JP3230717B2

JP3230717B2 - 水平偏向高圧発生回路

Info

Publication number: JP3230717B2
Application number: JP07971994A
Authority: JP
Inventors: 茂柏木; 克宏益山
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1994-03-25
Filing date: 1994-03-25
Publication date: 2001-11-19
Anticipated expiration: 2016-11-19
Also published as: JPH07274030A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン受像機等
における受像管の電子ビームを水平方向に偏向すると共
に、同時に受像管の陽極に供給する高圧を発生する水平
偏向高圧発生回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５に従来の水平偏向高圧発生回路の一
例を示す。ここで、１は図示しない前段からの励振波形
Ｖ１に応じてスイッチング作用を行う水平出力トランジ
スタ、２，３はダンパーダイオード、４，５は帰線共振
コンデンサ、６は水平偏向コイル、７はＳ字補正コンデ
ンサ、８はフライバックトランス、９は高圧整流ダイオ
ードである。このような回路において、フライバックト
ランス８の一次巻線８ａの一端に直流電源Ｅｂを接続す
ると、よく知られた原理により、偏向コイル６には水平
偏向周期のノコギリ波電流Ｉｙが流れ、水平出力トラン
ジスタ１のコレクタには正弦半波のパルスＶｃが発生す
る。このパルスＶｃはフライバックトランス８の二次側
８ｂに昇圧された後、高圧整流ダイオード９で整流され
て直流高圧ＨＶとなり、図示しない受像管の陽極に導か
れる。

【０００３】この各々帰線共振コンデンサ４，５と並列
にしたダンパーダイオード２，３を直列に接続し、偏向
コイル６とＳ字補正コンデンサ７の直列回路のコールド
側をこの２つのダンパーダイオードの接続点に接続した
水平偏向回路は、一般にダイオードモジュレータと呼ば
れ、種々の特徴を持っている。その一つは水平振幅を自
在に変えられることである。即ち、図５のＡ点から電流
ｉｗを抜き取ると、その抜き取り量に応じてコンデンサ
５のチャージが減り、その分偏向コイル６とＳ字補正コ
ンデンサ７の直列回路に加わる電圧が増加し、電流Ｉｙ
が増加する。従って、電流ｉｗの量を加減すれば、水平
振幅が調整できることになる。この電流抜き取り回路に
ついては、本発明に直接の影響はないのでその回路の詳
細は省略する。

【０００４】さらに、このダイオードモジュレータの他
の一つの特徴は、高圧負荷電流Ｉａの大小に応じて偏向
コイル電流Ｉｙの値が変わることである。即ち、明るい
信号を受像して受像管陽極電流Ｉａが増えると、Ｖｃの
パルス期間である帰線期間中の一部において、フライバ
ックトランス８の二次，一次電流Ｉp2，Ｉp1が増加し、
これによって帰線期間中の共振コンデンサ４に対するエ
ネルギーの再生作用が少なくなる。この共振コンデンサ
４に蓄えられたエネルギーは、次の走査期間で偏向コイ
ル６に電磁エネルギーとして転換される訳であるから、
結局高圧負荷電流Ｉａが増えると、偏向コイル電流Ｉｙ
の値が減ることになる。

【０００５】これは、例えば、図６に示すように、白の
ウインドウ画面を受像した場合、通常はこの白部分で電
流Ｉａによる電圧降下で、高圧ＨＶが低下して偏向能率
が上がるため、同図破線に示すように、本来方形である
はずの画像が歪んでしまうことになる。しかし、この図
５のダイオードモジュレータ回路では先に説明した原理
でこの現象が防止できる。即ち、図７に示すように、画
像白部分で高圧負荷電流Ｉａが増加して、高圧ＨＶが低
下すると、それに応じて偏向コイル電流Ｉｙの値も低下
するので、画像の歪みは補正される。

【０００６】また、図８は従来回路の他の例を示す回路
図である。この回路は、本出願人が先に提出した整理番
号４０６００００３６（平成６年３月１５日出願）にお
いて発明した、電源チョークコイルや平滑コンデンサを
不要にし、小型軽量化やコスト低減を可能にし、漏洩磁
束による受像機内外に悪影響を及ぼすことがない水平偏
向回路である。ここでは、先の図５に示す回路と異な
り、ダイオードモジュレータ回路を使用していない。即
ち、ここでは、ダンパーダイオード１０と共振コンデン
サ１１は単独で構成され、先と同じ水平出力トランジス
タ１，水平偏向コイル６，Ｓ字補正コンデンサ７，フラ
イバックトランスの一次巻線又はチョークコイル８と共
に、基本的な水平出力回路１２を構成している。一方、
図８において、１４は電子スイッチ，１５は波形発生回
路，１６はフライホイールダイオード，及び１７は再生
ダイオードであって、これら全体で水平出力回路１２の
制御回路１８を形成していて、偏向コイル６に流れる電
流Ｉｙの量を加減する。

【０００７】図８に示す回路の動作状態を図９を用いて
説明する。まず、図９（Ａ）は電子スイッチ１４を制御
する励振波形Ｖｄであって、これは受像機の他の部分か
ら得た水平走査に係わる波形Ｖｈから波形発生回路１５
で作られる。そして、この励振波形Ｖｄのｔ１の部分で
電子スイッチ１４がオフ状態になり、そのオンからオフ
に転じる時刻Ｔを前後できるものとする。図９（Ｂ）は
水平出力トランジスタ１のコレクタパルスＶｃであり、
そのパルス期間ｔｒは水平偏向の帰線期間となる。図９
（Ｃ）は電子スイッチ１４の出力波形Ｖｏを示すが、こ
れのボトミング時期は励振波形Ｖｄの時刻Ｔに一致す
る。しかし、帰線期間のほぼ中央Ｔｏからは、再生ダイ
オード１７が自動的に導通して電流を電源側Ｅｂに流す
ので、ＶｏのレベルはＥｂと同じくなり、Ｖｏのパルス
幅はＶｄよりその分後の部分が削られてｔ２となる。

【０００８】図９（Ｄ）はトランスの一次巻線８を流れ
る電流Ｉｔを示す。電子スイッチ１４がオン状態である
間は、このＩｔの電流経路は、通常の回路と同じく、電
源Ｅｂから巻線８を通って、トランジスタ１又はダンパ
ーダイオード１０に流れるループである。従って、この
間はよく知られた従来通りの原理で、図のように傾斜電
流が流れる。ところが、時刻Ｔ以降で電子スイッチがオ
フすると、電流は電源からではなく、フライホイールダ
イオード１６を通して流れるようになり、この場合はル
ープ中に起電力がなくなるので、電流Ｉｔは図のように
平坦で一定値を続けるようになる。従って、時刻Ｔが前
の方に位置すれば、この平坦部分が長くなって、Ｉｔ全
体のピーク−ピーク（ｐ−ｐ）値は小さくなり、Ｔが後
の方に位置すれば、Ｉｔのｐ−ｐ値は大きくなる。

【０００９】図９（Ｅ）は偏向コイル電流Ｉｙを示す。
この場合、電流はＳ字補正コンデンサ７から偏向コイル
６を通って、トランジスタ１かあるいはダンパーダイオ
ード１０に流れるループを形成する。このループ中の起
電力は、Ｖｏのような方形波ではなく、Ｓ字補正コンデ
ンサ７両端の電圧Ｖｓであって、これは直流に若干のパ
ラボラ波のリップルが重畳したものである。従って、こ
れによって流れる電流Ｉｙの波形は、Ｉｔのような頂部
がスライスされたノコギリ波ではなく、Ｓ字補正のかか
ったノコギリ波になり、偏向コイル６に流れて正しい水
平偏向動作が行われる。

【００１０】このとき、Ｓ字補正コンデンサの両端電圧
Ｖｓの平均直流電圧値は、方形波Ｖｏの平均値Ｖomに等
しい。このことから、Ｔの位置を動かして平均レベルＶ
omの値を変えてやれば、それに応じてＶｓの値も動き、
結果として偏向コイル６のノコギリ波電流Ｉｙのｐ−ｐ
値も変わることになる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】ここで、図５に示すダ
イオードモジュレータ回路のＢ点に、図８の制御回路１
８の出力Ｖｏを加えてみた場合を考える。これもやは
り、時刻Ｔの時間位置の移動により、偏向コイル電流Ｉ
ｙのｐ−ｐ値が制御できることには変わりない。しか
し、実際にこの回路を構成してみると、先に述べたダイ
オードモジュレータの効果がなくなり、ウインドウ信号
を受信した場合、図６の破線のように画像が歪んでしま
う。これは図１０に示すように、帰線期間ｔｒ中の電流
Ｉｔがその前半部Ｉt1と後半部Ｉt2とで経路が異なるの
に起因する。即ち、実線で表した前半部の電流Ｉt1はフ
ライホイールダイオード１６とトランスの一次巻線８を
通って、２つの共振コンデンサ４，５を流れ、ここには
直流起電力は含まれない。これに対して、破線で表す帰
線後半部の電流Ｉt2は、共振コンデンサ４，５からトラ
ンスの一次巻線８を経て、再生ダイオード１７を通して
電源Ｅｂに戻る。

【００１２】このダイオードモジュレータ回路において
は、帰線期間前半に共振コンデンサ４に蓄えられるエネ
ルギー、即ち電流量に対し、後半で引き出される電流量
がどうなるかで、水平振幅の変調作用が定まる。ところ
が、図１０に示すように、帰線期間前半と後半で電流Ｉ
ｔの経路が異なり、片方にだけ直流電源が加わる形では
この動作が成立しない。以上説明したように、図８に示
すような制御回路１８をダイオードモジュレータ形式の
水平偏向高圧発生回路に適応した場合、偏向コイル電流
Ｉｙのｐ−ｐ値、即ち水平振幅を制御できるが、ダイオ
ードモジュレータ回路の利点の一つを無意味にしてしま
うことになり、何等かの対策が必要とされていた。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、水平偏向周期に同期した
パルスに応じてスイッチング動作を行う水平出力トラン
ジスタと、前記水平出力トランジスタに並列に接続さ
れ、かつ各々に共振コンデンサを並列に接続した複数個
のダンパーダイオードの直列回路と、一方の端子を前記
水平出力トランジスタのコレクタ端子に接続し、他方の
端子を前記ダンパーダイオード間の接続端子に接続した
水平偏向コイルとＳ字補正コンデンサとの直列回路と、
一次巻線の一方の端子を前記水平出力トランジスタのコ
レクタ端子に接続し、二次巻線に受像管の陽極用高圧を
生成する高圧整流ダイオードを接続したフライバックト
ランスと、前記フライバックトランスの一次巻線の他方
の端子と接地の間に接続されたフライホイールダイオー
ドと、前記フライバックトランスの一次巻線と前記フラ
イホイールダイオードとの接続点と、電源との間に接続
された電子スイッチと、水平偏向周期に同期したパルス
を生成することにより、前記電子スイッチを前記水平出
力トランジスタのオン期間に遮断させ、前記水平出力ト
ランジスタがオフとなる時点あるいはその直後に導通さ
せ、かつ、前記電子スイッチを導通状態から遮断状態に
する時刻を制御することができる波形発生回路と、前記
波形発生回路から出力されるパルスを平均化するフィル
タと、前記フィルタの出力と基準電圧とを比較する演算
増幅器と、前記演算増幅器の出力を前記波形発生回路の
基準信号とし、前記波形発生回路の出力が一定となるよ
うに制御する手段とを備えて構成したことを特徴とする
水平偏向高圧発生回路を提供するものである。

【００１４】

【実施例】以下、本発明の水平偏向高圧発生回路につい
て、添付図面を参照して説明する。図１は本発明の基礎
となる構成例を示す回路図、図２は図１に示す回路の動
作を説明するための図、図３は本発明との比較例を示す
回路図、図４は本発明の一実施例を示す回路図である。
図１において、符号１から８は、先に説明した図５の同
一符号を付した部分と同じ働きをするのでその説明は省
略する。また、１６は先の図８における同一符号部と同
じくフライホイールダイオードの役目を果たし、１９は
電子スイッチとしてのｐ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴ
と略記する場合もある）であり、２１，２２はそのバイ
アス抵抗である。さらに、２３，２４はコンデンサ分圧
器を兼ねた補助共振コンデンサ、２５は微分用コンデン
サ、２６は波形整形トランジスタ、２７，２８はそのバ
イアス抵抗、２９は積分用コンデンサ、３０はその充電
用抵抗、３１は放電用抵抗、３２は比較器、３３は直流
阻止用コンデンサである。また、上記した微分用コンデ
ンサ２５〜直流阻止用コンデンサ３３は、ＦＥＴ１９の
オン・オフ動作を制御する方形波を出力する波形発生回
路３４として機能する。

【００１５】図１に示す回路の動作を図２の波形図を用
いて説明する。図２（Ａ）は出力トランジスタ１のコレ
クタに生じるパルスＶｃであって、そのパルス期間ｔｒ
が水平偏向の帰線期間になる。このパルスＶｃを補助共
振用コンデンサ２３，２４で分圧してＶcoとした後、コ
ンデンサ２５で微分してトランジスタ２６に加える。す
ると、トランジスタ２６は帰線期間ｔｒの開始直後の短
い期間だけ導通し、そのコレクタ電位はゼロにボトミン
グし、コンデンサ２９の電荷も抵抗３１を通して放電し
急速にゼロになる。そして、このトランジスタ２６の短
い導通期間が終わると、コンデンサ２９は抵抗３０を通
して電源Ｅから充電され、その端子電圧は徐々に上昇
し、次の帰線期間の始めで再びボトミングする。したが
って、コンデンサ２９の電圧は、図２（Ｂ）に示すよう
なノコギリ波状の電圧Ｖstとなる。

【００１６】このノコギリ波電圧Ｖstは、比較器３２で
参照電圧Ｅrfと比較され、比較器３２の出力は図２
（Ｃ）に示すような方形波Ｖrcとなる。そして、図２
（Ｂ）との関係から判るように、参照電圧Ｅrfのレベル
が上下すると、方形波Ｖrcの始点Ｔの時間位置が前後す
る。この方形波Ｖrcをコンデンサ３３を通して、ＦＥＴ
１２のゲート端子に加えると、そのハイレベル部分ｔof
f で遮断状態になる。また、方形波Ｖrcのｔon部分で
は、ＦＥＴ１９のソース・ドレイン間が導通するので、
そのドレインに表れる出力電圧Ｖｏは、図２（Ｄ）に示
すように、ｔoff 期間でゼロにボトミングし、ｔon期間
に電源電圧Ｅｂになるような方形波となる。勿論、この
ときバイアス抵抗２１，２２はｔonでＦＥＴ１９が導通
し、ｔoff で遮断するゲート電圧レベルになるような値
に定められる。

【００１７】このようにすると、先の図８の場合と同じ
原理で、トランス巻線８の一次巻線８ａを流れる電流Ｉ
ｔは、図２（Ｅ）に示すように、頂部がスライスされた
ノコギリ波電流で、偏向コイル６を流れる電流Ｉｙは、
図２（Ｆ）のＳ字補正のかかったノコギリ波電流とな
り、共に方形波ＶrcあるいはＶｏのｔoff 開始点Ｔの時
間位置によって、そのｐ−ｐ値が変えられる。このと
き、図８の場合とは異なって、本発明の図１に示す回路
は、帰線期間ｔｒの間は、ＦＥＴ１９が導通しているｔ
on期間に入っている。従って、帰線期間ｔｒ中のトラン
ス一次巻線電流Ｉｔは、その前半部も後半部もＦＥＴ１
９を通して電源Ｅｂ側に還流することになり、先に説明
した原理により、図６の破線で示したようなウインド歪
みが発生することはない。なお、帰線期間ｔｒ後半部で
はＦＥＴ１９中の電流がドレインからソースに向かって
ｐ型としては逆方向に流れるが、一般にＭＯＳＦＥＴ
は、バイポーラトランジスタに比べても対称性がよく、
この逆電流が問題になることはない。従って、図８での
再生ダイオード１２は図１に示す回路では不要である。

【００１８】また、図１に示す回路の場合、フライバッ
クトランス８の巻線に生じる電圧、例えば、三次巻線８
ｃに生じる電圧Ｖｐは、図２（Ｇ）のように、時刻Ｔの
ところで段が付く。これはここから整流ダイオード等を
経て、他の回路部分に供給する直流電圧を生成するのに
利用するような場合はさほど問題ない。しかし、このＶ
ｐを水平パルスとしてそのまま受像機内の他の部分、例
えば、ブランキング等に使いたい場合は、この段の付い
た部分が不都合を起こすことがある。そのようなとき
は、コレクタパルスＶｃを補助共振コンデンサ２３，２
４で分圧したパルスＶcoを使えばよい。

【００１９】また、図３は本発明との比較例を示したも
のである。即ち、図１においては参照電圧Ｅrfを動かし
て、水平偏向コイル電流Ｉｙの値を変えることを示した
が、図３では、この電圧Ｅrfを自動的に制御する例を示
したものである。この図３において、図１に示す回路か
ら新たに加わったのは、フィルタ用抵抗（フィルタ）３
５、分圧用抵抗（フィルタ）３６、フィルタ用コンデン
サ（フィルタ）３７、演算増幅器３８、電圧分割用抵抗
３９，４０、ポテンシオメータ４１、発振防止用抵抗４
２、発振防止用コンデンサ４３である。

【００２０】このようにすると、方形波Ｖｏの平均値Ｖ
omに比例した電圧Ｖo1が演算増幅器３８の反転端子に加
わり、一方、非反転端子には直流電源Ｅから抵抗３９，
４０とポテンシオメータ４１とで分圧して得られた基準
電圧Ｅｓが加わる。ここでもし何らかの原因で波形Ｖｏ
のｔoff 期間が短くなり、偏向コイル電流Ｉｙが規格値
より増加しそうになると、電圧Ｖo1が基準電圧Ｅｓより
も上昇するため、その結果、演算増幅器出力のＥrfが低
下し、このことは先に説明したように比較器３２の出力
であるＶrcのパルス幅、ひいては方形波Ｖｏのｔoff を
長くする方向に作用する。結局、電圧Ｖo1の値が基準電
圧Ｅｓに常に一致するよう、方形波Ｖｏのデューティサ
イクルが定まり、これに応じて偏向コイル電流Ｉｙの値
もこのＶｏによって定まる一定値となる。従って、もし
この回路で電源電圧Ｅｂの値や水平偏向周波数が変わっ
ても、基準電圧Ｅｓが一定である限り、偏向コイル電流
Ｉｙの値は一定であって、画像の水平振幅が変わること
はない。また、方形波Ｖｏのデューティサイクルが一定
化されれば、当然高圧出力ＨＶも安定化され、やはり電
源電圧Ｅｂや水平偏向周波数に左右されることはない。

【００２１】次に、図４は本発明の一実施例を示した回
路図であり、ここでは図３の方形波Ｖｏの代わりに比較
器の出力波形Ｖrcを利用して、これの平均電圧Ｖo2を抵
抗（フィルタ）４４とコンデンサ（フィルタ）４５で作
り出し、演算増幅器３８に加えるようにしたものであ
る。通常、ＦＥＴのゲート電圧変化に対するドレイン電
圧の応答の遅れは十分に小さいから、図２に示したよう
に波形Ｖrcのハイレベル期間の幅はほとんど方形波Ｖｏ
のｔoff に一致する。従って、電圧Ｖo2が基準電圧Ｅｓ
に一致する形で安定化されると、図２の場合と同じく、
方形波Ｖｏのデューティサイクルが一定化され、水平偏
向コイル電流Ｉｙ並びに高圧ＨＶが安定化される。但
し、波形Ｖrcの極性は方形波Ｖｏとは逆であって、電圧
Ｖo2の動きも先の図３とは逆にしなければならない。こ
の図４に示す回路は、図３に比べて制御が間接的になる
ものの、Ｖo2の電圧値がＶｏより遥かに小さいため、フ
ィルタの抵抗４４の電力が少なくなって済むという利点
がある。また、演算増幅器３８や比較器３２の回りの回
路が電圧値の小さい部分だけでまとめられるので、ＩＣ
化する際に有利である。

【００２２】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明の水
平偏向高圧発生回路は、ダイオードモジュレータの特性
を維持したままで、偏向コイル電流のｐ−ｐ値、即ち水
平振幅を制御でき、波形発生回路の出力が一定となるよ
うに制御するので、電源電圧や水平偏向周期の変動等に
対しても、安定した水平振幅及び高圧出力を得ることが
できる。さらに、使用する電圧値が小さいため、波形発
生回路の出力が一定となるように制御する手段のＩＣ化
に適しているという実用上極めて優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基礎となる構成例示す回路図である。

【図２】図１に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図３】本発明との比較例を示す回路図である。

【図４】本発明の一実施例を示す回路図である。

【図５】従来の水平偏向高圧発生回路を示す回路図であ
る。

【図６】図５に示す回路の動作を説明するための図であ
る。

【図７】図５に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図８】従来の水平偏向高圧発生回路を示す回路図であ
る。

【図９】図８に示す回路の動作を説明するための波形図
である。

【図１０】図８に示す回路の動作を説明するための回路
図である。

【符号の説明】

１水平出力トランジスタ２ダンパーダイオード３ダンパーダイオード４共振コンデンサ５共振コンデンサ６水平偏向コイル７Ｓ字補正コンデンサ８フライバックトランス９高圧整流ダイオード１６フライホイールダイオード１９ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４波形発生回路

フロントページの続き (56)参考文献特開平３−6175（ＪＰ，Ａ) 特開平２−222374（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−3567（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−308477（ＪＰ，Ａ) 特開平６−30291（ＪＰ，Ａ) 特開平５−252409（ＪＰ，Ａ) 特開平４−207355（ＪＰ，Ａ) 特開平４−167764（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04N 3/185 H04N 3/18

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】水平偏向周期に同期したパルスに応じてス
イッチング動作を行う水平出力トランジスタと、前記水平出力トランジスタに並列に接続され、かつ各々
に共振コンデンサを並列に接続した複数個のダンパーダ
イオードの直列回路と、一方の端子を前記水平出力トランジスタのコレクタ端子
に接続し、他方の端子を前記ダンパーダイオード間の接
続端子に接続した水平偏向コイルとＳ字補正コンデンサ
との直列回路と、一次巻線の一方の端子を前記水平出力トランジスタのコ
レクタ端子に接続し、二次巻線に受像管の陽極用高圧を
生成する高圧整流ダイオードを接続したフライバックト
ランスと、前記フライバックトランスの一次巻線の他方の端子と接
地の間に接続されたフライホイールダイオードと、前記フライバックトランスの一次巻線と前記フライホイ
ールダイオードとの接続点と、電源との間に接続された
電子スイッチと、水平偏向周期に同期したパルスを生成することにより、
前記電子スイッチを前記水平出力トランジスタのオン期
間に遮断させ、前記水平出力トランジスタがオフとなる
時点あるいはその直後に導通させ、かつ、前記電子スイ
ッチを導通状態から遮断状態にする時刻を制御すること
ができる波形発生回路と、前記波形発生回路から出力されるパルスを平均化するフ
ィルタと、前記フィルタの出力と基準電圧とを比較する演算増幅器
と、前記演算増幅器の出力を前記波形発生回路の基準信号と
し、前記波形発生回路の出力が一定となるように制御す
る手段とを備えて構成したことを特徴とする水平偏向高
圧発生回路。