JP2819977B2

JP2819977B2 - 受像機の電源回路

Info

Publication number: JP2819977B2
Application number: JP4359329A
Authority: JP
Inventors: 茂柏木
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1992-12-24
Filing date: 1992-12-24
Publication date: 1998-11-05
Anticipated expiration: 2013-11-05
Also published as: JPH06197232A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン受像機に
おいて、水平偏向回路もしくは高圧出力回路に直流動作
電源を供給する電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の水平出力回路の一部と、それに直
流動作電源を供給する電源回路の一例を図４に示す。図
４において、１は図示せぬ水平発振段からの励振パルス
Ｖｄによって、ダンパーダイオード２と共にスイッチン
グ動作を行う水平出力トランジスタ、３は帰線共振コン
デンサ、４は水平偏向コイル、５はＳ字補正コンデン
サ、６はフライバックトランス（トランス）、７は高圧
整流ダイオードである。

【０００３】このような回路構成で、フライバックトラ
ンス６の１次巻線６ａの一端に直流電源電圧Ｅｂを加え
る。すると、周知の原理により、水平出力トランジスタ
１のコレクタ端子には正弦半波の帰線パルスＶｃが生
じ、同時に水平偏向コイル４には水平周期のノコギリ波
電流が流れ、図示せぬ受像管の電子ビームを水平方向に
偏向する。また、帰線パルスＶｃは、フライバックトラ
ンス６の１次巻線６ａの他端に加えられて、これが２次
巻線６ｂに高圧パルスＶhvとして昇圧され、さらにこの
高圧パルスＶhvは高圧整流ダイオード７で整流されて、
直流高圧ＨＶとなり、受像管の陽極に導かれる。

【０００４】一方、８は電源チョッパー用スイッチ素子
としてのＰチャネルＭＯＳ形ＦＥＴ、９はフライホイー
ルダイオードであって、ＦＥＴ８のソースに直流入力電
圧Ｅｉを加え、ゲートには駆動パルス発生回路１１から
得た駆動パルス（ゲートパルス）Ｖｇを加える。このよ
うにすると、ＦＥＴ８のドレインには、駆動パルスＶｇ
に応じた矩形波パルスＶswが生じ、同時にチョークコイ
ル１０にはノコギリ波電流Ｉswが流れ、これによって、
平滑コンデンサ（コンデンサ）１２には直流電圧Ｅｂが
発生する。この直流電圧Ｅｂは、駆動パルスＶｇのパル
ス幅によって制御されるので、駆動パルス発生回路１１
で、このパルスを目的に応じて動かし、直流電圧Ｅｂひ
いては水平偏向及び高圧発生動作の制御を行う。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】前述したようなチョッ
パー型の電源回路は、Ａ級動作のトランジスタを使用し
たシリーズレギュレータ型電源回路に比べて、回路中の
損失が少ない代わりに、チョークコイル１０を必要とす
るため、大型で重量やコストがかさむという欠点があっ
た。

【０００６】ここで、図４に示す回路の各部の波形を図
５に示す。まず、水平出力回路の帰線パルスＶｃを図５
（Ａ）に示す。図５（Ｂ）は駆動パルスＶｇであるが、
これは通常駆動パルス発生回路１１において、水平発振
段からの励振パルスＶｄあるいは帰線パルスＶｃに基づ
いて生成され、その繰り返し周期は水平偏向周期と一致
し、パルス幅の方は変化して電圧Ｅｂを動かすようにし
ている。図５（Ｃ）はＦＥＴ８のドレインに発生する矩
形波パルスＶswであって、これもやはり駆動パルスＶｇ
とほぼ同じパルス幅を持ち、電圧値はゼロと入力電圧Ｅ
ｉの間を往復する。そして、その平均電圧が出力の電圧
値Ｅｂとなり、パルス幅ｔoff が短ければ高く、長けれ
ば低くなる。

【０００７】図５（Ｄ）はチョークコイル１０に流れる
電流Ｉswを示すが、ＦＥＴ８がオフする期間ｔoff で下
降し、オンする期間ｔonで上昇するノコギリ波波形とな
る。そして、そのピーク値をＩ１、ボトム値をＩ２とす
ると、それらの平均値Ｉｏが出力の直流電流値となる。
さらに、図５（Ｅ）はＦＥＴ８のドレイン電流Ｉdrを実
線で、フライホイールダイオード９の電流Ｉfdを破線で
示し、この両者の合成したものが先のチョークコイル電
流Ｉswと一致する。

【０００８】ここで、図５（Ｄ）、あるいは図５（Ｅ）
における上昇部分の電流ｉは、チョークコイルのインダ
クタンスをＬとすれば、ｉ＝ｋｔで表される直線であ
り、この場合の傾きｋは、ｋ＝（Ｅｉ−Ｅｂ）／Ｌとな
る。従って、もしチョークコイル１０の小型化を図っ
て、インダクタンス値Ｌを小さくしようとすると、当然
この式から電流の傾斜は急峻にならざるを得ない。しか
し、この部分の電流傾斜が大きくなれば、出力電流Ｉｏ
が定まっている以上、そのピーク値Ｉ１が増大してしま
う。これは図５（Ｅ）からも分かるように、ＦＥＴ８及
びダイオード９の最大電流値を増やしてしまう結果とな
り、その分両者とも定格の大きいものを使う必要が生じ
るので好ましくない。

【０００９】また、もしＦＥＴ８やダイオード９の定格
に余裕があっても、インダクタンス値Ｌが小さくなるた
め、電流ｉの傾斜が急になり、図６に示すように、ＦＥ
Ｔ８のオン期間ｔonの最初の時点で電流値がゼロになっ
てしまうと、これが動作上の限界となり、これ以上イン
ダクタンス値Ｌを低下させることはできない。本発明
は、従来回路における電源回路中のチョークコイルを簡
単な方法で、小型軽量化でき、コストの課題も解決する
方法を提供するものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、第１のスイッチ素子のオ
フ時の共振作用によって周期的な帰線パルス列を発生す
る受像管の水平偏向回路、又は高圧発生回路と、前記パ
ルス列をその１次巻線の一端に加え、他端はコンデンサ
を介して実質的に接地してなるトランスと、直流入力電
圧を、前記第１のスイッチ素子のスイッチング周期と同
一周期の駆動パルスによって、スイッチングして出力す
る第２のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子の出
力電圧を平滑して、前記１次巻線の他端と前記コンデン
サの接続点へ供給するチョークコイルとを備える受像機
の電源回路において、前記チョークコイルの出力端と、
前記１次巻線の前記他端と前記コンデンサの接続点との
間に、前記チョークコイルのリップル電流が減少する方
向に巻回された前記トランスの他の巻線の両端を接続す
ると共に、前記第１のスイッチ素子と前記第２のスイッ
チ素子の各々のオフ期間の時間幅と位相を略一致させる
よう構成したことを特徴とする受像機の電源回路を提供
するものである。

【００１１】

【実施例】以下、本発明の受像機の電源回路について、
添付図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例
を示す回路図である。なお、従来回路を示した図４と同
一部分には同一符号を付し、その詳細な説明は省略す
る。

【００１２】図１において、水平出力トランジスタ（第
１のスイッチ素子）１、ダンパーダイオード２、水平偏
向コイル４、Ｓ字補正コンデンサ５の動作は図４と同一
であり、水平出力トランジスタ１のコレクタ端子には、
正弦半波の帰線パルスＶｃが発生する。この帰線パルス
Ｖｃがその１次巻線６ａに加わり、その２次巻線６ｂか
ら高圧パルスＶhvを取り出すフライバックトランス（ト
ランス）６は、ここでは新たに３次巻線（他の巻線）６
ｃが設けられており、その一端は電源回路の平滑コンデ
ンサ（コンデンサ）１２と１次巻線６ａとの接続点に接
続される。

【００１３】一方、図４と同様に、電源回路は駆動パル
ス発生回路１１からの駆動パルスＶｇをゲートに加える
ことにより、ＦＥＴ（第２のスイッチ素子）８がスイッ
チング動作を行い、フライホイールダイオード９と共働
して矩形波パルスＶswを生じる。しかし、チョークコイ
ル１３の一端には、この矩形波パルスＶswを加えること
は従来回路と同じであるが、他端には前述の３次巻線６
ｃから、ここに発生する負のパルスＶｎと直流電圧Ｅｂ
との合成電圧を加える点が異なっている。なお、３次巻
線６ｃは、チョークコイル１３のリップル電流が減少す
る方向に巻回されている。

【００１４】図２は図１に示す回路の動作を説明するた
めの波形図である。図２（Ａ）は帰線パルスＶｃを表し
たものであって、これは本質的には従来回路の帰線パル
スＶｃと変わらない。図２（Ｂ）は駆動パルスＶｇを示
し、これは図５（Ｂ）に示したものと若干異なり、パル
スのスタート時期Ｔ３を極力帰線パルスＶｃのスタート
時期Ｔ１に近付けたものである。そして、駆動パルスＶ
ｇの終了時期Ｔ４も、ほぼ帰線パルスＶｃの終了時期Ｔ
２の前後に位置するように回路設計を定める。すると、
図２（Ｃ）に示すような、ＦＥＴ８のドレインに生じる
矩形波パルスＶswの始点と終点は、同じくＴ３とＴ４に
なり、やはり帰線パルスＶｃの始点Ｔ１と終点Ｔ２にほ
ぼ一致する。この時、矩形波パルスＶswの平均値はＥｂ
となり、これが１次巻線６ａの一端に現れて水平出力回
路の動作用直流電源電圧となる。

【００１５】さらに、新たに設けられた３次巻線６ｃの
チョークコイル１３に接続された方の一端には、図２
（Ｄ）のように、帰線パルスＶｃと相似で極性の逆な負
パルスＶｎが得られる。ここで、もしこの３次巻線６ｃ
のチョークコイル１３に接続された方の一端の電圧波形
が矩形波で、完全にドレイン電圧波形である矩形波パル
スＶswと完全に一致したと仮定する。すると、このチョ
ークコイル１３に流れるリップル電流はチョークコイル
両端間の電圧差に比例するので、この場合は完全にリッ
プル電流がゼロになり、チョークコイル電流Ｉswは直流
成分のみになる。従って、この場合は従来例のようにイ
ンダクタンスＬを減らしてもリップル分が増えることは
考えなくても良いので、チョークコイル１３のインダク
タンスは極限まで減らすことができるはずである。

【００１６】しかし、実際の図１の回路においては、チ
ョークコイル１３と３次巻線６ｃとの接続点に生じる電
圧は、先に説明したように、図２（Ｄ）に示すような正
弦半波の負パルスＶｎであって矩形波でなく、しかもそ
の始点及び終点はチョークコイル１３の他端の矩形波パ
ルスＶｓｗと若干ずれるのは避けられないので、完全に
チョークコイル１３両端の交流電圧の差がなくなるわけ
ではない。パルスＶｎとパルスＶｓｗの形が似通ってい
るので、図４のようにチョークコイル１０の一端が完全
に直流電圧Ｅｂになっている場合と比較すると、大幅に
両端の電位差が少なくなっている。このチョークコイル
１３の電位差が少ないということは流れるリップル電流
も少ないということである。従って、この場合は、チョ
ークコイル１３のインダクタンスＬを小さくしても充分
リップル電流の値を少ない値で抑えることが可能であ
る。

【００１７】図２（Ｅ）は、この回路におけるチョーク
コイル１３中を流れる電流Ｉｓｗのリップル波形を示
す。この時、負パルスＶｎの走査期間ｔｓ中の電圧Ｅｂ
１の値は、ほぼ入力直流電圧Ｅｉに一致させるように、
負パルスＶｎの値を定めておくと、走査期間中のチョー
クコイル１３の両端の電位差はなくなるので、この間、
リップル電流の傾斜は平らになる。従って、このリップ
ル分として帰線期間中のごく僅かの分が残るだけにな
り、従来例の図５（Ｄ）と比べて大幅に減少しており、
ＦＥＴ８のピーク電流値を抑えることも、また、チョー
クコイル１３のインダクタンス値Ｌも減少させて、小型
化を図ることも可能である。

【００１８】また、このように、電源電圧Ｅｂを直流入
力電圧Ｅｉに揃えた時の負パルスＶｎのｐｐ値を考えて
みる。これは負パルスＶｎの形状や矩形波パルスＶｓｗ
のパルス幅ｔｏｆｆの値によっても若干変わるが、負パ
ルスＶｎのピーク−ピーク値（ｐｐ値）はほぼ矩形波パ
ルスＶｓｗのｐｐ値にほぼ同程度にすると、電源電圧Ｅ
ｂと直流入力電圧Ｅｉの差がなくなり、電流ｉの傾斜が
ゼロ近くになる。この負パルスＶｎの大きさは、勿論３
次巻線６ｃの巻数で調整するが、もしもこの負パルスＶ
ｎが大きすぎると、チョークコイル１３を流れる電流波
形は、図３（Ａ）に示すように、走査期間ｔｓ中の電流
傾斜が負となり、負パルスＶｎが小さいと、図３（Ｂ）
に示すように、この傾斜が正となる。

【００１９】また、この場合、ＦＥＴ８のオフ期間ｔof
f を帰線期間ｔｒに略一致させる関係上、電源電圧Ｅｂ
の入力直流電圧Ｅｉに対する比率は、あまり大きく動か
すことはできず、帰線時間率ｔｒ／（ｔｒ＋ｔｓ）と同
じ割合のほぼ２０パーセント低下した電圧値の前後で制
御することになる。しかし、この制御によって、水平偏
向の振幅その他を調整するような目的には、この程度の
降圧比が丁度良く、ダイナミックレンジも十分であり問
題はない。

【００２０】矩形波パルスＶswのオフ期間ｔoff を短く
して、出力の電源電圧Ｅｂを入力直流電圧Ｅｉより高く
した場合でも、走査期間ｔｓ中の電流ｉの傾斜は、図３
（Ａ）に示すように左上がりとなり、オフ期間ｔoff を
長くして電源電圧Ｅｂを直流電圧Ｅｉよりも低くする
と、図３（Ｂ）に示すように右上がりとなる。従って、
制御の要求から出力の電源電圧Ｅｂの変化範囲を比較的
広く取りたい場合も、電源電圧Ｅｂが高い方から低い方
に変化するのに応じて、図３（Ａ）から図３（Ｂ）のよ
うに、傾斜が負から正に変化するように、３次巻線６ｃ
の巻数を設定すれば、チョークコイル電流Ｉswのリップ
ル電流分は少ない値に抑えることができ、ＦＥＴ８のド
レイン電流Ｉdrやフライホイールダイオード９の電流Ｉ
fdの電流値も小さくて済む。

【００２１】なお、図１は水平偏向と高圧発生とを共通
の回路で行う例を示したが、本発明は特にこの例に限る
ものではない。例えば、図１で２次巻線６ｂと高圧整流
ダイオード７が無い水平偏向専門の回路であっても同様
であり、この場合は駆動パルスＶｇの幅による電源電圧
Ｅｂの制御は、水平偏向コイル４に流れるノコギリ波電
流の大きさの制御、即ち水平振幅の制御に用いられる。
また、図１において、水平偏向コイル４の代わりに、い
わゆるダミーコイルを用いたり、あるいは水平偏向コイ
ルが全く無い場合には、この回路は高圧発生の専用回路
になり、電源電圧Ｅｂの制御は高圧ＨＶの調整や安定化
に用いられることになるが、このような場合において
も、本発明は好適なものである。

【００２２】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明の受
像機の電源回路は、上述のような構成により、チョーク
コイルのインダクタンスを従来の回路のそれよりも小さ
くすることができるので、小型軽量化及びコストダウン
が可能になる。また、スイッチングのためのＦＥＴやフ
ライホイールダイオードの最大定格が小さくて済むの
で、さらにコストダウンが可能になるという実用上極め
て優れた効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。

【図２】本発明の動作を説明するための波形図である。

【図３】本発明の動作を説明するための波形図である。

【図４】従来の回路の一例を示す図である。

【図５】従来の回路の動作を説明するための波形図であ
る。

【図６】従来の回路の動作を説明するための波形図であ
る。

【符号の説明】

１水平出力トランジスタ（第１のスイッチ素子）２ダンパーダイオード６フライバックトランス（トランス）６ａ１次巻線６ｃ３次巻線（他の巻線）８ＰチャネルＭＯＳ形ＦＥＴ（第２のスイッチ素子）１２平滑コンデンサ（コンデンサ）１３チョークコイルＥｉ直流入力電圧Ｖｇ駆動パルスＶｃ帰線パルス

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04N 3/18

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】第１のスイッチ素子のオフ時の共振作用に
よって周期的な帰線パルス列を発生する受像管の水平偏
向回路、又は高圧発生回路と、前記パルス列をその１次巻線の一端に加え、他端はコン
デンサを介して実質的に接地してなるトランスと、直流入力電圧を、前記第１のスイッチ素子のスイッチン
グ周期と同一周期の駆動パルスによって、スイッチング
して出力する第２のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子の出力電圧を平滑して、前記１
次巻線の他端と前記コンデンサの接続点へ供給するチョ
ークコイルとを備える受像機の電源回路において、前記チョークコイルの出力端と、前記１次巻線の前記他
端と前記コンデンサの接続点との間に、前記チョークコ
イルのリップル電流が減少する方向に巻回された前記ト
ランスの他の巻線の両端を接続すると共に、前記第１の
スイッチ素子と前記第２のスイッチ素子の各々のオフ期
間の時間幅と位相を略一致させるよう構成したことを特
徴とする受像機の電源回路。
【請求項２】前記トランスの前記他の巻線の両端に発生
する帰線パルスの電圧振幅を、前記第２のスイッチ素子
の出力電圧の電圧振幅と略一致させるようにしたことを
特徴とする請求項１記載の受像機の電源回路。