DE68926546T2 - Schutzanordnung für eine Ablenkungsschaltung - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf eine Schutzvorrichtung für eine Ablenkschaltung.
• Die Erfindung kann beispielsweise bei einer Ablenkschaltung verwendet werden, bei der die Amplitude eines Ablenkstroms über einen verhältnismäßig weiten Bereich verändert oder moduliert werden kann, um eine Rasterverzerrung zu korrigieren. Die Modulation der Ablenkstrom-Amplitude kann für bestimmte Zwecke erwünscht sein, z.B. zur Korrektur von äußerer und innerer Ost- West-Kissenverzerrung.
• Üblicherweise enthält eine Horizontal-Ablenkschaltung eine Ausgangsstufe, die einen ersten Ablenkschalter, eine Horizontal- Ablenkwicklung und eine Hinlauf-Kapazität umfaßt, die der Ablenkwicklung während jedes Hinlaufintervalls den Ablenkstrom zuführt. Eine erste Rücklaufkapazität liegt während des Rücklaufintervalls an der Ablenkwicklung, um eine Rücklauf-Resonanzschaltung zu bilden. Energie wird während des Rücklaufs über einen Zeilenendtransformator aufgefüllt.
• Bei einer Horizontal-Ablenkschaltung wird ein die Modulation schaltender Strom durch den Betrieb eines zweiten Schalters, eines zweiseitig gerichteten Modulationsschalters während des Rücklaufs, gebildet. Der zweite Modulationsschalter, der mit der Rücklauf-Resonanzschaltung verbunden ist, die die erste Rücklaufkapazität enthält, hat eine Leitungszeit, die während des Horizontal-Rücklaufs in Übereinstimmung mit einer vertikalfrequenten parabelförmigen Spannung in der Phase moduliert wird. Ein zweiter Rücklauf-Kondensator ist parallel zum zweiten Modulationsschalter geschaltet. Der zweite Modulationsschalter ist während des Hinlauf-Intervalls leitend und wird in einem steuerbaren Augenblick während des Rücklaufs abgeschaltet. Der zweite Modulationsschalter bildet, wenn er leitend ist, eine niedrige Impedanz über dem zweiten Rücklauf-Kondensator, die die Spannung an dem zweiten Rücklauf-Kondensator auf Null klemmt. Als Ergebnis wird eine steuerbare Rücklaufimpuls-Spannung mit einer Amplitude, die steuerbar ist und einer Breite, die veränderbar ist, über dem zweiten Rücklauf-Kondensator erzeugt, wenn der zweite Modulationsschalter während eines Teils des Rücklaufs nicht leitend ist. Die Rücklauf-Spannung über dem zweiten Rücklauf-Kondensator ändert die Größe der Rücklauf-Spannung, die über dem ersten Rücklauf-Kondensator erzeugt wird und liefert auf diese Weise die gewünschte Modulation des Ablenkwicklungsstroms, um so äußere und innere Kissenverzerrung zu korrigieren.
• Eine ähnliche Ablenkanordnung ist aus US-A-4,206,388 bekannt.
• Die beiden Schalter können aus zwei Transistorschaltern bestehen, die während eines Teils eines gegebenen Ablenkzyklus in Reihe geschaltet sind. Es kann erwünscht sein, die beiden Transistorschalter gegen einen Übestrom-Zustand zu schützen. Es kann auch erwünscht sein, die beiden Transistorschalter gegen einen Überspannungs-Zustand zu schützen.
• Eine Fernseh-Ablenkvorrichtung, die ein Merkmal der Erfindung verkörpert, ist im Anspruch 1 angegeben.
• In den Zeichnungen stellen dar:
• Fig. 1a bis ih idealisierte Wellenformen, die nützlich zur Erläuterung der Schaltung von Fig. 2 sind;
• Fig. 2 eine Ablenkschaltung, die einen Aspekt der Erfindung verkörpert, der eine äußere Kissenverzerrungs-Korrekturanordnung enthält; und
• Fig. 3a bis 3d Wellenformen, die nützlich zur Erklärung eines Stromschutzmerkmals der Schaltung von Fig. 2 sind.
• Eine Horizontal-Ablenkschaltung 250 in Fig. 2, die einen Aspekt der Erfindung verkörpert, sieht eine Horizontal-Ablenkung in beispielsweise einer Fernseh-Farbkathodenstrahlröhre (CRT) vom Typ A66EAS00X01 vor. Die Schaltung 250 enthält einen Schalttransistor Q1, der mit einer Horizontal-Frequenz fH arbeitet, und eine anti-parallele Zeilen-Diode DQ1, wobei beide Elemente als gemeinsame integrierte Schaltung ausgebildet sind. Eine Rücklauf-Kapazität C1 liegt parallel zum Transistor Q1 und der Diode DQ1. Eine Ablenkwicklung LH ist in Reihe mit einer S- formenden Hinlauf-Kapazität Cs geschaltet, um einen Schaltungszweig zu bilden, der parallel zum Transistor Q1, der Diode DQ1 und der Rücklauf-Kapazität C1 geschaltet ist, um eine Rücklauf- Resonanzschaltung 100 während des Horizontal-Rücklaufs zu bilden.
• Eine Phasen-Steuerstufe 101, die einen Horizontal-Oszillator und einen Phasendetektor enthält, was in den Figuren nicht in Einzelheiten dargestellt ist, spricht auf ein Horizontal-Synchronsignal HS an. Das Signal HS wird beispielsweise von einem Video-Detektor eines Fernsehempfängers, der in den Figuren nicht dargestellt ist, abgeleitet. die Stufe 101 führt über einen Transistor Q6 eine Ansteuer-Spannung lola der Primärwicklung T2a eines Ansteuer-Transformators T2 zu, die transformatorisch mit einer Sekundärwicklung T2b des Transformators T2 gekoppelt ist. Die Wicklung T2b ist über einen Spannungsteiler, der Widerstände R1 und R2 enthält mit dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q1 verbunden, um einen Basis-Ansteuerstrom ib mit der Horizontal-Frequenz fH zu erzeugen. Eine Primärwicklung W&sub1; eines Zeilenendtransformators T1 liegt zwischen einer Quelle einer B+ Spannung und dem Kollektor des Transistors Q1. Eine Sekundärwicklung W2 des Transformators T1 ist mit der Stufe 101 verbunden, um ein Rückkopplungs-Rücklaufsignal Hr zu liefern, um die Ansteuer- Spannung 101a zu erzeugen, die einen Horizontal-Ablenkstrom i&sub2; in der Wicklung LH mit dem Signal Hs synchronisiert.
• Eine geschaltete Rasterkorrekturschaltung 200, die ein Merkmal der Erfindung verkörpert, enthält eine Ost-West-Steuerschaltung 300, die die Schaltzeit des Schalttransistors Q2 steuert. Der Transistor Q2 ist während des gesamten Hinlauf-Intervalls leitend und wird während eines steuerbaren Augenblicks innerhalb des Rücklauf-Intervalls nichtleitend. Der Kollektor des Transistors Q2 ist mit einem Verbindungsanschluß 50 zwischen dem Emitter des Transistors Q1 und dem Rücklauf-Kondensator C1 verbunden. Der Emitter des Transistors Q2 ist über einen kleinen stromabtastenden Widerstand R101 mit Masse verbunden. Eine Zeilendiode DQ2, die parallel zum Transistor Q2 liegt, bildet mit dem Transistor Q2 eine gemeinsame integrierte Schaltung. Ein zweiter Rücklauf-Kondensator T2 liegt zwischen dem Kollektor des Transistors Q2 und dem Masseleiter. Eine Rücklauf-Spannung Vr, die an einer Windung W&sub4; des Transformators T1 erzeugt wird, liefert eine Hochspannung, die zur Erzeugung einer Endanodenspannung in einer Endanoden-Stromversorgung 556 verwendet wird, die in den Figuren nicht dargestellte Gleichrichter-Dioden enthält.
• Ein erstes hypothetisches Beispiel, das für Erläuterungszwecke verwendet wird, stellt einen ersten extremen Betriebszustand dar, bei dem der Transistor Q2 während des gesamten Hinlaufs und Rücklaufs leitend gehalten wird. In diesem Fall erzeugt die Ablenkschaltung 250 den Ablenkstrom i&sub2; in einer Weise, die bekannt ist, aber ohne Ost-West-Korrektur. Wie später noch erläutert wird, ist in diesem Fall der Strom i&sub2; auf einer maximalen Spitze-zu-Spitze-Amplitude.
• Ein zweites hypothetisches Beispiel, das auch für Erläuterungszwecke verwendet wird, stellt einen zweiten extremen Betriebszustand dar, bei dem der Schalttransistor Q2 während eines vollständigen Rücklauf-Intervalls abgeschaltet ist. Bei dem zweiten Beispiel werden während des Rücklaufs zwei Resonanzschaltungen gebildet. Die erste, die Rücklauf-Resonanzschaltung 100 in Fig. 2, enthält den Rücklauf-Kondensator C1, die Wicklung LH und den Hinlauf-Kondensator CS. Die zweite Resonanzschaltung enthält die Zeilenendtransformator-Wicklung W&sub1; und den damit in Reihe geschalteten Rücklauf-Kondensator C2. Getrennt betrachtet ist jede der beiden Rücklauf-Resonanzschaltungen auf eine Frequenz abgestimmt, die kleiner ist als eine erforderliche Soll- Rücklauf-Frequenz. Die Resonanzschaltungen sind verbunden, um eine kombinierte Resonanzschaltung zu bilden. Daher ist die resultierende gemeinsame Rücklauf-Frequenz der kombinierten Resonanzschaltung höher als die jedes ihrer Bestandteile und wird gleich der geforderten Soll-Rücklauf-Frequenz gemacht, das ist veranschaulichenderweise 43 kHz in dem PAL-System.
• Wie zuvor erläutert wurde, liefert die Sekundärwicklung W&sub2; des Transformators T1 das Horizontal-Synchron-Rücklauf-Signal Hr. Jeder Impuls des Signals Hr stellt das Rücklauf-Intervall in der Ablenkwicklung LH dar. Das Horizontal-Synchron-Signal Hr wird der Phasen-Steuerstufe 101 zugeführt, um eine Rücklauf-Synchronisations-Information zu liefern. Die in den Impulsen des Signals Hr enthaltene Synchronisations-Information gibt die Phase des Stroms i&sub2; in der Ablenkwicklung LH an. Das Signal Hr und die Horizontal-Synchron-Impulse HS werden verwendet, um die Phase und die Frequenz des Horizontal-Oszillator-Ausgangssignals einzustellen, das in der Stufe 101 enthalten ist.
• Bei dem zweiten hypothetischen Beispiel wird die Primärwicklung W&sub1; des Transformators T1 über einen kapazitiven Spannungsteiler, der Kondensatoren C1 und C2 enthält, mit der Rücklauf-Resonanzschaltung 100 verbunden, um die kombinierte Resonanzschaltung zu bilden. Die kombinierte Rücklauf-Resonanzschaltung ermöglicht die richtige Synchronisation ohne Verursachung einer Mäusezahn-Verzerrung. Die Vorteile der Bildung einer solchen kombinierten Rücklauf-Resonanzschaltung sind in Einzelheiten im US-Patent US-A-4,634,937 in Namen von P.E. Haferl mit dem Titel "EAST-WEST CORRECTION CIRCUIT" beschrieben.
• Während des Hinlaufs fließt der Strom i&sub1; in der Wicklung W&sub1; durch den Transistor Q1 und den Transistor Q2 zur Masse. Während des Rücklaufs fließt der Strom i&sub1;, der durch den Kondensator C1 fließt, auch durch den Kondensator C2 als Rücklauf-Strom i&sub4; und bewirkt, daß eine Rücklauf-Spannung V&sub2; an dem Rücklauf-Kondensator C2 erzeugt wird.
• Die Amplitude einer Rücklauf-Spannung V&sub1;, die über der Reihenschaltung der Kondensatoren C1 und C2 erzeugt wird, wird durch die B+ Spannung stabilisiert, die geregelt wird. Daher bleibt die Spannung V&sub1; vorteilhafterweise weitgehend von der Ost-West-Modulation unbeeinflußt. Die über der Wicklung LH und dem Kondensator C1 erzeugte Rücklauf-Spannung V&sub4; bestimmt die Amplitude des Ablenkstroms i&sub2;. Die Rücklauf-Spannung V&sub4; ist gleich der Rücklauf-Spannung V&sub1; minus der Rücklauf-Spannung V&sub2;. Da der Strom i&sub3; im Transistor Q2 während des zweiten Teils des Rücklaufs Null ist, wenn der Transistor Q2 nichtleitend ist, fließt der Rücklauf-Strom i&sub1; nahezu vollständig als Strom i&sub4; durch den Kondensator C2 und erzeugt die Rücklauf-Spannung V&sub2;. Es folgt, daß in dem zweiten hypothetischen Beispiel, in dem der Transistor Q2 während des gesamten Rücklaufs nichtleitend ist, die Spannung V&sub2; eine maximale Amplitude aufweist. Demzufolge ist die Amplitude der Spannung V&sub4; auf einem Minimum, und der Ablenkstrom i&sub2; ist bei dem zweiten hypothetischen Beispiel ebenfalls auf einem Minimum.
• Die Modulation des Ablenkstroms wird durch eine Modulation des Abschalt-Augenblicks des Transistors Q2 während der ersten Hälfte des Rücklauf-Intervalls in einer Weise erzielt, das Mäusezahn-Verzerrungen vermindert werden. Durch Auswahl des Wertes des Kondensators C1 derart, daß er beispielsweise etwa doppelt so groß ist wie der Kondensator C2, und des Wertes der Induktivität der Wicklung W1 derart, daß sie etwa doppelt so groß wie die der Wicklung LH ist, bleibt die Rücklauf-Frequenz sowohl während des ersten Teils des Rücklaufs, wenn der Transistor Q2 leitend ist, als auch während des zweiten Teils des Rücklaufs, wenn der Transistor Q2 nichtleitend ist, dieselbe. Deshalb bleibt die Phase der Spannung V&sub1; in der Wicklung W&sub1; relativ zu der des Ablenkstroms i&sub2; durch den leitenden Zustand des Transistors Q2 unbeeinflußt. Die Modulation des Abschalt-Augenblicks ist zulässig, weil sowohl die Rücklaufzeit als auch eine Rücklauf-Spannung Vr, die von der Spannung VI in der wicklung W&sub4; des Transformators T1 entwickelt wird, vorteilhafterweise weitgehend von dem Zustand der Leitfähigkeit des Transistors Q2 während des Rücklaufs unbeeinflußt bleiben.
• Fig. 1a bis 1h veranschaulichen idealisierte Wellenformen, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung in Fig. 2 nützlich sind. Gleiche Symbole und Bezugszeichen in Fig. 2 und in den Fig. 1a bis 1h geben gleiche Gegenstände oder Funktionen an.
• Die Ost-West-Steuerschaltung 300 in Fig. 2 erzeugt eine gepulste Spannung V&sub3;, die die Basis des Transistors Q2 ansteuert. Die Spannung V&sub3; bewirkt, daß der Transistor Q2 während des gesamten Hinlauf-Intervalls leitend wird. Während des Rücklaufs wird die fallende Flanke der Spannung V&sub3; in dem Bereich t&sub2; bis t&sub3; in Fig. 1a phasenmoduliert. Somit wird der Schalttransistor Q2 in Fig. 2 vor der Zeit t&sub2; in Fig. 1a leitend und nach der Zeit t&sub2; beim phasenmodulierten Augenblick in dem Bereich t&sub2; bis t&sub3; abgeschaltet. Wenn der Transistor Q2 leitend ist, klemmt er die Rücklauf-Spannung V&sub2; auf Null und ändert den Augenblick, in dem die Erzeugung der Spannung V&sub2; auftritt.
• Der Strom i&sub1; in der Wicklung W&sub1; des Transformators T1 in Fig. 2 fließt in die Resonanzschaltung 100, die die Wicklung LH und den Kondensator C1 einschließt. Von der Resonanzschaltung 100 spaltet sich der Strom i&sub1; auf und bildet einen Strom i&sub3; und einen Strom i&sub4;, wenn der Transistor Q2 in Fig. 2 nicht leitend ist. Wenn der Transistor Q2 abgeschaltet ist, lädt der abnehmende Strom i&sub4; (Fig. 1d) den Kondensator C2 in Fig. 2 bis zur Zeit t4 in Fig. 1d auf, was in der Mitte des Rücklauf-Intervalls auftritt, wenn die Ströme i&sub1; und i&sub4; Null werden. Im Ergebnis erreicht die Spannung V&sub2; in Fig. 1e ihre Spitzen-Amplitude in der Mitte des Rücklaufs. Während der zweiten Hälfte des Rücklaufs entlädt der negative Strom i&sub4; in Fig. 1d, der zunehmend negativer wird, den Kondensator C2 in Fig. 2, bis die Spannung V&sub2; negativ wird. Wenn die Spannung V&sub2; ausreichend negativ wird, beginnt die Diode DQ2 zu leiten und klemmt die Spannung V&sub2; auf eine Spannung von -0,6 Volt, die Vorwärts-Spannung der Diode DQ2.
• Die Korrektur der äußeren Kissenverzerrung erfordert eine höhere Amplitude des Ablenkstroms i&sub2; bei den Ablenkzeilen in der Mitte des Rasters als oben oder unten. Beim Raster oben wird der Transistor Q2 zur Zeit t&sub2; in Fig. 1a abgeschaltet, das ist am frühesten. Die Spannung V&sub2; in Fig. 1e beginnt nach der Zeit t&sub2; zuzunehmen. Nach Auftreten der Mitte des Rücklaufs nimmt die Spannung V&sub2; ab, bis sie zur Zeit t&sub6; Null wird. Da der Transistor Q2 zur Zeit t&sub2; oben beim Raster abgeschaltet ist, ist die Spitzen-Amplitude der Spannung V&sub2; auf einem Maximum; demzufolge ist die Spitzen-Amplitude der Spannung V&sub4; in Fig. 1f auf einem Minimum. Von oben zur Mitte des Rasters wird die durch die fallende Flanke der Spannung V&sub3; in Fig. 1a bestimmte Abschaltzeit des Transistors Q2 zunehmend innerhalb des Intervalls t&sub2; - t&sub3; verzögert. Das Ergebnis ist eine abnehmende Spitzen-Amplitude der Spannung V&sub2; in Fig. 2, eine zunehmende Spitzen-Amplitude der Spannung V&sub4; und eine zunehmende Spitzen-Amplitude des Ablenkstroms i&sub2;. In der Mitte des Rasters beginnt die Spannung V&sub2; zur Zeit t&sub3; in Fig. 1e zuzunehmen und wird zur Zeit t&sub5; jeder Horizontal-Periode Null. Von der Mitte des Rasters nach unten wird die Abschaltzeit des Transistors Q2 in Fig. 2 zunehmend von der Zeit t&sub3; zur Zeit t&sub2; in Fig. 1a vorgeschoben, was zu einer zunehmenden Spannung V&sub2; in Fig. 2, einer abnehmenden Spannung V&sub4; und einem zunehmenden Ablenkstrom i&sub2; führt. Somit ist der Ablenkstrom i&sub2; proportional zur Rücklauf-Spannung V&sub4; und umgekehrt proportional zur Rücklauf-Spannung V&sub2;, die in Übereinstimmung mit dem Abschalt-Augenblick des Transistors Q2 moduliert wird.
• Die fallende Flanke der Spannung V&sub3; in Fig. 1a wird in parabelförmiger Weise mit einer Vertikal-Rate phasenmoduliert, um die in Verbindung mit den Wellenformen 1b, 1f und 1h gezeigten Einhüllenden mit vertukaler Rate zu erhalten. Vorteilhafterweise moduliert die Änderung der Abschaltzeit des Transistors Q2 in Fig. 2 auch die Zeit, wenn die Spannung V&sub2; in Fig. 1e nahe dem Ende des Rücklaufs Null wird.
• Die Mitte der Rücklauf-Impuls-Wellenform der Spannung V&sub2; während des Horizontal-Rücklaufs wird während der gesamten Vertikal-Abtastung relativ zur Mitte der Horizontal-Rücklaufzeit t&sub4; gleich gehalten. Somit werden die Spannungen V&sub4; und V&sub2; in Fig. 2 in Phase in bezug auf die Spannung V&sub1; gehalten. Daraus folgt vorteilhafterweise, daß das Signal Hr in Phase mit dem Ablenkstrom i&sub2; gehalten wird.
• Das über der Wicklung W&sub2; erzeugte Signal Hr liefert die Phaseninformation der Phase des Ablenkstroms i&sub2;. Das Signal Hr wird der Stufe 101 zugeführt, um den Horizontal-Oszillator der Stufe 101 mit Synchronimpulsen HS des Videosignals zu synchronisieren. Da der Kondensator C2 die Wicklung W&sub1; mit der Wicklung LH verbindet, um eine kombinierte Resonanzschaltung zu bilden, ist die Phaseninformation des Signals Hr weitgehend identisch mit der des Ablenkstroms i&sub2;. Ein weiterer Vorteil wird durch die Schaltoperation des Transistors Q2 dadurch erzielt, daß keine induktiven Komponenten in Reihe mit dem Transistor Q2 geschaltet werden müssen. Auch führt der Schaltbetrieb des Transistors Q2 zu einem geringeren Leistungsverlust im Transistor Q2. Daher benötigt der Transistor Q2 keine Wärmeableitung. Ein zusätzlicher Vorteil gegenüber anderen Ost-West-Schaltungen, wie z.B. einem üblichen Dioden-Modulator, besteht darin, daß der Ablenkstrom i&sub2; während der zweiten Hälfte des Hinlaufs nicht durch eine Zeilen-Diode fließt, was zu niedrigeren Ablenkverlusten und einem niedrigeren asymmetrischen Linearitätsfehler führt.
• Wie zuvor erklärt wurde, wird die Ablenkschaltung 100 während des Rücklaufs durch den Kondensator C2, der eine hohe Impedanz hat, mit dem Zeilenendtransformator T1 verbunden, nachdem der Transistor Q2 nichtleitend wird. Wenn der Transistor Q2 nichtleitend wird, leiten die die Endanodenspannung gleichrichtenden Dioden, die nicht dargestellt sind. Die hohe Impedanz des Kondensators C2 isoliert weitgehend die Wicklungen LH und W&sub1; bei mit Mäusezahnverzerrung behafteten Frequenzen, die weitgehend niedriger sind als die Rücklauf-Frequenz der Resonanzschaltung 100 während des Rücklaufs; dadurch wird das Auftreten von als Mäusezahn bekannten Verzerrungen verhindert. Die Art, durch die Mäusezahnverzerrungen verhindert werden, wird weiter in der GB-Patentanmeldung 8805758 (EP-A-0 332 091), eingereicht am 10. März 1988 im Namen des gleichen Anmelders mit dem Titel "RASTER DISTORTION CORRECTED DEFLECTION CIRCUIT" beschrieben.
• Der Verbindungsanschluß 50 zwischen den Kondensatoren C1 und C2 wird durch den Transistor Q2 während des ganzen Hinlauf-Intervalls auf Massepotential geklemmt. Daher treten Rasterstörungen, die als "Orgelpfeifen" bezeichnet werden, nicht auf. Rasterverzerrungen vom Orgelpfeifentyp können, wenn eine solche Klemmung nicht verwendet wird, als Ergebnis eines schwingenden Stroms oder durch Überschwingen in dem Primärstrom des Zeilenendtransformators auftreten. Solche Überschwingungen werden unterdrückt, weil der Transistor Q1 durch den Transistor Q2 während des gesamten Hinlauf-Intervalls auf Masse geklemmt wird.
• Vorteilhafterweise können die Zeilen-Dioden DQ1 und DQ2 mit dem entsprechenden Transistor unter Verwendung der integrierten Schaltungstechnik aufgebaut sein, um die Zahl der erforderlichen einzelnen Komponenten weiter zu vermindern.
• Die Ost-West-Steuerschaltung 300 in Fig.2 enthält einen Differentialverstärker, der durch die Transistoren Q3 und Q4 und durch einen Darlington-Ansteuer-Transistor Q5 gebildet wird, der den Schalttransistor Q2 ansteuert. Der Differentialverstärker, der die Transistoren Q3 und Q4 enthält, vergleicht eine vertikal-parabelförmige Spannung V&sub6; mit einem exponentiell geformten Rampenteil V5a einer Spannung V&sub5;, die eine Wellenform hat, die in Fig. 2 dargestellt ist. Die Kreuzungspunkte der verglichenen Spannungen bestimmen das Timing der Steuerspannung V&sub3; in Fig. 1a.
• Um die Spannung V&sub5; in Fig. 2 zu erzeugen, werden die Horizontal-Rücklaufimpulse HW3 in Fig. 2, die in einer-Wicklung W&sub3; des Transformators T1 erzeugt werden, über einen Widerstand R4 einer ZENER-Diode D3 zugeführt. Ein Beschleunigungs-Netzwerk, das einen Kondensator C4, einen Widerstand R5 und eine Diode D2 enthält, erzeugt einen Auftastimpuls VD3 an der Diode D3, dessen Vorderflanke eine schnelle Anstiegszeit hat. Eine schnellere vordere Flanke führt vorteilhafterweise zu einem größeren Dynamikbereich der Ost-West-Steuerschaltung 300. Der Impuls VD3 an der Diode D3 wird über Widerstände R6 und R7 einem Kondensator C5 und einem Widerstand R9 zugeführt, um den exponentiell geformten Rampenteil V5a der Spannung V&sub5; zu erzeugen. Die gepulste Spannung V&sub5;, die einen exponentiell ansteigenden oberen Teil V5a enthält, wird der Basis des Transistors Q4 zugeführt. Eine vertikalfrequente parabelförmige Spannung Vp in Fig. 2, die eine überlagerte Sägezahnspannung enthält, wird von einem gleichstromsperrenden Kondensator Cc einer üblichen Vertikal-Ablenkschaltung 350 der Basis des Transistors Q3 über einen Kondensator C8, einen Widerstand R20 und einen Widerstand R19 zugeführt. Widerstände R14, R15 und R16 liefern eine Gleich-Vorspannung an die Basis des Transistors Q3. Die Spannung V2, die über einen Widerstand R13 der Basis des Transistors Q3 und einem integrierenden Kondensator C6 zugeführt wird, liefert eine negative Rückkopplung, die bewirkt, daß die vertikalfrequente Einhüllende der Spannung V&sub2; der parabelförmigen Spannung Vp folgt, die im Kondensator Cc erzeugt wird.
• Eine Vertikal-Sägezahnspannung VRS, die an einem abtastenden Widerstand Rs erzeugt wird, wird über einen Widerstand R10 und einen Widerstand R9 einem Kondensator C5 zugeführt, um eine Spannung V&sub7; zu erzeugen, die einen exponentiellen ansteigenden Teil mit einer Spitzen-Amplitude hat, die durch die Spannung VRS bestimmt wird. Die Spannung V&sub7; wird der Basis des Transistors Q4 der Steuerschaltung 300 zugeführt. Auf diese Weise wird die Spannung VRS auch über den Kondensator Cc der Basis des Transistors Q3 zugeführt. Da die Spannung VRS in einer differentiellen Weise zugeführt wird, wird die Spannung VRS daran gehindert, den Schaltbetrieb der Transistoren Q3 und Q4 nennenswert zu beeinflussen. Eine vertikal-parabelförmige Spannung V&sub6;, die an der Basis des Transistors Q3 erzeugt wird, wird mit der Horizontal- Rampenspannung V&sub5; verglichen. Die Kreuzungapunkte der Spannungen V&sub5; und V6 bestimmen das Timing der Vorder- und Hinterflanke. der Spannung V&sub3;, was zuvor erwähnt wurde.
• Der exponentiell geformte Rampenteil V5a der Spannung V&sub5; linearisiert die Ost-West-Modulatorschaltung 200 durch Kompensation des abnehmenden Pegels des Stroms i&sub1; in Fig. 1b während des Rücklaufs. Die Linearisierung erfolgt, weil ein kleiner Betrag der Modulation der Spannung V&sub3; nahe der Zeit t&sub2; in Fig. 1a zu einer höheren Amplituden-Modulation der Spannung V&sub2; in Fig. 1e führt als der gleiche Modulations-Betrag der Spannung V&sub3; nahe der Zeit t&sub3; in Fig. 1a. Dies ist so, weil die Amplitude der Ströme i&sub1; und i&sub4; in Fig. 1b bzw. 1d zur Zeit t&sub2; höher ist als zur Zeit t&sub3;, und weil die Spannung V&sub2; proportional zu dem Wert von i4 . dt ist. Die exponentiell geformte Rampenspannung V&sub5; ist nahe der Zeit t&sub2; steiler als zur Zeit t&sub3; in fig. 1g. Demzufolge ist für eine gegebene Spannungsänderung an der Basis des Transistors Q3 die Modulation der Spannung V2 um die Zeit t&sub2; kleiner als um die Zeit t&sub3;. Somit linearisiert der exponentiell geformte. Rampenteil V5a der Spannung V&sub5; den Betrieb der Ost- West-Raster-Korrekturschaltung 200. Der Widerstand R15 hebt den Gleichstrom-Durchschnitt der Spannung V&sub5; an. Die Kompensation von Bildbreitenänderungen als Funktion des Strahlstroms, die als Anti-Atmung bezeichnet werden können, kann über die Basis des Transistors Q3 erfolgen.
• Der Transistor Q5 in Fig. 2, dessen Basis mit der Verbindung eines Last-Widerstandes R12 und eines Kollektors des Transistors Q3 verbunden ist, führt eine Basis-Ansteuerung zum Transistor Q2 von einem Last-Widerstand R17 zu, der mit dem Kollektor des Transistors Q5 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q5 ist über eine Parallelanordnung eines Kondensators C7 und eines Widerstandfs Rf verbunden, um einen schnellen Übergang eines fallenden Flankenteils der Spannung V3 zu erzeugen, um eine schnelle Abschaltung des Transistors Q2 zu erhalten. Die schnelle Abschaltung erlaubt eine Unterbrechung des Stroms i&sub3; unmittelbar nach der Zeit t&sub1; in Fig. 1c und erlaubt die Verwendung des vollen Modulationsbereiches zwischen der Zeit t&sub1; und t&sub4;. Wie veranschaulicht, ist die Abschaltverzögerung des Transistors Q2 in Fig. 2 kleiner als eine Mikrosekunde. Die Verwendung eines MOSFET anstelle von Q2 kann ferner die Abschaltverzögerung vermindern. Das schnelle Abschaltmerkmal kann meiner Situarion erwünscht sein, die einen Ablenkstrom mit einer höheren Frequenz von beispielsweise 2xfH erfordert.
• Eine Schutz-Diode D1, die ein Merkmal der Erfindung verkörpert, liegt zwischen dem Kollektor des Transistors Q2 und einem Anschluß W1a der Primärwicklung W&sub1; des Transformators T1. Die Diode D1 schützt den Transistor Q2 gegen eine übermäßige Spitzenspannung, die auftreten kann, wenn der Strom am Anfang eingeschaltet wird. Der Transistor Q2 wird durch die Diode D1 geschützt, die die Spannung V&sub2; auf ein Maximum von 350 V begrenzt. Der Transformator T2 hat vorzugsweise ein Isolationsvermögen von 400 V zwischen den Primär- und Sekundärwicklungen.
• Ein Fernbedienungsempfänger 201 erzeugt ein Ein/Aus-Steuersignal 201a, das einem Ein/Aus-Transistorschalter Q7 und einem +12 V-Regler zugeführt wird. Wenn der Transistor Q7 nichtleitend ist während eine Ausgangs-Versorgungsspannung +12V erzeugt wird, die bewirkt, daß die Phasensteuerstufe 101 während des Einschaltens mit Strom versorgt wird. Wenn der Transistor Q7 leitend ist, wird die Stufe 101 abgeschaltet, was den Bereitschaftsbetrieb bewirkt. Während eines Übergangs zum Bereitschaftsbetrieb bewirkt die Phasensteuerstufe 101, die der Basis des Transistors Q6 die Basis-Ansteuerung zuführt, daß der Ansteuer-Transistor Q6 des Transformators T2 abgeschaltet wird.
• Beispielsweise nach dem Übergang vom Normalbetrieb zum Bereitschaftsbetrieb kann noch in der Primärwicklung T2a des Transformators T2 in Fig. 2 Energie gespeichert sein. Diese Energie kann fortfahren, Basis-Strom ib im Ablenk-Transistor Q1 zu erzeugen, bis die Größe der Spanuung 101a an der Primärwicklung T2a des Transformators T2 auf Null abnimmt. Als Folge kann ein End-Ablenkzyklus mit einer ausgedehnten aber undefinierten Zeitdauer erzeugt werden, die endet, wenn der Transistor Q1 aufhört zu leiten. Demzufolge können die Strome i&sub1;, i&sub2; und i&sub3; übermäßig zunehmen und die Transistoren Q1 und Q2 zerstören.
• Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird zur Verhinderung einer solchen Möglichkeit das Ein/Aus-Steuersignal 201a über einen Widerstand R81 und einen Leiter 555 der Basis-Elektrode eines Transistors Q5 zugeführt, der eine Basis-Ansteuerung für den Transistor Q2 vorsieht, wodurch eine Abschaltung des Transistors Q2 unmittelbar nach dem Übergang von Strom-Ein auf Bereitschaft bewirkt wird. Da beide Transistoren Q1 und Q2 in Reihe geschaltet sind, bewirkt die Abschaltung des Transistors Q2, daß der Strom in beiden Transistoren aufhört. Somit werden die Transistoren Q1 uns Q2 geschützt. Eine solche schnelle Abschaltanordnung kann jedoch eine schnelle Leuchtfleck-Unterdrückungs-Schaltung erfordern, um eine leuchtfleckbezogene Beschädigung der CRT zu verhindern, was nicht dargestellt ist.
• In einer alternativen Schutzanordnung, die ein weiteres Merkmal der Erfindung verkörpert, bei der die erwähnte schnelle Leuchtfleck-Unterdrückungs-Schaltung vorteilhafterweise nicht erforderlich ist, ist auch in Fig. 2 dargestellt. Bei einer solchen bevorzugten Anordnung ist eine Rückkopplungs-Anordnung, die eine Serienanordnung aus einer Diode D10 und einem Widerstand R91 enthält, zwischen dem Emitter des Transistors Q2, wie durch die gestrichelte Linie dargestellt ist, und der Basis des Transistors Q5 über einen Leiter 555 angeordnet. Wenn eine solche Rückkopplungs-Anordnung verwendet wird, wird der Emitter des Transistors Q2 über einen stromabtastenden Widerstand R101 mit Masse verbunden, was bewirkt, daß der Strom i&sub3; über dem Widerstand R101 abgetastet wird. Eine resultierenden Spannung Voc, die an dem Widerstand R101 erzeugt wird, steuert die Basis-Spannung des Transistors Q5. Wenn die Spannung Voc am Widerstand R101 1,8 V überschreitet, wird der Transistor Q5 durch die Spannung Voc eingeschaltet und vermindert die Basis-Ansteuerung des Transistors Q2. Somit wird der Strom i&sub3; auf eine Spitze von 1,89 Ampère begrenzt, wenn beispielsweise der Widerstand R101 gleich 1 Ohm ist.
• Die von der Diode D10 und dem Widerstand R91 erzeugte Rückkopplung schützt vorteilhafterweise beide Transistoren Q1 und Q2, die während des Betriebs in Reihe geschaltet sind, und insbesondere während des Übergangs vom Einschalt- zum Bereitschaftsbetrieb. Es sollte verstanden werden, daß eine solche Rückkopplungs-Anordnung auch zusammen mit oder anstelle der Anordnung verwendet werden kann, bei der das Signal 201a der Basis des Transistors Q5 zugeführt wird, was zuvor erläutert wurde. Wenn beispielsweise beide Anordnungen gemeinsam verwendet werden, kann der Strom i&sub3; weitgehend auf beispielsweise Null vermindert werden, um den erforderlichen Überstromschutz vorzusehen oder um einen Ein/Aus-Betrieb vorzusehen.
• Fig. 3a veranschaulicht eine Einhüllende einer Wellenform des Stroms i&sub3; von Fig. 1 unmittelbar nach entsprechenden Übergängen zwischen Normal-Einschaltbetrieb und Bereitschaftsbetrieb ohne die Schutzschaltung, die auftreten würde, wenn der Leiter 555 abgeschaltet würde, um den Betrieb der Schutzschaltung unwirksam zu machen. In gleicherweise veranschaulicht Fig. 3b die Einhüllende der Wellenform des Stroms i&sub3; in Fig. 2, wenn der Leiter 555 so angeschlossen wird, daß der Betrieb der Schutzschaltung wirksam wird. Es sei bemerkt, daß der Strom i&sub3; in Fig. 3b auf das Maximum von 1,8 Ampère begrenzt ist. In gleicher Weise veranschaulicht Fig. 3c eine Einhüllende, wenn die Schutzschaltung unwirksam ist, und Fig. 5d veranschaulicht die Einhüllende, wenn die Schutzschaltung wirksam ist.

Claims (3)

1.) Fernseh-Ablenkschaltung, umfassend:

eine Ablenk-Resonanzschaltung mit einer Ablenkwicklung und einer Rücklauf-Kapazität;

eine Quelle für ein erstes Eingangssignal mit einer Frequenz, die auf eine erste Ablenkfrequenz bezogen ist;

einen ersten Transistor, der als Schalter arbeitet und auf das erste Eingangssignal anspricht, und der mit der Ablenk-Resonanzschaltung verbunden ist, um einen Ablenkstrom in der Ablenkwicklung mit der ersten Ablenkfrequenz zu erzeugen;

einen zweiten Transistor, der mit der Ablenk-Resonanzschaltung und dem ersten Transistor verbunden ist, so daß während eines gegebenen Ablenkzyklus der erste und der zweite Transistor leitend sind, um einen Reihenweg für Strom zu bilden, der durch ihre haupt-stromführenden Wege verläuft;

eine Quelle für eine Eingangs-Versorgungsspannung, die mit dem ersten und zweiten Transistor verbunden ist, um einen Strom zu erzeugen, der durch beide Transistoren fließt, wenn beide Transistoren leitend sind;

eine Quelle für ein zweites Modulationssignal, die mit dem zweiten Transistor verbunden ist, um das Leiten von diesem in Übereinstimmung mit dem zweiten Signal zu modulieren; gekennzeichnet durch:

Mittel (201, 555), die auf einen Überspannungs-Zustand ansprechen, um ein Steuersignal zu erzeugen, das einem Steueranschluß (Basis) des zweiten Transistors (Q2) zugeführt wird, um den Stromfluß durch die beiden Transistoren (Q1) und (Q2) weitgehend zu vermindern, wenn das Steuersignal erzeugt wird.

2.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die das Steuersignal erzeugenden Mittel (D10, 555) auf den Strom (i3) ansprechen, der in dem zweiten Transistor (Q2) fließt, um das Steuersignal zu erzeugen, wenn die Größe des in dem zweiten Transistor fließenden Stroms größer als ein vorgegebener Wert wird.

3.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch Qekennzeichnet, daß die das Steuersignal erzeugenden Mittel einen Widerstand (R101) umfassen, der in Reihe mit dem ersten (Q1) und dem zweiten (Q2) Transistor geschaltet ist.