CN1018040B - 偏转电路的保护装置 - Google Patents

Abstract

水平偏转电路(250)的偏转开关Q₁接于含有水平偏转线圈(L_H)和第一回扫电容(C₁)的回扫谐振电路(100)上、回扫变压器初级(W₁)接于偏转开关(Q₁)和回扫谐振电路的接点(Q₁)的集电极。借助于导通时间在水平回扫期间以抛物线方式的帧频进行相位调制的双向第二开关(Q₂)产生东-西调制电流。在整个回扫期间，第二开关(Q₂)与偏转开关(Q₁)串联连接。为防止出现过电流状态，第二开关(Q₂)中的电流超过第一预定值时，第二开关(Q₂)截止，切断流过偏转开关(Q₁)的电流。此外，二极管(D₁)联接于变压器初级(W₁)的中间抽头和偏转开关(Q₁)与第二开关(Q₂)的接点之间，用以阻止第二开关(Q₂)产生过电压状态。

Description

本发明涉及一种偏转电路的保护装置。

本发明可用于这样一种偏转电路，例如，为了校正光栅失真而在相当宽的范围内改变或调制偏转电流幅值的偏转电路。为了校正如外部和内部的东-西（east-west）枕形失真等目的，需要调制偏转电流的幅值。

典型地，一种水平偏转电路包括含有第一偏转开关的输出级，水平偏转线圈和在每一扫描期间给偏转线圈提供偏转电流的扫描电容。第一回扫电容在回扫期间偶合到偏转线圈两端，以形成回扫谐振电路。通过回扫变压器在回扫期间补充能量。在使用本发明的水平偏转电路中，在回扫期间 通过第二双向调制开关的操作形成调制开关电流。连接于含有第一回扫电容的回扫谐振电路的第二调制开关，在水平回扫期间有一和帧频抛物线电压一致的调相导通时间。第二回扫电容器并联于第二调制开关上。第二调制开关在扫描期间是导通的，在回扫期间内的一个可控时刻截止。导通时，第二调制开关形成跨接于第二回扫电容上的低阻抗，将第二回扫电容器上的电压箝位于零。如此，在回扫的部分期间内，当第二调制开关不导通时，在第二回扫电容器两端产生一个幅度可控的且宽度可变的可控回扫脉冲电压。第二回扫电容器的两端的回扫电压引起产生于第一回扫电容两端的回扫电压幅值的改变，如此，提供一个需要的偏转线圈电流调制，以校正外部和内部的枕形失真。

第一与第二开关可分别由第一与第二晶体管开关形成，它们在给定的偏转周期的部分期间内是串联的。这就希望保护第一与第二晶体管开关以防过电流损坏，也希望保护第一与第二晶体管开关以防过电压损坏。

使用本发明特征的电视偏转装置包括含有偏转线圈和回扫电容的偏转谐振电路。提供有具有与第一偏转频率相关的频率的第一输入信号源。起开关作用并响应第一输入信号和联接于偏转谐振电路的第一晶体管开关用来在偏转线圈中产生有第一偏转频率的偏转电流。起开关作用的第二晶体管与谐振电路及第一晶体管联接，以使得在给定的偏转周期中，第一及第二晶体管是导通的并呈串联连接。输入供电电压源与第一及第二开关相连，用以在第一及第二晶体管开关导通并呈串联连接时，产生流过第一及第二晶体管开关的电流。第二调制信号源与第二晶体管相连，以按照第二信号调制其导通，产生连接于第二晶体管开关的控制端的一个控制信号。当控制信号产生时，该控制信号使流过第一及第二晶体管开关的电流显著减少。

按照本发明的另一特点是，一个开关装置联接于第一和第二晶体管之间的端子上，以提供过电压保护。

附图中：

图1a-1h是用来解释图2电路的理想波形图;

图2为使用本发明的偏转电路，其中包括了外部枕形失真校正装置;

图3a-3d是用来解释图2电路的电流保护特性的波形图。

使用本发明的图2中的水平偏转电路250在例如型号为A66EAS00×01型的FS彩色阴极射线管（CRT）上提供水平偏转。电路250含有一个以水平频率fH操作的开关晶体管Q₁和一个反串联的阻尼二极管DQ₁，二者被作成一片集成电路。回扫电容C₁与晶体管Q₁和二极管DQ₁并联。偏转线圈L_H与S形扫描电容C₅串联，形成一个与晶体管Q₁、二极管DQ₁以及回扫电容C₁之中的每一个并联连接的支路，形成在水平回扫期间的回扫谐振电路100。

含有图中未示出的水平振荡器和相位检测器的相位控制级101响应水平同步信号Hs，例如，信号Hs可从图中未绘出的电视接收机的视频检测器取得。101级通过晶体管Q₆把驱动电压101a加在驱动变压器T₂的初级线圈T₂a，驱动变压器T₂的初级与次级线圈12b相偶合。线圈T₂b通过含有电阻R₁、R₂的分压器联接于晶体管Q₁的b-e结，从而产生具有水平频率f_H的基极驱动电流ib。回扫变压器T₁的初级线圈W₁联接于电源的B⁺和晶体管Q₁的集电极之间。变压器T₁的次级线圈W₂与101级相连，提供反馈回扫信号Hr，以产生使线圈L_H内的水平偏转电流i₂和信号Hs同步的驱动电压101a。

使用本发明特征的被开关的光栅校正电路200，包括控制开关晶体管Q₂的开关时间的东-西控制电路300。在整个扫描期间，晶体管Q₂是导通的，而在回扫期间内的可控时刻截止。晶体管Q₂的集电极连接于晶体管Q₁的发射极和回扫电容C₁之间的接点50上。晶体管Q₂的发射极通过小电流取样电阻R₁₀₁接地。与晶体管Q₂并联的阻尼二极管DQ₂与晶体管Q₂构成一块集成电路。第二回扫电容C₂连接于晶体管Q₂的集电极和接地导体之间，在变压器T₁的绕组W₄上产生的回扫电压Vr提供用于在超高压电源556中产生超高压的高压、超高压电源556含有图中未绘出的整流二极管。

用于解释目的的第一个假设的例子代表第一种极端工作状态，在这种状态中，在整个扫描和回扫期间内晶体管Q₂保持导通。在这种情况下，偏转电路250以公知方式但无东-西校正产生偏转电流 i₂。正如以下相继解释的，这种情况下电流i₂具有最大的峰-峰幅值。

用于解释目的的第二个假设例子代表第二种极端工作状态，在这种状态下，开关晶体管Q₂在整个回扫期间是截止的。在第二个例子中，在回扫期间内形成一对谐振电路。第一谐振电路即图2中的回扫谐振电路100，包括回扫电容C₁，线圈L_H和扫描电容Cs。第二谐振电路包括回扫变压器绕组W₁和串联连接的回扫电容C₂。另外要考虑，这对回扫谐振电路中的每一个都调谐到低于所需正常回扫频率的频率上。将谐振电路联接起来以形成组合谐振电路。因此，产生的组合谐振电路的公共回扫频率高于单个谐振电路的回扫频率，并使其等于所需正常回扫频率，例如在PAL系统中为43KHz

如前所述，变压器T₁的第二绕组W₂提供水平同步回扫信号Hr。信号Hr的每个脉冲代表偏转线圈L_H的回扫间隔。水平同步信号Hr连接到相控级101，用以提供反馈同步信息。包含于信号Hr脉冲内的同步信息表示出偏转线圈L_H内的电流i₂的相位。信号Hr和水平同步脉冲Hs用来调整包含于101级之内的水平振荡器输出信号的相位和频率。

在第二个假设的例子中，变压器的初级绕组W₁通过包括电容C₁C₂的容性电压分压器联接于回扫谐振电路100，以形成组合谐振电路。组合回扫谐振电路能正确同步，从而不产生鼠齿失真。形成这种组合谐振电路的优点在P、E、Haferl的美国专利4，634，937，标题为“东-西校正电路”（East-West Correction Circuit）中作了详细说明。

在扫描期间，绕组W₁中的电流i₁经晶体管Q₁，然后经Q₂流到地。在回扫期间，流经电容C₁的电流i₁作为回扫电流i₄也流经电容C₂，从而在回扫电容C₂两端产生回扫电压V₂。

在串联的电容C₁、C₂两端建立的回扫电压V₁的幅值通过调节B⁺而稳定。因此有利的是，电压V₁基本上不受东-西调制影响。所产生的跨接于绕组L_H和电容C₁两端的回扫电压V₄确定偏转电流i₂的幅值。回扫电压V₄等于回扫电压V₁减去回扫电压V₂。因为在晶体管Q₂不导通时，在回扫的第二部分期间内，晶体管Q₂的电流i₃为零，回扫电流i₁基本上全部作为电流i₄流经电容C₂并产生回扫电压V₂。由此可见在第二个假设的例子中，引时在整个回扫期间晶体管Q₂是不导通的，电压V₂有一个最大幅值。故在第二个假设的例子中，电压V₄的幅值最小，偏转电流i₂也最小。

在第一个半回扫期间内，通过调制晶体管Q₂的截止时刻，实现偏转电流的调制，从而使鼠齿失真减少。通过选择电容C₁的值，例如约为电容C₂的两倍，选择绕组W₁的电感值约为绕组L_H电感的两倍，使得在晶体管Q₂为导通时的第一回扫部分期间内与在晶体管Q₂为截止时的第二回扫部分期间内的回扫频率保持相同。因而，与偏转电流i₂的相位有关的绕组W₁内电压V₁的相位不受晶体管Q₂导通状态的影响。因为在回扫期间，回扫时间与由变压器T₂的绕组W₄的电压V₁产生的回扫电压Vr基本不受晶体管Q₂的导通状态影响，因此，截止时刻的调制是允许的。

图1a-1h是用来解释图2电路工作的理想波形图。在图2中与图1a-1h中相同的符号和数字表示同一项目或功能。

图2的东-西控制电路300产生驱动晶体管Q₂基极的脉冲电压V₃。电压V₃使晶体管Q₂在整个扫描期间内处于导通状态。在回扫期间，电压V₃的下降沿在图1a的t₂-t₃范围内进行相位调制。因此，图2的开关晶体管Q₂在图1a的时刻t₂之前是导通的，在t₂时刻之后的t₂-t₃的范围内的相位调制时刻变为截止。当导通时，晶体管Q₂将回扫电压V₂筘位到零并改变电压V₂产生的时刻。

图2中的变压器T₁的绕组W₁内的电流i₁流入含有绕组L_H和电容C₁的谐振电路100。当图2中的晶体管Q₂不导通时，电流i₁从谐振电路100分路，并形成电流i₃和i₄。当晶体管Q₂变为截止时，图1d中减小着的电流i₄向图2中的电容C₂充电直至图1d的时刻t₄为止，这发生在回扫期间中点，此时电流i₁和i₄变为零。因此，在回扫期间的中点，图1e的电压V₂达到它的峰值。在第二半回扫期间内，图1d的负电流i₄向负方向增加而更负，使图2的电容器C₂放电直至电压V₂变负。当电压V₂足够负时，二极管DQ₂开始导通并将电压V₂筘位到-0.6V，即期正向压降。

外部枕形失真的校正在光栅中部的扫描线上比在顶部或底部的扫描线上需要更大幅值的偏转电流i₂。在光栅中部，晶体管Q₂在图1a的t₂时刻截 止，即截止最早。t₂之后，图1e的电压V₂开始增加。回扫中心之后，电压V₂减小直至t₆时刻变为零。由于在光栅的顶部，晶体管Q₂在时刻t₂截止，电压V₂的峰值幅度最大。因而，图1h中的电压V₄的峰值幅度最小。从光栅顶部到光栅的中部，由图1a的电压V₃的下降沿决定的晶体管Q₂的截止时间在t₂-t₃间隔内逐渐延迟，结果使图2的电压V₂的峰值幅度减小，使电压V₄的峰值幅度增加，偏转电流i₂的峰值幅度增加。在光栅中部，电压V₂在图1e的时刻t₃开始增加，并在每一水平周期的t₅时刻变为零。从光栅中部到底部，图2的晶体管Q₂的截止时间逐渐从图1a的t₃提前至t₂，从而使图2的电压V₂增加，电压V₄减小，偏转电流i₂减小。因而，偏转电流i₂正比于电压V₄，反比于按晶体管Q₂的截止时刻调制的回扫电压V₂。

图1a的电压V₃的下降沿以抛物线方式按帧频进行调制，以获得波形1e，1f和1h共同示出的帧频包络线。有利地是，图2的晶体管Q₂的截止时间变化也调制图1e中的电压V₂在接近回扫结束变为零时的时间。

在水平回扫期间内，电压V₂的回扫脉冲波形的中心相对于整个垂直扫描期间的水平回扫时间t₄的中心维持相同。因此，图2中的电压V₂和V₄与电压V₁保持同相。由此可见，信号Hr与偏转电流i₂保持同相，这是有利的。

所产生的跨接于绕组W₂两端的信号Hr提供偏转电流i₂相位的相位信息，信号Hr加到101级上，用以使101级的水平振荡器与视频信号的同步脉冲Hs同步。由于电容C₂连接绕组W₁至绕组L_H以形成组合谐振电路，信号Hr的相位信息基本上与偏转电流i₂的相同。借助于晶体管Q₂的开关操作提供的其它优点是，不需要感性元件和晶体管串联。同时，晶体管Q₂的开关操作还使晶体管Q₂为低功率消耗。因此，晶体管Q₂可以不需要散热器。比起其它的东-西电路（例如通常的二极管调制器）来，还有一个附加的优点是在第二半扫期间内，偏转电流i₂不流过阻尼二极管，从而使得偏转损耗较低且不对称线性误差较低。

如前所述，在回扫期间，在晶体管Q₂截止之后，偏转谐振电路100经过具有高阻抗的电容C₂与回扫变压器T₁相联。为晶体管Q₂截止时，超高压整流二极管（未画出）导通。在与鼠齿失真有关的频率下，电容C₂的高阻抗基本使绕组L_H和W₁绝缘开来，这一频率大大低于回扫期间谐振电路100的回扫频率，因而阻止了熟知的鼠齿失真的光栅失真的发生。在英国专利申请8805758，申请日为1988年3月10日，题目为“校正光栅失真偏转电路”以相同申请人的名字的申请中进一步说明了防止鼠齿失真的方法。

在整个扫描期间，晶体管Q₂将电容C₁和C₂之间的接点50箝位到地电位，因此不会出现称为“管风琴”（Organ Pipes）的光栅干扰。如果不使用这种箝位，“管风琴”型光栅干扰就会发生，其结果是在回扫变压器初级电流中产生振荡电流或环流。由于在整个回扫期间内晶休管Q₂将晶体管Q₁箝位至地，所以这种环流被抑制。

有利地是，阻尼二极管DQ₁、DQ₂可以使用集成电路技术和相应的晶休管一起制作，从而减少所需要分立元件的数目。

图2中的东-西控制电路300包括一个差动放大器，它由晶体管Q₃、Q₄和驱动开关晶体管Q₂的达林顿（Darlington）驱动器晶体管Q₅组成。含有晶体管Q₃、Q₄的差动放大器将垂直的抛物线电压V₆和电压V₅的指数曲线型的斜线部分V₅a进行比较，电压V₅的波形绘于图2。被比较的电压交点确定了图1a的控制电压V₃的定时。

为了产生图2的电压V₅，在变压器T₁的绕组W₃内产生的图2中的水平回扫脉冲Hw₂通过电阻R₄加至齐纳二极管D₃。含有电容C₄，电阻R₅和二极管D₂的加速网络产生跨接于二极管D₃两端的控制脉冲VD₃，该控制脉冲有一快速上升时间的前沿，其优点是，较快的前沿使东-西控制电路300有较大的动态范围。二极管D₃两端的脉冲VD₃经电阻R₆、R₇加到电容C₅和电阻R₉，从而产生电压V₅的指数曲线的斜线部分V₅a。含有按指数曲线增加的顶部V₅a的脉冲电压V₅加到晶体管Q₄的基极。图2中的含有叠加锯齿波电压的帧频抛物线电压从传统的垂直偏转电路350的隔直电容C₈、电阻R₂₀和电阻R₁₉加至晶体管Q₃的基极，电阻R₁₄，R₁₅和R₁₆为晶体管Q₃的基极提供直流偏压。经电阻R₁₃加至晶体管Q₃的基极和积分电容C₆的电压V₂提供一负反馈，从而产生跟踪电容Cc上产生的抛物线电压VP的电压V₂之 帧频包络。

采样电阻Rs两端的垂直锯齿电压VRs经电阻R₁₀，R₉加到电容C₅。从而产生的具有指数曲线上升部分的电压V₇，其峰值由电压VRs确定。电压VP加至控制电路300中晶体管Q₄的基极。如此，电压VRs经电容Cc也加至晶体管Q₃的基极。由于电压VRs是以差动方式施加的，所以基本阻止了晶体管Q₃、Q₄开关操作的实际影响。在晶体管Q₃的基极上产生的垂直抛物线电压V₆与水平斜波电压V₅进行比较。如前所述，电压V₅和V₆的交点确定了电压V₃的上升沿和下降沿的定时。

在回扫期间，电压V₅的指数曲线的斜线部分V₅a借助于对图1b中电流i₁的减少进行补偿，使东-西调制电路200线性化。线性化的产生是由于：在图1a的时间t₂附近，电压V₃少量的调制比在图1a的时间t₃附近的电压V₃相同量的调制引起图1e中的电压V₂的更大幅值的调量。这是由于图1b和图1a中的电流i₁和i₄各自的幅值在时间t₂时，分别比在时间t₃时更高;还由于电压V₂正此于i₄dt的值。呈指数曲线的斜线部分的电压V₅在图1g中的时间t₂附近比在时间t₃附近更陡。因而，对于晶体管Q₃的基极的给定的电压变化，电压V₃的调整在时间t₂附近就此在时间t₃附近要小，因此，电压V₅的指数曲线斜线部分V₅a使东-西光栅校正电路200的工作线性化。电阻R₁₅提高电压V₅的直流平均电压。作为电子束电流函数的画面宽度变化的补偿（可称为反账缩）可以经过晶体管Q₃的基极施加。

图2中的晶体管Q₅的基极连接在负载电阻R₁₂和晶体管Q₃的集电极之间的结点上，它从联接于晶体管Q₅集电极的负载电阻R₁₇上供给晶体管Q₂基极驱动信号。晶体管Q₅的集电极连接着电容C₇和电阻R₈的并联支路，以产生电压V₃下降沿部分的快速转换，从而得到快速截止的晶体管Q₂。快速截止允许在图1c的时间t₁之后立即截止电流i₃，并允许使用时间t₁和t₄之间的整个调制范围。例如图2中晶体管Q₂的截止延迟小于1毫秒。使用金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）代替Q₂可以进一步减少截止延迟。快速截止的特点要求偏转电流处于较高频率的情况下，例如2xfH。

使用本发明特征的保护二极管D₁联接在晶体管Q₂和变压器T₁的原绕组端子W₁a之间。二极管D₁保护晶体管Q₂免受电源接通时产生的峰值过电压。二极管D₁将电压V₂限制在350V以下，从而保护晶体管Q₂。变压器T₂的初级和次级绕组之间的绝缘性能最好为400V。

摇控接收器201产生通/断控制信号201a，该信号偶合到+12V调节器的通/断晶体管开关Q₇。当晶体管Q₇不导通时，产生+12V的输出电压，该电压使相控级101在通电期间被激励。当晶体管Q₇导通时，101级解除激励，从而处于准备工作状态。在转换到准备工作状态期间，供给晶体管Q₆的基极驱动信号的相控制级101使变压器T₂的驱动器晶体管Q₆截止。

在从正常操作到准备操作转换之后，可能仍有能量贮存在图2中的变压器T₂的原绕组T₂a中。该能量可在偏转晶体管Q₁内继续产生基极电流ib直至变压器T₂的原绕组T₂a上的电压101a的幅值减小到零为止。结果会产生一个具有延长而不确定的时间间隔的最后偏转周期，当晶体管Q₁停止导通时，该周期结束。因而电流i₁i₂和i₃可能大大增加，从而损坏晶体管Q₁、Q₂。

按照本发明的另一特征，为了阻止这种可能性，把通/断控制信号201a经电阻R₃₁和导线555连接到给晶体管Q₂提供基极驱动信号的晶体管Q₅的基极上，从而在电源接通到准备的转换之后，晶体管Q₂立即截止。由于晶体管Q₁和Q₂两者是串联的，晶体管Q₂的截止引起两个晶体管中的电流都停止。因此，晶体管Q₁、Q₂受到了保护。不过，这种快速截止电流可能需要一个快速光点抑制电路，用以防止损坏图中未示出的CRT的电子束光点。

在使用本发明特征的另一种保护电路中，其中可以不需要前述的快速光点抑制电路。图2中也绘出了这种保护电路。在这种最佳实施例中，含有二极管D₁₀和电阻R₉₁的串联支路的反馈电路，经导线555连接在晶体管Q₂的发射极和晶体管Q₅的基极之间，如虚线所示。当使用这种反馈电路时，晶体管Q₂的发射极经电流取样电阻R101接地，从而使加于电阻R101上的电流i₃被取样。电阻R101上产生的电压Voc控制晶体管Q₅的基极电压。当电阻R₁₀₁上的电压Voc超过+1.8V时，晶 体管Q₅被电压Voc导通，从而减少晶体管Q₂的基极驱动信号。例如，当电阻R101等于1欧时电流i₃限定在1.8安的峰值。

有利的是，在操作期间，尤其是在电源由导通到准备的转换期间，由二极管D₁₀和电阻R₉₁提供的反馈保护了串联着的晶体管Q₁和Q₂。应该懂得，这种反馈电路可以代替前述的将信号201a联到晶体管Q₅的基极的电路，或和这种电路共同使用。例如，当两种电路共同使用时，电流i₃可以显著地减小。例如，为了提供所需的过流保护或者提供通/断操作，电流i₃可减小至零。

图5a表明了没有保护电路时的正常操作电源接通状态和准备状态之间对应的转换之后的图2中电流i₃的即时波形包络线。这发生在将导线555拆除从而使保护电路不起作用的条件下。类似地，图5a说明了，当接上导线555，即保护电路能工作时，图2中电流i₃的波形包络线。要注意的是，图5b中的电流i₃限制在1.8安培以下。同样地，图5e说明了，当保护电路拆除时，图2中的电流i₂的包络线;图5d说明了，当保护电路可以工作时，图2中的电流i的包络线。

Claims (16)

1、一种含有保护电路的电视偏转装置，包括：

包括偏转线圈和回扫电容的偏转谐振电路；

具有与第一偏转频率相关的频率的第一输入信号源；

一个作为开关工作的第一晶体管，它响应于第一输入信号并与偏转谐振电路相连，用以在偏转线圈内产生具有第一偏转频率的偏转电流；

一个与偏转谐振电路和第一晶体管相联接的第二晶体管，使得在给定的偏转周期内第一、第二晶体管导通并串联连接；

一个与第一、第二晶体管相连的输入供电电压源，用以在两个晶体管导通并串联连接时产生流过两个晶体管的电流；一个与第二晶体管相连的调制第二信号源，用以按照第二信号调制其导通；其特征在于：

用于产生连接于第二晶体管(Q₃)的控制端(基极)的控制信号装置(201，255)，在第一晶体管(Q₁)通电时，大大减少通过两个晶体管(Q₁、Q₂)的电流。

2、按照权利要求1的装置，其特征在于：所述控制信号产生装置包括通/断控制信号源（201）。

3、按照权利要求1的装置，其特征在于：所述控制信号产生装置包括遥控接收器（201）。

4、按照权利要求1的装置，其特征在于：所述控制信号产生装置（D₁₀、555）响应于流过第二晶体管（Q₂）的电流（i₃），从而当流过第二晶体管电流的幅值大于预定幅值时产生控制信号。

5、按照权利要求1的装置，其特征在于：所述偏转谐振电路（100）包括水平偏转谐振电路（100），在其中调制第二信号（V₃）以帧频抛物线方式变化，以提供东-西枕形失真校正。

6、按照权利要求1的装置，其特征在于：第二回扫电容（C₂）与第一回扫电容（C₁）串联连接，第一晶体管开关（Q₁）具有一个连接在回扫电容（C₁）和第二回扫电容（C₂）之间的相应的主电流导通端。

7、按照权利要求6的装置，其特征在于：第二晶体管（Q₂）具有一个连接在回扫电容（C₁）和第二回扫电容（C₂）之间的相应的主电流导通端（集电极）。

8、按照权利要求7的装置，其特征在于：第二晶体管（Q₂）作为开关工作，从而在具有按照调制第二信号变化的长度的部分回扫期间内，形成跨接于第二回扫电容（C₂）两端的低阻抗。

9、按照权利要求1的装置，其特征在于：所述的控制信号产生装置包括与第一晶体管（Q₂）和第二晶体管（Q₂）相串联的电阻（R₁₀₁）。

10、按照权利要求1的装置，其特征在于：所述的控制信号产生装置提供过电流保护。

11、一种含有保护电路的电视偏转装置，包括：

含有偏转线圈和回扫电容的偏转谐振电路;

一个具有与第一偏转频率相关的频率的第一输入信号;

一个第一电感;

一个响应于输入信号并与偏转谐振电路和第一电感相连的第一晶体管开关，用以在偏转线圈内按给定的偏转周期产生偏转电流，并且在给定的偏转线圈内按给定的回扫期间，在第一电感中产生第一回扫脉冲电压;

一个与偏转谐振电路和第一晶体管开关相连的第二晶体管开关，使得在给定的偏转周期的部分期间内，第一晶体管开关与第二晶体管开关串联连接;

一个与第二晶体管相连的调制第二信号源，用于按照第二信号调制第二晶体管的导通，其特征在于：

开关装置（D₁）具有连接于第一晶体管开关（Q₁）和第二晶体管开关（Q₂）之间的第一端（阳极），还具有导出第一预定电压电平的第二端（阴极），用以在第二晶体管（Q₂）的主电流导通端（集电极）导出的第二回扫脉冲电压（V₂）超过指示过电压状态的第二预定电压电平时，将第二晶体管的主电流导通端（集电极）连接于第二端（D₁的阴极）。

12、按照权利要求11的装置，其特征在于：第一、第二预定电压电平按照第一回扫脉冲电压（V₁）确定，以避免在第二晶体管（Q₂）内出现过电压状态，从而使得在正常工作期间，第二回扫脉冲电压（V₂）不受开关装置（D₁）的影响。

13、按照权利要求11的装置，其特征在于：所述第二端（D₁的阴极）联接在第一电感（W₁）的两端之间。

14、按照权利要求11的装置，其特征在于：所述开关装置包括二极管（D₁），而第一电感包括回扫变压器T₁的初级绕组（W₁）。

15、一种具有保护电路的电视偏转装置，包括：

一个具有与第一偏转频率相关的频率的第一输入信号源;

一个包括偏转线圈和一个回扫电容的谐振电路;

一个响应于第一输入信号并与回扫谐振电路相连的第一开关晶体管，用以在偏转线圈内产生偏转电流，并在给定的偏转周期的回扫期间内，在第一回扫电容上产生第一回扫脉冲电压;

一个与回扫谐振电路相连的第二回扫电容，用以在所述回扫期间内，在第二回扫电容上产生第二回扫脉冲电压;

一个输入供电电压源;

一个负载电路;

一个与输入供电电压源及第一开关晶体管相连的电源电感，用以将第一和第二回扫脉冲电压耦合至负载电路，并在回扫期间内补充回扫谐振电路中的能量损失;

一个具有与第二偏转频率相关的频率的调制第二输入信号源;一个响应于第一、第二输入信号并有一个连接到第二回扫电容上的主电流导通端的第二开关晶体管，用以按照第二输入信号，改变第二回扫脉冲电压的起始时间与第一回扫脉冲电压的起始时间之间的时间差，从而产生偏转电流的调制，其特征在于：

一个响应于流入第二开关晶体管（Q₂）的电流（i₃）的装置（R₁₀₁、D₁₀），用以产生耦合至第二开关晶体管（Q₂）的控制信号，以在第二开关晶体管（Q₂）中的电流（i₃）超过预定幅值时，降低第二开关晶体管的导通性，从而提供过电流保护。

16、一种具有保护电路的电视偏转装置，包括：

一个具有与第一偏转频率相关的频率的第一输入信号源;

一个包括偏转线圈和第一回扫电容的回扫谐振电路;

一个响应于所述第一输入信号，并与谐振电路相连的第一开关晶体管，用以在所述偏转线圈中产生偏转电流，在给定的偏转周期的回扫期间内，在所述的第一回扫电容上产生第一回扫脉冲电压;

一个与所述回扫谐振电路相连的第二回扫电容，用以在所述期间内，在第二回扫电容上产生第二回扫脉冲电压;

一个输入供电电压源;

一个负载电路;

一个与所述输入供电电压源和第一开关晶体管相连的电源电感，用以在回扫期间内，将第一、第二回扫脉冲电压耦合至负载电路上，并补充回扫谐振电路的能量损失;

一个具有与第二偏转频率相关的频率的调制第二输入信号源;

一个响应于所述第一、第二输入信号的第二开关晶体管，它具有一个连接在第二回扫电容上的主电流导通端，用以按照所述第二输入信号，改变第二回扫脉冲电压的起始时间和第一回扫脉冲电压的起始时间之间的时间差，产生对所述偏转电流的调制，其特征在于：

一个连接于第二开关晶体管（Q₂）的控制端（基极）的通/断控制信号（201a）源（201），使得在断电操作模式时，通过将第二开关晶体管（Q₂）截止，来停止偏转电流（i₂）的产生，而在通电操作模式时，通过使第二开关晶体管（Q₂）的整流工作，来产生偏转电流（i₂）。

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