒ１とＲ２とを含む電圧ドライバを介してトランジ
スタＱ１のベース−エミッタ接合に結合されていて、水
平周波数ｆ、のベース駆動電流ｉｂを生成する。フライ
バック変成器ＴＩの１次巻線Ｗ１かＢ十電圧源とトラン
ジスタＱｌのコレクタとの間に接続されている。変成器
ＴＩの２次巻線Ｗ２か段＋０１に結合されていて、巻ｍ
Ｌｎ中の水平偏向電流１２を信号Ｈ，に同期させる駆
動電圧１０１ａを生成するための帰還リトレース信号Ｈ
，を供給する。
とを含む位相制御段１０１が水平同期信号Ｈ８に応答す
る。信号Ｈ１は、例えば、図示されていないテレビジョ
ン受像機のビデオ検波器から取出される。段１０１はト
ランジスタＱ６を通して駆動電圧１０１ａを駆動変成器
Ｔ２の１次巻線７２Ａに供給する。１次巻線Ｔ２Ｍは２
次巻線Ｔ２ｂに変成器結合されている。巻線Ｔｕｂは、
抵抗Ｒ１とＲ２とを含む電圧ドライバを介してトランジ
スタＱ１のベース−エミッタ接合に結合されていて、水
平周波数ｆ、のベース駆動電流ｉｂを生成する。フライ
バック変成器ＴＩの１次巻線Ｗ１かＢ十電圧源とトラン
ジスタＱｌのコレクタとの間に接続されている。変成器
ＴＩの２次巻線Ｗ２か段＋０１に結合されていて、巻ｍ
Ｌｎ中の水平偏向電流１２を信号Ｈ，に同期させる駆
動電圧１０１ａを生成するための帰還リトレース信号Ｈ
，を供給する。
この発明の１つの特徴を備えた切換型（スイッチト）ラ
スク補正回路２００は、スイッチングトランジスタＱ２
のスイッチングのタイミングを制御する左右（Ｅ−Ｗ）
制御回路３００を含んでいる。
スク補正回路２００は、スイッチングトランジスタＱ２
のスイッチングのタイミングを制御する左右（Ｅ−Ｗ）
制御回路３００を含んでいる。
′トランジスタロ２はトレース期間を通して導通状態に
あり、リトレース期間中のある期間内で非導通となる。
あり、リトレース期間中のある期間内で非導通となる。
この非導通になる時間は制御し得るものである。トラン
ジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱｌのエミッタと
りトレースキャパシタＣＩとの間の接続端子５０に結合
されている。トランジスタＱ２のエミッタは小さな電流
サンプリング抵抗Ｒ１０１を介して接地されている。ト
ランジスタＱ２と並列に結合されているダンパダイオー
ドＤＱ２はトランジスタＱ２と１つの集積回路として形
成されている。トランジスタＱ２のコレクタと接地導線
との間に第２のリトレースキャパシタンスＣ２か結合さ
れている。変成器ＴＩの巻線Ｗ４の両端間に発生するり
トレース電圧ｖｒか、整流タイオート（図示せず）を含
むアルタ電源５５６にアルタ電圧を生成するために用い
られる高電圧を形成する。
ジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱｌのエミッタと
りトレースキャパシタＣＩとの間の接続端子５０に結合
されている。トランジスタＱ２のエミッタは小さな電流
サンプリング抵抗Ｒ１０１を介して接地されている。ト
ランジスタＱ２と並列に結合されているダンパダイオー
ドＤＱ２はトランジスタＱ２と１つの集積回路として形
成されている。トランジスタＱ２のコレクタと接地導線
との間に第２のリトレースキャパシタンスＣ２か結合さ
れている。変成器ＴＩの巻線Ｗ４の両端間に発生するり
トレース電圧ｖｒか、整流タイオート（図示せず）を含
むアルタ電源５５６にアルタ電圧を生成するために用い
られる高電圧を形成する。
この発明の説明のために、初めに、トランジスタＱ２が
トレース及びリトレースの期間の全体を通して導通状態
に維持されるという第１の極端な動作状態を表わす第１
の例を仮定する。この場合、偏向回路２５０は公知の態
様で、但し、左右歪み補正なしで偏向電流１２を生成す
る。後て述べるように、電流１２は、この場合、最大ピ
ーク・ピーク振幅となる。
トレース及びリトレースの期間の全体を通して導通状態
に維持されるという第１の極端な動作状態を表わす第１
の例を仮定する。この場合、偏向回路２５０は公知の態
様で、但し、左右歪み補正なしで偏向電流１２を生成す
る。後て述べるように、電流１２は、この場合、最大ピ
ーク・ピーク振幅となる。
同しく、説明の目的のために仮定する第２の例は第２の
極端な動作状態を表わし、スイッチングトランジスタＱ
２かりトレース期間全体を通してカットオフにある。第
２の例においては、リトレース中、一対の共振回路が形
成される。第２図における第１のりトレース共振回路１
００は、リトレースキャパシタンスｃｉ、６線ＬＩＩ及
びトレースキャパシタＣｓを含む。第２の共振回路はフ
ライバック変成器の巻線Ｗ１とこれに直列に結合された
リトレースキャパシタンスＣ２とを含む。これらのりト
レース共振回路の各々を別々に検討すると、各リトレー
ス共振回路は所要の正規リトレース周波数より低い周波
数に同調されている。これらの共振回路は合成共振回路
を形成する。従って、合成共振回路の合成共通りトレー
ス周波数はその成分周波数の各々よりも高く、所要の正
規リトレース周波数（これは、例えば、ＰＡＬ方式では
４３ Ｋ１１ｚである）に等しくなるようにされる。
極端な動作状態を表わし、スイッチングトランジスタＱ
２かりトレース期間全体を通してカットオフにある。第
２の例においては、リトレース中、一対の共振回路が形
成される。第２図における第１のりトレース共振回路１
００は、リトレースキャパシタンスｃｉ、６線ＬＩＩ及
びトレースキャパシタＣｓを含む。第２の共振回路はフ
ライバック変成器の巻線Ｗ１とこれに直列に結合された
リトレースキャパシタンスＣ２とを含む。これらのりト
レース共振回路の各々を別々に検討すると、各リトレー
ス共振回路は所要の正規リトレース周波数より低い周波
数に同調されている。これらの共振回路は合成共振回路
を形成する。従って、合成共振回路の合成共通りトレー
ス周波数はその成分周波数の各々よりも高く、所要の正
規リトレース周波数（これは、例えば、ＰＡＬ方式では
４３ Ｋ１１ｚである）に等しくなるようにされる。
前に述べたように、変成器Ｔ１の２次巻線Ｗ２は水平回
期リトレース信号Ｈｒを供給する。信号Ｈ，の各パルス
は偏向巻＆９Ｌ、４中のりトレース期間を表わす。水平
同期信号Ｈ，，は位相制御段１０１に供給されて、帰還
同期情報を提供する。信号Ｈ１のパルス中に含まれる同
期情報は偏向巻線り、中の電流１２の位相を表わす。信
号Ｈ，と水平同期パルスＨ，は段１０１に含まれている
水平発振器出力信号の位相と周波数の調整に用いられる
。
期リトレース信号Ｈｒを供給する。信号Ｈ，の各パルス
は偏向巻＆９Ｌ、４中のりトレース期間を表わす。水平
同期信号Ｈ，，は位相制御段１０１に供給されて、帰還
同期情報を提供する。信号Ｈ１のパルス中に含まれる同
期情報は偏向巻線り、中の電流１２の位相を表わす。信
号Ｈ，と水平同期パルスＨ，は段１０１に含まれている
水平発振器出力信号の位相と周波数の調整に用いられる
。
第２の仮定した例においては、変成器ＴＩの１次巻！Ｉ
ａｗ ＋は、複合共振回路を形成するキャパシタＣＩと
Ｃ２を含む容量性分圧器を通してリトレース共振回路１
００に結合されている。この合成リトレース共振回路は
、マウスティース（ねずみの歯）歪みを生じることなく
適正な同期をとることを可能とする。このような複合リ
トレース共振回路を形成することの効果については、米
国特許第４．６３４．９３７号に詳細な説明かある。
ａｗ ＋は、複合共振回路を形成するキャパシタＣＩと
Ｃ２を含む容量性分圧器を通してリトレース共振回路１
００に結合されている。この合成リトレース共振回路は
、マウスティース（ねずみの歯）歪みを生じることなく
適正な同期をとることを可能とする。このような複合リ
トレース共振回路を形成することの効果については、米
国特許第４．６３４．９３７号に詳細な説明かある。
トレース期間中、巻＆ＩＷ、中の電流ｉ、はトランジス
タＱｌを通り、トランジスタＱ２を通ってアースに流れ
る。リトレース中、キャパシタＣ１を通って流れる電流
ｉ、はりトレース電流ｉ４としてキャパシタＣ２を通っ
ても流れ、このリトレースキャパシタンスＣ２の両端間
にリトレース電圧Ｖ２を生じさせる。
タＱｌを通り、トランジスタＱ２を通ってアースに流れ
る。リトレース中、キャパシタＣ１を通って流れる電流
ｉ、はりトレース電流ｉ４としてキャパシタＣ２を通っ
ても流れ、このリトレースキャパシタンスＣ２の両端間
にリトレース電圧Ｖ２を生じさせる。
直列接続されたキャパシタンスＣＩと０２の両端間に発
生するりトレース電圧ｖ１の振幅は調整されるＢ十電圧
によって安定化される。従って、電圧ｖ１は左右変調に
よって実質的な影響を受けないという利点かある。巻線
Ｌ １１の両端間及びキャパシタＣＩの両端間に発生す
るりトレース電圧ｖ４は偏向′ｉｌｉ流１２の振幅を決
定する。リトレース電圧Ｖ、はりトレース電圧Ｖ、から
りトレース電圧ｖ２を差引いたものに等しい。トランジ
スタＱ２か非導通であるリトレースの後半ではトランジ
スタＱ２の電流１２は０なのて、リトレース電流電流１
１の実質的に全て′か電流ｉ４としてキャパシタＣ２を
流れて、リトレース電圧ｖ２を生成する。その結果、リ
トレース期間の全体にわたってトランジスタＱ２か非導
通とする第２の仮定例においては、電圧Ｖ２は最大振幅
となる。従って、電圧■、の振幅は極小値となり、また
、偏向電流１２も、第２の仮定例では極小となる。
生するりトレース電圧ｖ１の振幅は調整されるＢ十電圧
によって安定化される。従って、電圧ｖ１は左右変調に
よって実質的な影響を受けないという利点かある。巻線
Ｌ １１の両端間及びキャパシタＣＩの両端間に発生す
るりトレース電圧ｖ４は偏向′ｉｌｉ流１２の振幅を決
定する。リトレース電圧Ｖ、はりトレース電圧Ｖ、から
りトレース電圧ｖ２を差引いたものに等しい。トランジ
スタＱ２か非導通であるリトレースの後半ではトランジ
スタＱ２の電流１２は０なのて、リトレース電流電流１
１の実質的に全て′か電流ｉ４としてキャパシタＣ２を
流れて、リトレース電圧ｖ２を生成する。その結果、リ
トレース期間の全体にわたってトランジスタＱ２か非導
通とする第２の仮定例においては、電圧Ｖ２は最大振幅
となる。従って、電圧■、の振幅は極小値となり、また
、偏向電流１２も、第２の仮定例では極小となる。
偏向電流の変調はりトレース期間の前半においてトラン
ジスタＱ２のターンオフの時点をマウスティース歪みか
減少するように変調することによって行うことかてきる
。キャパシタＣＩの値を例えば、Ｃ２の値のほぼ２倍に
選び、巻線Ｗ１のインダクタンスの値を巻線り、の値の
ほぼ２倍に選ぶことにより、リトレース周波数は、トラ
ンジスタＱ２か導通しているリトレースの前半と、トラ
ンジスタＱ２か非導通のりトレースの後半の両方におい
て同一になる。従って、巻線Ｗ、における電圧ｖ１の偏
向電流１２に対する位相はトランジスタＱ２の導通状態
によって影響を受けることはない。リトレース時間と、
変成器Ｔ１の巻線Ｗ４中の電圧Ｖ、から生成されるリト
レース電圧ｖ７とは、リトレース中、トランジスタＱ２
のコンダクタンスの状態によって実質的な影響を受けな
いのて、上記のターンオフ時間の変調は許容てきる。
ジスタＱ２のターンオフの時点をマウスティース歪みか
減少するように変調することによって行うことかてきる
。キャパシタＣＩの値を例えば、Ｃ２の値のほぼ２倍に
選び、巻線Ｗ１のインダクタンスの値を巻線り、の値の
ほぼ２倍に選ぶことにより、リトレース周波数は、トラ
ンジスタＱ２か導通しているリトレースの前半と、トラ
ンジスタＱ２か非導通のりトレースの後半の両方におい
て同一になる。従って、巻線Ｗ、における電圧ｖ１の偏
向電流１２に対する位相はトランジスタＱ２の導通状態
によって影響を受けることはない。リトレース時間と、
変成器Ｔ１の巻線Ｗ４中の電圧Ｖ、から生成されるリト
レース電圧ｖ７とは、リトレース中、トランジスタＱ２
のコンダクタンスの状態によって実質的な影響を受けな
いのて、上記のターンオフ時間の変調は許容てきる。
第１図ａ〜ｈは第２図の回路の動作の説明に供する理想
的な波形を示す。第２図と第１図て同じ記号及び番号は
同じ素子及び機能を示す。
的な波形を示す。第２図と第１図て同じ記号及び番号は
同じ素子及び機能を示す。
第２図の左右（Ｅ−Ｗ）制御回路３００はトランジスタ
Ｑ２のベースを駆動するパルス状電圧■３を発生する。
Ｑ２のベースを駆動するパルス状電圧■３を発生する。
電圧ｖ３はトランジスタＱ２をトレース期間の全体を通
して導通状態にする。リトレース中、電圧ｖ：ｌの立下
り縁は第１図ａの範囲ｔ２〜ｔ３で位相変調される。従
って、第２図のスイッチンクトランジスタＱ２は第１図
ａの時間ｔ２より前に導通状態となり、時間ｔ２後の範
囲ｔ２〜ｔ３中の位相変調された時点てカットオフ状態
に切換えられる。導通状態となると、トランジスタＱ２
はリトレース電圧ｖ２を０にクランプし、電圧Ｖ２の発
生の時点を変える。
して導通状態にする。リトレース中、電圧ｖ：ｌの立下
り縁は第１図ａの範囲ｔ２〜ｔ３で位相変調される。従
って、第２図のスイッチンクトランジスタＱ２は第１図
ａの時間ｔ２より前に導通状態となり、時間ｔ２後の範
囲ｔ２〜ｔ３中の位相変調された時点てカットオフ状態
に切換えられる。導通状態となると、トランジスタＱ２
はリトレース電圧ｖ２を０にクランプし、電圧Ｖ２の発
生の時点を変える。
第２図の変成器ＴＩの巻線Ｗ、中の電流ｉ、は巻線Ｌ工
とキャパシタＣＩとを含む共振回路１００に流入する。
とキャパシタＣＩとを含む共振回路１００に流入する。
共振回路１００からは、電流ｉＩは、第２図のトランジ
スタＱ２か非導通の時、分割されて？ｌＱｉ、と１３が
形成される。トランジスタＱ２かターンオフすると、第
１図ｄに示す減少する電流ｉ４が、電流１１とｉ４か０
となるリトレース期間の中央て生じる第１図ｄの時間ｔ
４まて、第２図のキャパシタＣ２を充電する。その結果
、第１図ｅの電圧ｖ２はリトレースの中央部でそのピー
ク振幅に達する。リトレースの後半では、次第に負方向
に大きくなる第１図ｄの負の電流ｉ、か電圧ｖ２か負に
なるまて、第２図のキャパシタンスＣ２を放電する。電
圧ｖ２が充分に負になると、ダイオードＤＱ２が導通を
開始し、′１！圧ｖ２をダイオードＤＱ２の順方向電圧
−〇、６■にクランプする。
スタＱ２か非導通の時、分割されて？ｌＱｉ、と１３が
形成される。トランジスタＱ２かターンオフすると、第
１図ｄに示す減少する電流ｉ４が、電流１１とｉ４か０
となるリトレース期間の中央て生じる第１図ｄの時間ｔ
４まて、第２図のキャパシタＣ２を充電する。その結果
、第１図ｅの電圧ｖ２はリトレースの中央部でそのピー
ク振幅に達する。リトレースの後半では、次第に負方向
に大きくなる第１図ｄの負の電流ｉ、か電圧ｖ２か負に
なるまて、第２図のキャパシタンスＣ２を放電する。電
圧ｖ２が充分に負になると、ダイオードＤＱ２が導通を
開始し、′１！圧ｖ２をダイオードＤＱ２の順方向電圧
−〇、６■にクランプする。
外側ピンクッション歪みの補正を行うには、偏向電流１
２の振幅は走査線か頂部または底部にある時よりも中央
部にある時の方か大きくなければならない。ラスタの頂
部では、トランジスタＱ２は第１図ａの時間ｔ２でター
ンオフされ、これが時間的に最も早い。第１図ｅの電圧
ｖ２は時間ｔ２の後から増大し始める。リトレースの中
間より後では、電圧ｖ２は時間ｔ６でＯになるまで減少
する。ラスタの頂部では、トランジスタＱ２は時間ｔ２
てターンオフされるので、電圧ｖ２のピーク振幅は最大
となり、従って、第１図ｆの電圧Ｖ４のピーク振幅は最
小となる。ラスタの頂部から中央部に向けて、第１図ａ
の電圧Ｖ３の立下り縁によって決まるトランジスタＱ２
のターンオフ時間は期間ｔ２〜ｔ３の中て次第に遅くな
る。その結果、第２図の電圧Ｖ２のピーク振幅か低下し
、電圧Ｖ、のピーク振幅が増大し、偏向電流１２のピー
ク振幅が増大する。ラスタの中央部ては、電圧ｖ２は第
１図ｅの時間ｔ３て増大し始め、各水平期間の時間ｔ５
て０になる、ラスタの中央から底部に向かって、第２図
のトランジスタＱ２のターンオフ時間は第１図ａの時間
ｔ、からｔ２へ次第に進んて行き、その結果、第２図の
電圧Ｖ２か増加し、電圧ｖ４は減少し、偏向電流１２は
減少する。従って、偏向ＴＷ、 Ｔ＆ｉ ２はリトレー
ス電圧Ｖ４に比例し、また、トランジスタＱ２のターン
オフ時間に従って変調されるリトレース電圧ｖ２に反比
例する。
２の振幅は走査線か頂部または底部にある時よりも中央
部にある時の方か大きくなければならない。ラスタの頂
部では、トランジスタＱ２は第１図ａの時間ｔ２でター
ンオフされ、これが時間的に最も早い。第１図ｅの電圧
ｖ２は時間ｔ２の後から増大し始める。リトレースの中
間より後では、電圧ｖ２は時間ｔ６でＯになるまで減少
する。ラスタの頂部では、トランジスタＱ２は時間ｔ２
てターンオフされるので、電圧ｖ２のピーク振幅は最大
となり、従って、第１図ｆの電圧Ｖ４のピーク振幅は最
小となる。ラスタの頂部から中央部に向けて、第１図ａ
の電圧Ｖ３の立下り縁によって決まるトランジスタＱ２
のターンオフ時間は期間ｔ２〜ｔ３の中て次第に遅くな
る。その結果、第２図の電圧Ｖ２のピーク振幅か低下し
、電圧Ｖ、のピーク振幅が増大し、偏向電流１２のピー
ク振幅が増大する。ラスタの中央部ては、電圧ｖ２は第
１図ｅの時間ｔ３て増大し始め、各水平期間の時間ｔ５
て０になる、ラスタの中央から底部に向かって、第２図
のトランジスタＱ２のターンオフ時間は第１図ａの時間
ｔ、からｔ２へ次第に進んて行き、その結果、第２図の
電圧Ｖ２か増加し、電圧ｖ４は減少し、偏向電流１２は
減少する。従って、偏向ＴＷ、 Ｔ＆ｉ ２はリトレー
ス電圧Ｖ４に比例し、また、トランジスタＱ２のターン
オフ時間に従って変調されるリトレース電圧ｖ２に反比
例する。
第１図ａの電圧ｖ３の立下り縁は、第１図ｅ、ｆ及びｈ
の波形と共に示されている垂直周波数の包路線を得るた
めに、垂直周波数でパラボラ状に位相変調されている。
の波形と共に示されている垂直周波数の包路線を得るた
めに、垂直周波数でパラボラ状に位相変調されている。
第２図のトランジスタＱ２のターンオフ時間の変化も、
第１図ｅの電圧■２かリトレースの終了近くでＯになる
時間を変調する。
第１図ｅの電圧■２かリトレースの終了近くでＯになる
時間を変調する。
水平リトレース中の電圧Ｖ２のリトレースパルス波形の
中心は、垂直走査中、水平リトレース時１ｉｆｔ ｔ
４の中心に対して同じになるように維持される。従って
、第２図の電圧Ｖ４とＶ２は電圧Ｖ。
中心は、垂直走査中、水平リトレース時１ｉｆｔ ｔ
４の中心に対して同じになるように維持される。従って
、第２図の電圧Ｖ４とＶ２は電圧Ｖ。
に対して同相に維持される。その結果、信号Ｈ１は偏向
電流１２と同相に維持される。
電流１２と同相に維持される。
巻＆ｉ Ｗ ２の両端間に生じた信号Ｈ１は偏向電流１
２の位相についての位相情報を与える。信号Ｈｒは段１
０１の水平発振器をビデオ信号の同期パルスＨｓに同期
させるために段１０１に供給される。キャパシタＣ２が
巻線Ｗ、を巻線Ｌ□に結合して複合共振回路を形成する
ので、信号Ｈ，の位相情報は偏向電流１２の位相情報と
実質的に同じである。トランジスタＱ２の動作の切換え
によって、インダクタンス性素子をトランジスタＱ２と
直列に結合する必要がなくなるという利点か得られる。
２の位相についての位相情報を与える。信号Ｈｒは段１
０１の水平発振器をビデオ信号の同期パルスＨｓに同期
させるために段１０１に供給される。キャパシタＣ２が
巻線Ｗ、を巻線Ｌ□に結合して複合共振回路を形成する
ので、信号Ｈ，の位相情報は偏向電流１２の位相情報と
実質的に同じである。トランジスタＱ２の動作の切換え
によって、インダクタンス性素子をトランジスタＱ２と
直列に結合する必要がなくなるという利点か得られる。
さらに、このトランジスタＱ２の動作かスイッチされる
ということによりトランジスタＱ２における電力消費が
小さくなる。従って、トランジスタＱ２にヒートシンク
を設ける必要かなくなる。従来のダイオード変調器のよ
うな他の左右ピンクッション歪み補正回路より優れた点
は、偏向電流１２かトレースの後半にはダンパーダイオ
ードを流れず、偏向損失が低くなり、また、非対称な直
線性誤差も小さくなることである。
ということによりトランジスタＱ２における電力消費が
小さくなる。従って、トランジスタＱ２にヒートシンク
を設ける必要かなくなる。従来のダイオード変調器のよ
うな他の左右ピンクッション歪み補正回路より優れた点
は、偏向電流１２かトレースの後半にはダンパーダイオ
ードを流れず、偏向損失が低くなり、また、非対称な直
線性誤差も小さくなることである。
前に述べたように、リトレース中、偏向共振回路１００
は、トランジスタＱ２か非導通になった後、高インピー
ダンスを持つキャパシタＣ２によってフライバック変成
器ＴＩに結合される。トランジスタＱ２が非導通となる
と、アルタ電圧整流タイオード（図示せず）か導通する
。キャパシタＣ２の高インピーダンスは、リトレース中
の共振回路１（ｌ［）のりトレース周波数より実質的に
低く、マウスティース歪みに関係した周波数において、
巻線ＷＩとＬ １１とを実質的に分離する。これによっ
て、マウスティース歪みとして知られるラスタの歪みか
防止される。このマウスティース歪みがどのようにして
防止されるかについては、１９８８年３月１０日付イギ
リス特許出願第８８０５７５８号に詳細か説明されてい
る。
は、トランジスタＱ２か非導通になった後、高インピー
ダンスを持つキャパシタＣ２によってフライバック変成
器ＴＩに結合される。トランジスタＱ２が非導通となる
と、アルタ電圧整流タイオード（図示せず）か導通する
。キャパシタＣ２の高インピーダンスは、リトレース中
の共振回路１（ｌ［）のりトレース周波数より実質的に
低く、マウスティース歪みに関係した周波数において、
巻線ＷＩとＬ １１とを実質的に分離する。これによっ
て、マウスティース歪みとして知られるラスタの歪みか
防止される。このマウスティース歪みがどのようにして
防止されるかについては、１９８８年３月１０日付イギ
リス特許出願第８８０５７５８号に詳細か説明されてい
る。
キャパシタＣＩとＣ２の相互接続点５０は、トレース期
間の全体にわたってトランジスタＱ２によりアース電位
にクランプされている。従って、「オルガンパイプ（Ｏ
ｒｇａｎ Ｐｉｐｅ）Ｊと称されるラスタ妨害は現われ
ない。オルガンパイプ形うスク妨害は、上述のようなり
ランプを行わない場合に、発振性の電流が流れる、即ち
、フライバ・ンク変成器の１次電流にリンギングか生じ
るために発生する。このようなリンギングは、トランジ
スタＱｌかトレース期間の全体を通じてトランジスタＱ
２によってアースにクランプされるので抑圧される。
間の全体にわたってトランジスタＱ２によりアース電位
にクランプされている。従って、「オルガンパイプ（Ｏ
ｒｇａｎ Ｐｉｐｅ）Ｊと称されるラスタ妨害は現われ
ない。オルガンパイプ形うスク妨害は、上述のようなり
ランプを行わない場合に、発振性の電流が流れる、即ち
、フライバ・ンク変成器の１次電流にリンギングか生じ
るために発生する。このようなリンギングは、トランジ
スタＱｌかトレース期間の全体を通じてトランジスタＱ
２によってアースにクランプされるので抑圧される。
タンパタイオートＤＱ１とＤＱ２はそれぞれに対応する
トランジスタと集結回路技術によって形成すると、個別
部品の数をさらに少なくできるという利点が得られる。
トランジスタと集結回路技術によって形成すると、個別
部品の数をさらに少なくできるという利点が得られる。
第２図の左右制御回路３００は、トランジスタＱ３とＱ
４によって形成される差動増幅器と、スイッチングトラ
ンジスタＱ２を駆動するダーリントンドライバトランジ
スタＱ５とを含んでいる。
４によって形成される差動増幅器と、スイッチングトラ
ンジスタＱ２を駆動するダーリントンドライバトランジ
スタＱ５とを含んでいる。
トランジスタＱ３とＱ４を含む差動増幅器は、垂直パラ
ボラ電圧Ｖ６と第２図に示す波形を持つ電圧ｖ５の指数
関数的に整形されたランプ部分Ｖ ６ Ｂとを比較する
。比較される電圧の交差点か第１図ａの制御電圧ｖ：ｌ
のタイミングを決める。
ボラ電圧Ｖ６と第２図に示す波形を持つ電圧ｖ５の指数
関数的に整形されたランプ部分Ｖ ６ Ｂとを比較する
。比較される電圧の交差点か第１図ａの制御電圧ｖ：ｌ
のタイミングを決める。
第２図の電圧ｖ５を発生するために、変成器ＴＩの′０
５線Ｗ３．に生じる第２図の水平リトレースパルスＨｗ
３か抵抗Ｒ４を通してツェナダイオードＤ３に供給され
る。キャパシタＣ４、抵抗Ｒ５及びダイオードＤ２を含
むスピードアップ回路か。
５線Ｗ３．に生じる第２図の水平リトレースパルスＨｗ
３か抵抗Ｒ４を通してツェナダイオードＤ３に供給され
る。キャパシタＣ４、抵抗Ｒ５及びダイオードＤ２を含
むスピードアップ回路か。
急速な立上り時間の前縁を有するゲートパルスＶＤ：ｌ
をダイオードＤ３の両端間に生じさせる。パルスの前縁
の立上りを速くすれば、それに応して左右制御回路３０
０のダイナミックレンジも大きくなる。ダイオードＤ３
の両端間のパルスＶＯＺは抵抗Ｒ６とＲ７とを介してキ
ャパシタ゛Ｃ５及び抵抗Ｒ９とに加えられ、電圧ｖ５の
指数関数形ランプ部分ｖ５．が生成される。指数関数的
に増加する頂部Ｖ５Ｍを有するパルス電圧ｖ５はトラン
ジスタＱ４のベースに供給される。鋸歯状波電圧か重畳
された第２図の垂直周波数パラボラ電圧■２が、通常の
垂直偏向回路３５０の直流素子キャパシタＣｅから、キ
ャパシタＣ８、抵抗Ｒ２０及びＲ＋９を介してトランジ
スタＱ、のベースに供給される。
をダイオードＤ３の両端間に生じさせる。パルスの前縁
の立上りを速くすれば、それに応して左右制御回路３０
０のダイナミックレンジも大きくなる。ダイオードＤ３
の両端間のパルスＶＯＺは抵抗Ｒ６とＲ７とを介してキ
ャパシタ゛Ｃ５及び抵抗Ｒ９とに加えられ、電圧ｖ５の
指数関数形ランプ部分ｖ５．が生成される。指数関数的
に増加する頂部Ｖ５Ｍを有するパルス電圧ｖ５はトラン
ジスタＱ４のベースに供給される。鋸歯状波電圧か重畳
された第２図の垂直周波数パラボラ電圧■２が、通常の
垂直偏向回路３５０の直流素子キャパシタＣｅから、キ
ャパシタＣ８、抵抗Ｒ２０及びＲ＋９を介してトランジ
スタＱ、のベースに供給される。
抵抗Ｒ１４，Ｒ１５及びＲ１６はトランジスタＱ３のベ
ースに直流バイアスを与える。抵抗Ｒ１３を通してトラ
ンジスタＱ３のベースと積分キャパシタＣ６とに結合さ
れる電圧ｖ２が負帰還を与えて、電圧Ｖ２の垂直周波数
の包Ａ８線が、キャパシタＣｃに発生するパラボラ電圧
Ｖ、に追随するようにする。
ースに直流バイアスを与える。抵抗Ｒ１３を通してトラ
ンジスタＱ３のベースと積分キャパシタＣ６とに結合さ
れる電圧ｖ２が負帰還を与えて、電圧Ｖ２の垂直周波数
の包Ａ８線が、キャパシタＣｃに発生するパラボラ電圧
Ｖ、に追随するようにする。
サンプリング抵抗Ｒ，の両端間に生じる垂直鋸歯状電圧
ｖＲｓは抵抗ＲＩＯとＲ９とを通してキャパシタＣ５に
結合されて電圧Ｖ、を生しさせる。電圧Ｖγは電圧ＶＲ
５によって決まるピーク振幅の指数関数的上向きランプ
（ｕｐｒａ■ｐ）部分を持つ、この′重圧Ｖ、は制御回
路３００のトランジスタＱ４のベースに供給される。同
じようにして、電圧Ｖ□もキャパシタＣｃを通してトラ
ンジスタＱ３のベースに供給される。電圧Ｖ□が差動形
式で供給されるので、ＶＲ５がトランジスタＱ３とＱ４
のスイッチング動作に実質的な影響を与えることが防止
される。トランジスタＱ３のベースに生じる垂直パラボ
ラ電圧Ｖ６は水平ランプ電圧ｖ５と比較される。電圧ｖ
５とｖ６の交差点が前述したように、電圧ｖ３の前縁と
後縁のタイミングを決める。
ｖＲｓは抵抗ＲＩＯとＲ９とを通してキャパシタＣ５に
結合されて電圧Ｖ、を生しさせる。電圧Ｖγは電圧ＶＲ
５によって決まるピーク振幅の指数関数的上向きランプ
（ｕｐｒａ■ｐ）部分を持つ、この′重圧Ｖ、は制御回
路３００のトランジスタＱ４のベースに供給される。同
じようにして、電圧Ｖ□もキャパシタＣｃを通してトラ
ンジスタＱ３のベースに供給される。電圧Ｖ□が差動形
式で供給されるので、ＶＲ５がトランジスタＱ３とＱ４
のスイッチング動作に実質的な影響を与えることが防止
される。トランジスタＱ３のベースに生じる垂直パラボ
ラ電圧Ｖ６は水平ランプ電圧ｖ５と比較される。電圧ｖ
５とｖ６の交差点が前述したように、電圧ｖ３の前縁と
後縁のタイミングを決める。
電圧Ｖ５の指数関数形ランプ部分Ｖｉａは、リトレース
中、第１図すの電流ｉ、のレベルの減少を補償すること
により、左右変調器回路２００に直線性を与える。この
直線化は、第１図ａの時間ｔ２の近くにおける電圧ｖ３
の少量の変調によって、時間ｔ３の近くにおける電圧ｖ
３の同量の変調によってもたらされる場合よりも大きな
振幅変調が第１図ｅの電圧ｖ２に与えられることによっ
て行われる。これは、第１図すとｄの電流ｉ、とｉ４の
各々の振幅が時間ｔ３よりも時間ｔ２において高いこと
、及び、電圧ｖ２かｆｒ４・ｄｔの値に比例するためで
ある。指数関数的形状のランプ電圧ｖ５は第１図ｇの時
間１．よりも時間ｔ２てより急峻である。従って、トラ
ンジスタＱ３のベースにおけるある電圧変動に対しては
、電圧ｖ３の変調は時間ｔ：Ｉの近傍におけるよりも時
間ｔ２の近傍における方が小さくなる。このように、電
圧ｖ５の指数関数的な形状を持つランプ部分ｖ５ａは左
右ラスタ歪み補正回路２００の動作を直線化する。抵抗
Ｒ１５は電圧ｖ５の直流平均値を上げる。
中、第１図すの電流ｉ、のレベルの減少を補償すること
により、左右変調器回路２００に直線性を与える。この
直線化は、第１図ａの時間ｔ２の近くにおける電圧ｖ３
の少量の変調によって、時間ｔ３の近くにおける電圧ｖ
３の同量の変調によってもたらされる場合よりも大きな
振幅変調が第１図ｅの電圧ｖ２に与えられることによっ
て行われる。これは、第１図すとｄの電流ｉ、とｉ４の
各々の振幅が時間ｔ３よりも時間ｔ２において高いこと
、及び、電圧ｖ２かｆｒ４・ｄｔの値に比例するためで
ある。指数関数的形状のランプ電圧ｖ５は第１図ｇの時
間１．よりも時間ｔ２てより急峻である。従って、トラ
ンジスタＱ３のベースにおけるある電圧変動に対しては
、電圧ｖ３の変調は時間ｔ：Ｉの近傍におけるよりも時
間ｔ２の近傍における方が小さくなる。このように、電
圧ｖ５の指数関数的な形状を持つランプ部分ｖ５ａは左
右ラスタ歪み補正回路２００の動作を直線化する。抵抗
Ｒ１５は電圧ｖ５の直流平均値を上げる。
ビーム電流の関数としての画面の幅の変動の補正（これ
は、アンチブリージング（ａｎｔｉ−ｂｒｅａｔｈｉｎ
ｇ）とも言われる）はトランジスタＱ３のベースを介し
て与えることかできる。
は、アンチブリージング（ａｎｔｉ−ｂｒｅａｔｈｉｎ
ｇ）とも言われる）はトランジスタＱ３のベースを介し
て与えることかできる。
負荷抵抗Ｒ１２とトランジスタＱ３のコレクタとの相互
接続点に結合されたベースを持つトランジスタＱ５はそ
のコレクタに結合されている負荷抵抗Ｒ１７からトラン
ジスタＱ２にベーストライブを与える。トランジスタＱ
５のコレクタは、キャパシタＣ７と抵抗Ｒ１８の並列回
路を介して、トランジスタＣ２のターンオフを速くする
ために、電圧ｖコの立下り部分の遷移を速くするように
結合されている。トランジスタＱ２を急速にターンオフ
すると、第１図Ｃの時間ｔ、の直後に電流ｉ３を中断さ
せることができ、ｔ、とｔ４の間の全変調範囲を利用す
ることかできるようになる。例示すれば、第２図のトラ
ンジスタＱ２のターンオフの遅れは１ｇ秒以下である。
接続点に結合されたベースを持つトランジスタＱ５はそ
のコレクタに結合されている負荷抵抗Ｒ１７からトラン
ジスタＱ２にベーストライブを与える。トランジスタＱ
５のコレクタは、キャパシタＣ７と抵抗Ｒ１８の並列回
路を介して、トランジスタＣ２のターンオフを速くする
ために、電圧ｖコの立下り部分の遷移を速くするように
結合されている。トランジスタＱ２を急速にターンオフ
すると、第１図Ｃの時間ｔ、の直後に電流ｉ３を中断さ
せることができ、ｔ、とｔ４の間の全変調範囲を利用す
ることかできるようになる。例示すれば、第２図のトラ
ンジスタＱ２のターンオフの遅れは１ｇ秒以下である。
Ｑ２の代りにＭＯＳＦＥＴを用いると、このターンオフ
の遅れを更に短くすることかできる。このような速いタ
ーンオフは、例えば、２ｘｆ、というような高い周波数
の偏向電流を必要とする。場合に望ましい。
の遅れを更に短くすることかできる。このような速いタ
ーンオフは、例えば、２ｘｆ、というような高い周波数
の偏向電流を必要とする。場合に望ましい。
この発明の１つの特徴を実施した保護ダイオードＤｉか
トランジスタＱ２のコレクタと変成器ＴＩの１次巻線Ｗ
ｌの端子ＷＩａとの間に結合されている。ダイオード、
Ｄ Ｉは、電源か最初にターンオンされた時に生じるよ
うな過大ピーク電圧からトランジスタＱ２を保護する。
トランジスタＱ２のコレクタと変成器ＴＩの１次巻線Ｗ
ｌの端子ＷＩａとの間に結合されている。ダイオード、
Ｄ Ｉは、電源か最初にターンオンされた時に生じるよ
うな過大ピーク電圧からトランジスタＱ２を保護する。
トランジスタＱ２は電圧Ｖ２を最大３５０ｖに制限する
このダイオードＤＩによって保護される。好まし°〈は
、変成器Ｔ２は１次巻線と２次巻線との間に４００■の
絶縁性源を持つ。
このダイオードＤＩによって保護される。好まし°〈は
、変成器Ｔ２は１次巻線と２次巻線との間に４００■の
絶縁性源を持つ。
遠隔制御受信機２０１はオン／オフ制御信号２０１ａを
発生し、この信号は＋１２Ｖ調整器のオン／オフトラン
ジスタＱ７に供給される。トランジスタＱ７か非導通の
時は、出力供給電圧＋１２Ｖか生成されて、位相制御段
１０１か通常動作時（ｐｏｗｅｒ−ｕｐ時）には付勢さ
れるようにする。待機モードへの遷移時に、トランジス
タＱ６のベースへベースドライブを供給する位相制御段
１０１はトランジスタＱ６をターンオフさせる。
発生し、この信号は＋１２Ｖ調整器のオン／オフトラン
ジスタＱ７に供給される。トランジスタＱ７か非導通の
時は、出力供給電圧＋１２Ｖか生成されて、位相制御段
１０１か通常動作時（ｐｏｗｅｒ−ｕｐ時）には付勢さ
れるようにする。待機モードへの遷移時に、トランジス
タＱ６のベースへベースドライブを供給する位相制御段
１０１はトランジスタＱ６をターンオフさせる。
例えば、通常動作から待機モード動作への遷移の後、第
２図の変成器Ｔ２の１時巻線Ｔ２□にはエネルギか依然
として蓄積されている可能性かある。このエネルギは、
変成器Ｔ２の２次巻線７２Ｍの両端間の電圧１０１ａの
大きさがＯに減少するまて偏向トランジスタＱｌにベー
ス電流ｉｂを生成しつづける。その結果、最後の偏向サ
イクルはその持続時間か長くしかも限界のはっきりしな
い時間となる。この持続時間はトランジスタＱｌか導通
を停止するまで続く。その結果、＊ Ｒ１＋ 、 ｉ
２及びｉ：ｌか過度に増加してトランジスタＱ１とＱ
２を破壊する可使性がある。
２図の変成器Ｔ２の１時巻線Ｔ２□にはエネルギか依然
として蓄積されている可能性かある。このエネルギは、
変成器Ｔ２の２次巻線７２Ｍの両端間の電圧１０１ａの
大きさがＯに減少するまて偏向トランジスタＱｌにベー
ス電流ｉｂを生成しつづける。その結果、最後の偏向サ
イクルはその持続時間か長くしかも限界のはっきりしな
い時間となる。この持続時間はトランジスタＱｌか導通
を停止するまで続く。その結果、＊ Ｒ１＋ 、 ｉ
２及びｉ：ｌか過度に増加してトランジスタＱ１とＱ
２を破壊する可使性がある。
この発明の別の特徴によれば、上記のような可使性を防
！ヒするために、オン／オフ制御信号２０１ａは抵抗Ｒ
８１と導体５５５とを通して、トランジスタロ２ヘペー
ストライブを与えるトランジスタＱ５のベース電極に供
給され、それによって、トランジスタＱ２は通常動作時
から待機モートへの遷移の直後にターンオフとされる。
！ヒするために、オン／オフ制御信号２０１ａは抵抗Ｒ
８１と導体５５５とを通して、トランジスタロ２ヘペー
ストライブを与えるトランジスタＱ５のベース電極に供
給され、それによって、トランジスタＱ２は通常動作時
から待機モートへの遷移の直後にターンオフとされる。
トランジスタＱｌとＱ２は直列に結合されているので、
トランジスタＱ２をターンオフすると、両方のトランジ
スタ中の電流か流れなくなる。このようにして、トラン
ジスタＱｌとＱ２の保護か行われる。しかし、このよう
な急速遮断構成を用いた場合には、陰極線管（図示せず
）がビームスポットの関係した損傷を受けないようにす
るための急速スポット抑圧回路か必要となる場合もある
。
トランジスタＱ２をターンオフすると、両方のトランジ
スタ中の電流か流れなくなる。このようにして、トラン
ジスタＱｌとＱ２の保護か行われる。しかし、このよう
な急速遮断構成を用いた場合には、陰極線管（図示せず
）がビームスポットの関係した損傷を受けないようにす
るための急速スポット抑圧回路か必要となる場合もある
。
この発明の更に別の特徴を実施した保護構成は、上述し
た急速スポット抑圧回路を必要としない。この保護回路
構成は第２図に示されている。
た急速スポット抑圧回路を必要としない。この保護回路
構成は第２図に示されている。
この好ましい構成においては、ダイオードＤ１０と抵抗
Ｒ９１の直列接続を含む帰還構成が、点線で示したよう
に、トランジスタＱ２のエミッタと、導体５５５を介し
て、トランジスタＱ５のベースとの間に接続されている
。このような帰還構成を用いるとトランジスタＱ２のエ
ミッタか電流サンプリング抵抗Ｒ１０１を介してアース
され、電！ｉ：＋が抵抗Ｒｌｏｔの両端間でサンプルさ
れることになる。このようにして、抵抗Ｒ１０１の両端
間に現われる抵抗Ｖ。６はトランジスタＱ５のベース電
圧を制御する。抵抗Ｒ１０１の両端間の電圧Ｖ。Ｃか＋
１．８Ｖを超えると、トランジスタＱ５か■。０によっ
てターンオンされ、トランジスタＱ２のベースドライブ
を低減させる。このようにして、電流ｉ３は、例えば、
抵抗Ｒ１旧がｌΩの時は１．８ Ａのピークに制限され
る。
Ｒ９１の直列接続を含む帰還構成が、点線で示したよう
に、トランジスタＱ２のエミッタと、導体５５５を介し
て、トランジスタＱ５のベースとの間に接続されている
。このような帰還構成を用いるとトランジスタＱ２のエ
ミッタか電流サンプリング抵抗Ｒ１０１を介してアース
され、電！ｉ：＋が抵抗Ｒｌｏｔの両端間でサンプルさ
れることになる。このようにして、抵抗Ｒ１０１の両端
間に現われる抵抗Ｖ。６はトランジスタＱ５のベース電
圧を制御する。抵抗Ｒ１０１の両端間の電圧Ｖ。Ｃか＋
１．８Ｖを超えると、トランジスタＱ５か■。０によっ
てターンオンされ、トランジスタＱ２のベースドライブ
を低減させる。このようにして、電流ｉ３は、例えば、
抵抗Ｒ１旧がｌΩの時は１．８ Ａのピークに制限され
る。
ダイオードＤＩＯと抵抗Ｒ９１によって与えられる帰還
が、動作中、特に、通常動作から待機モードへの遷移中
、直列に結合されるトランジスタＱｌとＱ２とを保護す
る。このような帰還構成は、前述した信号２０１ａがト
ランジスタＱ５のベースに結合される構成と共に、ある
いは、それに代えて用いてもよい。例えば、これら２つ
の構成を共に用いると電流ｉ３は実質的に、たとえば、
０に減じられて、所望の過電流保護を与え、あるいは、
オン／オフ動作を生じさせる。
が、動作中、特に、通常動作から待機モードへの遷移中
、直列に結合されるトランジスタＱｌとＱ２とを保護す
る。このような帰還構成は、前述した信号２０１ａがト
ランジスタＱ５のベースに結合される構成と共に、ある
いは、それに代えて用いてもよい。例えば、これら２つ
の構成を共に用いると電流ｉ３は実質的に、たとえば、
０に減じられて、所望の過電流保護を与え、あるいは、
オン／オフ動作を生じさせる。
第３図ａは、導体５５５か切離されて保護回路の動作が
生じないようにされた場合に、通常動作のパワーアップ
モードと待機モードとの間の遷移の直後における第２図
の電流ｉ３の波形の包路線を示す。同様に、第３図すは
、導体５５５か接続されて保護回路か動作できるように
した場合の第２図の電流ｉ３の波形の包絡線を表わす。
生じないようにされた場合に、通常動作のパワーアップ
モードと待機モードとの間の遷移の直後における第２図
の電流ｉ３の波形の包路線を示す。同様に、第３図すは
、導体５５５か接続されて保護回路か動作できるように
した場合の第２図の電流ｉ３の波形の包絡線を表わす。
第３図すの電流ｉ３は最高１．８Ａに制限されている。
同様に、第３図Ｃは保護回路が非作動状態の時の１ｒＬ
流１２の包絡線を示し、第３図ｄは保護回路か動作可能
とされた場合の第２図のトランジスタＱｌのコレクタ電
流の包路線を示す。
流１２の包絡線を示し、第３図ｄは保護回路か動作可能
とされた場合の第２図のトランジスタＱｌのコレクタ電
流の包路線を示す。
第１図ａ１３至りは第２図の回路の説明に供する理想波
形を示す図、第２図は外側ピンクッション補正構成を含
む、この発明の一態様を具備した偏向回路を示す図、第
３図ａ乃’ｌｄは第２図の回路の電流保護を説明するた
めの波形を示す図である。 Ｌ、・・・・偏向巻線、ＣＩ・・・・リトレースキャパ
シタンス、１００・・・・偏向共振回路、１０１・・・
・入力第１信号の信号源、Ｑｌ・・・・第１のトランジ
スタ、Ｑ２・・・・第２のトランジスタ、Ｂ＋・・・・
入力供給電圧源、３００・・・・変調第２信号の信号源
、２０１・・・・制御信号（オン／オフ信号）を発生す
る手段（遠隔制御受信機）、Ｗｌ・・・・第１のインダ
クタンス、ＤＩ・・・・第１と第２のトランジスタに結
合されたスイッチング手段、２００・・・・側方ピンク
ッション補正回路。
形を示す図、第２図は外側ピンクッション補正構成を含
む、この発明の一態様を具備した偏向回路を示す図、第
３図ａ乃’ｌｄは第２図の回路の電流保護を説明するた
めの波形を示す図である。 Ｌ、・・・・偏向巻線、ＣＩ・・・・リトレースキャパ
シタンス、１００・・・・偏向共振回路、１０１・・・
・入力第１信号の信号源、Ｑｌ・・・・第１のトランジ
スタ、Ｑ２・・・・第２のトランジスタ、Ｂ＋・・・・
入力供給電圧源、３００・・・・変調第２信号の信号源
、２０１・・・・制御信号（オン／オフ信号）を発生す
る手段（遠隔制御受信機）、Ｗｌ・・・・第１のインダ
クタンス、ＤＩ・・・・第１と第２のトランジスタに結
合されたスイッチング手段、２００・・・・側方ピンク
ッション補正回路。
Claims (3)
- （１）偏向巻線とリトレースキャパシタンスとを含む偏
向共振回路と、 第１の偏向周波数に関係した周波数の入力第１信号の信
号源と、 スイッチとして動作し、上記入力第１信号に応動し、か
つ、上記偏向共振回路に結合されて、上記偏向巻線中に
上記第１の偏向周波数の偏向電流を生じさせる第１のト
ランジスタと、 上記偏向共振回路と上記第１のトランジスタとに結合さ
れている第２のトランジスタであって、ある所定の偏向
サイクル中、上記第１のトランジスタとこの第２のトラ
ンジスタが導通し、かつ、直列に結合されるようにされ
た第２のトランジスタと、 上記第１と第２のトランジスタに結合されていて、これ
ら２つのトランジスタが導通して直列に結合された時に
これらのトランジスタを流れる電流を発生するための入
力供給電圧源と、 上記第２のトランジスタに結合されており、この第２の
トランジスタの導通を変調する変調第２信号の信号源と
、 上記第２のトランジスタの制御端子に結合される制御信
号であって、この信号が生成される時、上記第１と第２
のトランジスタを流れる電流を実質的に減少させる上記
制御信号を発生する手段と、 を含むテレビジョン偏向装置。 - （２）偏向巻線とリトレースキャパシタンスとを含む偏
向共振回路と、 第１の偏向周波数に関係した周波数の入力第１信号の信
号源と、 第１のインダクタンスと、 上記入力信号に応答し、上記偏向共振回路と上記第１の
インダクタンスとに結合されて、ある所定の偏向サイク
ル中、上記偏向巻線中に偏向電流を発生させ、また、上
記所定の偏向サイクルのリトレース期間に上記第１のイ
ンダクタンス中に第１のリトレースパルス電圧を発生さ
せる第１のトランジスタスイッチと、 上記偏向共振回路と上記第１のトランジスタスイッチに
対して、ある所定の偏向サイクルの一部において、上記
第１のトランジスタと直列に結合されるように結合され
た第２のトランジスタスイッチと、 この第２のトランジスタスイッチに結合されており、こ
のトランジスタスイッチの導通を変調する変調第２信号
の信号源と、 上記第１と第２のトランジスタスイッチの相互接続点に
結合された第１の端子と、第１の所定の電圧レベルが発
生する第２の端子とを有し、上記第２のトランジスタス
イッチの主電流導通端子に生じる第２のリトレースパル
ス電圧が過大電圧状態を示す第２の所定の電圧レベルを
超えた時、上記第２のトランジスタスイッチの上記主電
流導通端子を上記第２の端子に結合するスイッチング手
段と、 を有する、保護構成を備えたテレビジョン偏向装置。 - （３）偏向巻線とリトレースキャパシタンスとを有する
偏向共振回路と、 第１の偏向周波数に関係した周波数の入力第１信号の信
号源と、 この入力第１信号に応答し、上記偏向共振回路に結合さ
れ、上記偏向巻線中に上記第１の偏向周波数の偏向電流
を発生させる手段と、 オン／オフ制御信号を発生する遠隔制御受信機と、 変調第２信号の信号源と、 この第２信号に応動し、上記偏向電流発生手段に結合さ
れており、側方ピンクッション補正を与えるように上記
偏向電流を変調する側方ピンクッション補正回路であっ
て、上記オン／オフ制御信号に応答して、その動作が停
止して、上記偏向電流の生成を阻止し、かつ、偏向装置
を待機状態にする側方ピンクッション補正回路と、 を含むテレビジョン偏向装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8805757 | 1988-03-10 | ||
| GB888805757A GB8805757D0 (en) | 1988-03-10 | 1988-03-10 | Protection circuit for horizontal deflection circuits |
Related Child Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20558798A Division JP3407295B2 (ja) | 1988-03-10 | 1998-07-21 | テレビジョン偏向装置 |
| JP26194599A Division JP3420976B2 (ja) | 1988-03-10 | 1999-09-16 | テレビジョン偏向装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01268353A true JPH01268353A (ja) | 1989-10-26 |
| JP3137118B2 JP3137118B2 (ja) | 2001-02-19 |
Family
ID=10633212
Family Applications (3)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01059496A Expired - Lifetime JP3137118B2 (ja) | 1988-03-10 | 1989-03-09 | テレビジョン偏向装置 |
| JP20558798A Expired - Lifetime JP3407295B2 (ja) | 1988-03-10 | 1998-07-21 | テレビジョン偏向装置 |
| JP26194599A Expired - Lifetime JP3420976B2 (ja) | 1988-03-10 | 1999-09-16 | テレビジョン偏向装置 |
Family Applications After (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20558798A Expired - Lifetime JP3407295B2 (ja) | 1988-03-10 | 1998-07-21 | テレビジョン偏向装置 |
| JP26194599A Expired - Lifetime JP3420976B2 (ja) | 1988-03-10 | 1999-09-16 | テレビジョン偏向装置 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0332089B1 (ja) |
| JP (3) | JP3137118B2 (ja) |
| KR (1) | KR0137019B1 (ja) |
| CN (1) | CN1018040B (ja) |
| CA (1) | CA1326538C (ja) |
| DE (1) | DE68926546T2 (ja) |
| FI (1) | FI92270C (ja) |
| GB (1) | GB8805757D0 (ja) |
| HK (1) | HK1004317A1 (ja) |
| SG (1) | SG67314A1 (ja) |
| TR (1) | TR26271A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5353187A (en) * | 1989-12-22 | 1994-10-04 | Thomson Consumer Electronics S.A. | Safety circuits for a television receiver |
| US5087863A (en) * | 1991-03-15 | 1992-02-11 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Feedback arrangement in a deflection circuit |
| US11168729B2 (en) * | 2019-03-12 | 2021-11-09 | Earl Allen Size, JR. | Multi-piece anti-vibration locking fastener |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5144621A (ja) * | 1974-05-06 | 1976-04-16 | Baa On Aanesuto | |
| JPS58134584A (ja) * | 1982-01-29 | 1983-08-10 | アールシーエー ライセンシング コーポレーシヨン | テレビジヨン表示方式 |
| JPS6122505A (ja) * | 1984-07-09 | 1986-01-31 | 松下電器産業株式会社 | 誘電体磁器組成物 |
| JPS636972A (ja) * | 1986-06-25 | 1988-01-12 | アールシーエー トムソン ライセンシング コーポレイシヨン | ビデオ表示装置用スイツチング型電力供給装置 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3444424A (en) * | 1964-10-21 | 1969-05-13 | Hitachi Ltd | Horizontal deflection circuit with protective diode |
| JPS5419324A (en) * | 1977-07-14 | 1979-02-14 | Sony Corp | Current control circuit |
-
1988
- 1988-03-10 GB GB888805757A patent/GB8805757D0/en active Pending
-
1989
- 1989-03-02 CA CA000592536A patent/CA1326538C/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-03 FI FI891025A patent/FI92270C/fi not_active IP Right Cessation
- 1989-03-04 SG SG1996004151A patent/SG67314A1/en unknown
- 1989-03-04 EP EP89103815A patent/EP0332089B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-04 DE DE68926546T patent/DE68926546T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-07 KR KR1019890002755A patent/KR0137019B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1989-03-09 TR TR89/0211A patent/TR26271A/xx unknown
- 1989-03-09 JP JP01059496A patent/JP3137118B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1989-03-09 CN CN89103099A patent/CN1018040B/zh not_active Expired
-
1998
- 1998-04-27 HK HK98103514A patent/HK1004317A1/xx not_active IP Right Cessation
- 1998-07-21 JP JP20558798A patent/JP3407295B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-09-16 JP JP26194599A patent/JP3420976B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5144621A (ja) * | 1974-05-06 | 1976-04-16 | Baa On Aanesuto | |
| JPS58134584A (ja) * | 1982-01-29 | 1983-08-10 | アールシーエー ライセンシング コーポレーシヨン | テレビジヨン表示方式 |
| JPS6122505A (ja) * | 1984-07-09 | 1986-01-31 | 松下電器産業株式会社 | 誘電体磁器組成物 |
| JPS636972A (ja) * | 1986-06-25 | 1988-01-12 | アールシーエー トムソン ライセンシング コーポレイシヨン | ビデオ表示装置用スイツチング型電力供給装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| KR0137019B1 (ko) | 1998-04-28 |
| DE68926546D1 (de) | 1996-07-04 |
| SG67314A1 (en) | 1999-09-21 |
| FI891025A0 (fi) | 1989-03-03 |
| CA1326538C (en) | 1994-01-25 |
| JP2000106633A (ja) | 2000-04-11 |
| FI92270B (fi) | 1994-06-30 |
| JP3137118B2 (ja) | 2001-02-19 |
| DE68926546T2 (de) | 1996-11-21 |
| JP3420976B2 (ja) | 2003-06-30 |
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| EP0332089A3 (en) | 1992-04-01 |
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| EP0332089B1 (en) | 1996-05-29 |
| GB8805757D0 (en) | 1988-04-07 |
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