JP2570262B2 - 水平偏向回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は異なる水平偏向周波数に対応して、受像管等
の陰極線管の電子ビームを水平方向に偏向する水平偏向
回路に関する。

（従来の技術） 陰極線管（ブラウン管等の受像管）を用いて映像情報
の再現を行なう映像情報再生装置には、例えば、テレビ
ジョン受像機、各種の情報機器の端末装置として用いら
れるディスプレイ装置等がある。

このような映像情報再生装置では受像管上に映像情報
を再現するために周知のように所定の走査方法に従って
受像管の電子ビームを縦横方向に偏向する必要がある。

ところで、例えば、テレビジョン受像機において上述
したような所定の走査方法は、再生すべき映像情報がど
の標準テレビジョン方式に従って伝送されているかによ
り異なり、また、各種情報機器の端末装置として用いら
れるディスプレイ装置においては、通常それぞれの機器
毎に走査方法が設定されているので、通常ディスプレイ
装置毎に走査方法は異なっている。

上述したように走査方法が異なる場合には、当然なが
ら水平偏向回路及び垂直偏向回路等の偏向回路も異なる
構成となるが、異なる走査方法に対応してそれぞれの走
査方法専用の映像情報再生装置を生産するのでは多種小
量生産となり、生産管理及びコスト等の点において各種
の問題が発生するため、従来より複数の走査方法に対応
して動作するように構成された各種の偏向回路が提案さ
れていることは周知の通りである。

従来の水平偏向回路の一例を第６図の回路図に従って
説明する。

第６図において、１は同期分離回路等の前段回路（第
６図中に図示せず）から供給される水平偏向周波数f_Hの
の同期信号Ｐに対応して方形波の信号Ｒを発振する発振
回路、２は発振回路１より出力される方形波の信号Ｒに
より駆動される励起用のNPNトランジスタ、３は励振用
のトランス、４は直流電源回路、５は水平偏向出力用の
NPNトランジスタ、６はダンパ用のダイオード、７は帰
線共振用のコンデンサ、８は偏向コイル、９はＳ字補正
用のコンデンサ、10はフライバックトランス、11は高圧
整流回路、12は電圧レギュレータ、13は直流電源回路、
14は水平偏向出力回路である。

同期分離回路等の前段回路により第７図（Ａ）に示す
ような同期信号Ｐを供給された発振回路１は第７図
（Ｂ）に示すような方形波の信号Ｒを出力し、この方形
波の信号Ｒはトランジスタ２のベースに供給されるの
で、トランジスタ２のコレクタ・エミッタ間は方形波の
信号Ｒに対応して導通、非導通状態となる。

トランジスタ２のコレクタはトランス３の一次側巻線
3aの一端に接続し、一次側巻線3aの他端は直流電源回路
４を介して接地されている。

従って、トランス３の一次側巻線3aにはトランジスタ
２の状態に対応して、第７図（Ｃ）に示すようなトラン
ジスタ２のコレクタ電流Ｉcdが供給される。

トランス３の二次側巻線3bの一端及び他端はトランジ
スタ５のベース及びエミッタにそれぞれ接続している。

トランジスタ５のベースにはトランジスタ２のコレク
タ電流Ｉcbに対応した第７図（Ｄ）に示すようなベース
電流Ibが供給されるので、トランジスタ５はダイオード
６と共に、水平偏向周期Thのスイッチング動作を行な
い、トランジスタ５のコレクタには水平偏向周期Thのフ
ライバックパルスVpが発生する。

また、トランジスタ５、ダイオード６、コンデンサ
７、偏向コイル８、コンデンサ９からなる回路は公知の
水平偏向出力回路14で、その動作の説明は省略するが、
結局偏向コイル８には水平偏向周波数f_Hののこぎり波電
流Ｓが流れるので、のこぎり波電流Ｓで駆動される偏向
コイル８により電子ビームの水平偏向を行なうことがで
きる。

フライバックトランス10の一次側巻線10aの一端はト
ランジスタ５のコレクタに接続され、他端は直列に接続
された電圧レギュレータ12、直流電源回路13を介して接
地されている。

トランジスタ５のコレクタには上述したように水平偏
向周期ThのフライバックパルスVpが発生するので、フラ
イバックトランス10の二次側巻線10bにはフライバック
パルスVpが昇圧された高圧パルスVhが発生し、高圧パル
スVhは高圧整流回路11で整流されて直流高圧電圧V_EHTと
して出力される。

ところで、第６図に示した水平偏向回路は、種々の水
平偏向周波数f_Hに対応する構成となってるため、水平偏
向周波数f_Hの変化に伴い上述した方形波の信号Ｒ、フラ
イバックパルスVp、のこぎり波電流Ｓも変化しなければ
ならない。ところで、電圧レギュレータ12の出力電圧を
Eb₂₁、偏向の走査期間の長さをTs、偏向コイル８のイン
ダクタンスをLyとすると、 Ｉpp＝Eb₂₁・Ts/Ly となる。ここで、のこぎり波電流Ｓのピークピーク値Ｉ
ppは一定である必要があるが、水平偏向周期Thの変化に
対応して走査期間Tsも変化するため、のこぎり波電流Ｓ
のピークピーク値Ｉppを一定に保つためには電圧レギュ
レータ12の出力電圧Eb₂₁、あるいは、偏向コイル８のイ
ンダクタンスLyのいずれかを変化させる必要があるが、
偏向コイル８のインダクタンスLyを変化させることは難
かしいので、通常電圧レギュレータ12の出力電圧Eb₂₁を
変化させることになる。

つまり、電圧レギュレータ21により直流電圧Eb₂を制
御して直流電圧Eb₂₁を走査期間Tsに反比例して変化させ
ればよい。

ところで、第６図に示した水平偏向回路において水平
偏向周期Thが短い場合（例えば、偏向周期Th₁）の動作
を第７図（Ａ）〜第７図（Ｅ）で示し、水平偏向周期Th
が長い場合（例えば、偏向周期Th₂）の動作を第８図
（Ａ）〜第８図（Ｅ）で示す。

第７図（Ａ）に示す同期信号Ｐに対応して第７図
（Ｂ）に示すような方形波の信号Ｒがトランジスタ２の
ベースに供給され、トランジスタ２のコレクタ・エミッ
タ間は信号Ｒの振幅が正の期間より期間Ts₁だけ長い期
間にわたって導通状態となるので、トランジスタ２のコ
レクタ電流Ｉcbは第７図（Ｃ）に示すようになる。

第７図（Ｃ）において期間Ts₁はトランジスタ２の蓄
積期間で、この蓄積期間Ts₁が終了してコレクタ電流Ｉc
bの振幅が零になった位置よりトランジスタ５のベース
電流Ibが第７図（Ｄ）に示すように流れ出し、トランジ
スタ２のコレクタ電流Ｉcbが再び流れ出すまで流れる。

トランジスタ５のベース電流Ibの初期値Ｉboはトラン
ジスタ２のコレクタ電流Ｉcdがトランス３の一次側巻線
3aのインダクタンスＬに蓄えられたエネルギによって定
まり、また、トランジスタ５のベース電流Ibは時間と共
に、指数関数的に減少してゆき、トランジスタ２のコレ
クタ電流Ｉcdが流れ始める位置で振幅が零になる。

また、トランジスタ５のコレクタ電流Icはベース電流
Ibによりトランジスタ５が導通する導通期間から更にト
ランジスタ５の蓄積期間Ts₂分だけ余分に流れ続け、第
７図（Ｅ）に示すように最大値Ｉcpの三角波電流とな
る。

従って、トランジスタ５のベース電流Ibが減少して第
７図（Ｄ）に示すように最終値Ib₁になった際に、トラ
ンジスタ５のコレクタ電流Icは最大値（Ｉcp）付近に達
するので、トランジスタ５のベース電流Ibの最終値Ib₁
はこの時点でも充分余裕をもって、トランジスタ５を飽
和状態にできる様に初期値Ｉboも比較的大きな値に設定
する必要がある。

次に第８図（Ａ）に示すように水平偏向周期Thが長い
場合（例えば、偏向周期Th₂）は繰返し周期が大きかな
るが、第８図（Ｂ）に示す方形波の信号Ｒの期間を簡素
に長くすることはできない、また、トランス３の一次側
巻線3aのＱはトランス３の大型化を防止するためにあま
り高く設定することもできない、また、仮に、Ｑを高く
設定できたとしても、トランジスタ２が非導通状態とな
る遮断時のトランジスタ２のコレクタ電圧の飛上がりが
大きくなりトランジスタ２の耐圧を越える虞れがあると
いう理由より、トランス３の一次巻線3aの巻線抵抗R₀の
値を無視することができなくなる。

従って、第８図（Ｃ）に示すトランジスタ２のコレク
タ電流Ｉcdのパルスが終了する際の電流の振幅値Ｉcd_１
は主に、電源電圧の値Eb₁及びトラス３の一次側巻線抵
抗R₀の値で決定され、偏向周期Th₂及びパルス幅に影響
を与えることは少ない。従って、第７図（Ｃ）示したト
ランジスタ２のコレクタ電流Ｉcdの値Ｉcd_１と第８図
（Ｃ）に示したトランジスタ２のコレクタ電流Ｉcdの値
Ｉcd_２との間の差はほとんどない。

また、トランジスタ５のベース電流Ibの初期値Ｉboは
トランス３の一次側巻線3aに蓄積されたエネルギーによ
って定まるから、トランジスタ２のコレクタ電流Ｉcdの
値が同じような値であれば、トランジスタ５のベース電
流の初期値Ｉboの値も略同一となる。

トランジスタ５のベース電流Ibの値は上述したように
指数関数的に減少してゆくので、水平偏向周期Thが長い
偏向周期Th₂の場合はベース電流Ibの持続時間が長くな
り、第８図（Ｄ）に示すようにベース電流の最終値Ib₁₁
が第７図（Ｄ）に示したベース電流の最終値Ib₁に比べ
て小さくなってしまう。

このため、第８図（Ｄ）に示すトランジスタ５のベー
ス電流Ibの最終値Ib₁₁ではトランジスタ５を充分に飽和
させてコレクタ電流Icを流すことが困難となり、よっ
て、トランジスタ５のエミッタ・コレクタ間の電圧降下
が大となり、内部損失が増加する。これを防止するため
に第８図（Ｄ）に示すベース電流の最終値Ib₁₁を充分に
大となるように設定すると、第７図（Ｄ）に示すベース
電流の最終値Ib₁が必要以上に大きな値となるので、ト
ランジスタ５のコレクタ電流Icの降下時間Tfが長くな
り、この部分での損失が増加するという問題点を有して
いた。

上述したように第６図に示した水平偏向回路では水平
偏向周波数f_Hを変化させると全周波数範囲にわたって最
適励振条件を満足することができないため、出力用のト
ランジスタ５の損失が増加し、信頼性が低下するという
問題点を有していた。

そこで、本発明は上述の問題点を解決するために水平
偏向出力回路を励振する励振回路の電源電圧を水平偏向
周波数が高くなるに従って低下するように可変制御する
ことにより、簡単な構成で、励振回路に供給する電源電
圧を水平偏向周波数に対応させて変化させる際に損失が
生ずることがなく、また、水平偏向出力回路の励振条件
を供給される水平偏向周波数に対して最適に設定し、水
平偏向出力回路の能動素子の損失を最小限にして信頼性
を向上させることができる水平偏向回路を提供すること
を目的とする。

（問題点を解決するための手段） 本発明は上述のような問題点を解決するために第１図
に示す如き構成の水平偏向回路を提供するものである。
第１図に示す水平偏向回路は、 水平偏向周波数の信号Ｐに同期した発振信号Ｒを出力
する発振回路と、 発振信号Ｒを増幅して後段回路を励振する励振回路
（トランジスタ２、トランス３）と、 水平方向に電子ビームを偏向する偏向コイルを励振回
路（トランジスタ２、トランス３）から出力される信号
に対応して駆動する水平偏向出力回路14と、 前記水平偏向周波数にかかわらず常にピークピーク値
が一定な偏向電流で前記偏向コイルを駆動するために前
記水平偏向周波数に比例して変化する電圧Eb₂₁を水平偏
向出力回路14に電源電圧として供給すると共に、前記水
平偏向周波数が高くなるに従って低下するようにした電
圧Eb₁₁を励振回路（トランジスタ２、トランス３）に電
源電圧として供給するスイッチングレギュレータ（三次
巻線10c、整流回路15、パルス幅変調回路16、電圧レギ
ュレータ12）とから構成した。

（作 用） 水平偏向周波数に比例して変化する電源電圧Eb₂₁を水
平偏向出力回路14に供給し、水平偏向周波数が高くなる
に従って低下させた電源電圧Eb₁₁を励振回路（トランジ
スタ２、トランス３）に供給するとこにより、水平偏向
出力回路14の励振条件を供給される水平偏向周波数に対
して最適に設定する。

（実 施 例） 第１図は本発明になる水平偏向回路の一実施例のブロ
ック系統図である。第１図において第６図と同一の構成
部分には同一の符号を付してその説明を省略する。

第４図において、トランジスタ２に固定の直流電源回
路回路４より電源電圧をトランス３を介して供給してい
たが、第１図においては、直流電源回路13より出力され
る電源電圧Eb₂を電圧レギュレータ12で変換した電圧Eb
₁₁をトランス３を介してトランジスタ２の電源電圧とし
て供給している。

なお、この電圧Eb₁₁は電圧レギュレータ12からフライ
バックトランス10に供給される電圧Eb₂₂の変化に対応し
て制御されており、この電圧Eb₂₂は上述したように走査
周期Tsに反比例して変化させればよいことになっている
ので、水平偏向周波数f_Hに関しては第２図中に実線で示
したように水平偏向周波数f_Hに比例して略直線的に増加
する傾向を示す。

電圧レギュレータ12の出力電圧を同期信号Ｐの周波数
に対応させて上昇させるように制御するには、電圧レギ
ュレータ12をスイッチングレギュレータで構成し、フラ
イバックトランズ10の三次巻線10cに生ずるパルスP₀を
整流回路15で整流して得られる直流電圧E₀をパルス幅変
調回路16に供給して、常に直流電圧E₀が一定となるよう
に直通角を定めて電圧レギュレータ（スイッチングレギ
ュレータ）12を励振するような方形波の信号R₁をパルス
幅変調回路16で生成し、この方形波の信号R₁を電圧レギ
ュレータ12に供給することによって制御することができ
る。

一方、上述したように固定の直流電源回路４から出力
させる電圧Eb₁でトランス３を励振すると、励振電流Ib₁
は水平偏向周期Thが短い場合（偏向周期Th₁）に過剰と
なり、水平偏向周期Thが長い場合（偏向周期Th₂）に不
足するので、これを解決するためには、トランジスタ２
の実質的な電源電圧である電圧Eb₁₁を水平偏向周期Thが
短い時は低く、水平偏向周期Thが長い時は高くするよう
に制御すればよい。

すなわち、水平偏向周波数f_Hに関しては、第２図中に
破線で示したように水平偏向周波数f_Hの増加と共に、電
圧Eb₁₁が減少するように制御すればよいことになる。

このように、電圧Eb₁₁の値を水平偏向周波数f_Hに対応
して変化させれば、水平偏向周波数f_Hが変化しても最適
な励振電流Ib₁をトランジスタ５のベースに供給するこ
とができるので、トランジスタ５の損失を最小限にする
ことができる。

以下に、第３図を参照して第１図に示した水平偏向回
路の具体的な回路の一例を説明する。

第３図において、17はスイッチング用のNPNトランジ
スタ、18はフライホイールダイオード、19はトランス、
20は平滑用のコンデンサ、21は整流用のダイオード、22
は平滑用のコンデンサは公知のステップダウン型のスイ
ッチングレギュレータを構成しており、トランジスタ17
の導通・非導通の比に対応した割合で直流電源回路13よ
り供給される電圧Eb₂を電圧Eb₂₂に減圧している。

この減圧の度合は上述したようにトランジスタ17の導
通・非導通の比、つまり、パルス幅変調回路16より出力
される方形波の信号R₁のデューティサイクルにより決定
される。

具体的に説明すると、水平偏向周波数f_Hが高い場合、
例えば、第４図（Ａ）に示すように水平偏向周期Th₃の
場合、つまり、パルス幅変調回路16より出力させる方形
波の信号R₁が第４図（Ａ）に示すような場合はトランジ
スタ17のエミッタの電圧Vsは第４図（Ｂ）に示すように
なる。つまり、この場合はトランジスタ17の導通期間t₁
が非導通期間t₂より長く、従って、電圧Eb₂₂は高くな
り、また、トランス19の二次側巻線19aに誘起される電
圧Ｖsbは第４図（Ｃ）に示すようになるので、トランス
３の一次巻線3aに供給される電圧Eb₁₁は、第４図（Ｃ）
に示した電圧Ｖbsの波高値をV₁とすると、以下のように
示される。

また、水平偏向周波数f_Hが低い場合、例えば、第４図
（Ｄ）に示すように水平偏向周期Th₄の場合、つまり、
パルス幅変調回路16より出力される方形波の信号R₁が第
４図（Ｄ）示すような場合はトランジスタ17のエミッタ
の電圧Vsは第４図（Ｅ）に示すようになる。

つまり、この場合はトランジスタ17の導通期間t₃が非
導通期間_４より短く、従って、電圧Eb₂₁は低くなり、ま
た、トランス19の二次側巻線19aに誘起される電圧Ｖsb
は第４図（Ｆ）に示すようになるので、トランス３の一
次巻線3aに供給される電圧Eb₁₁は、第４図（Ｆ）に示し
た電圧Ｖbsの波高値をV₁とすると、以下のように示され
る。

つまり、水平偏向周波数f_Hが高くなるに従って、電圧
Eb₂₂は増加していく傾向を示し、これは第２図に実線で
示した特性と一致する。

また、トランス19の二次側巻線19bに誘起された電圧
Ｖsbはゼロ・ピーク値をダイオード21で整流し、コンデ
ンサ22で平滑した後、電圧Eb₁₁としてトランス３の一次
側巻線3aに供給されている。従って、水平偏向周波数f_H
が高くなるに従って、電圧Eb₁₁は低下していく傾向を示
し、これは第２図に破線で示した特性と一致する。

なお、第４図において各方形波の信号を繰返し周期が
水平偏向周期Thに一致するように示されているが、これ
は特に絶対必要な条件ではなく、パルスの繰返し周期を
一定として、デューティサイクルだけを変化させるよう
に構成することも可能である。

しかし、第４図（Ａ）及び（Ｄ）に示した方形波の信
号R₁、第４図（Ｂ）及び（Ｅ）に示したトランジスタ17
のエミッタ電圧Vsの繰返し周期はなるべく水平偏向周期
Thと同期させておく方が、回路同士の相互干渉による悪
影響を防止する上で効果的である。

第３図に示すように構成すれば、水平偏向周波数f_Hに
対して相反する特性を示す第２図に破線及び実線で示し
たような直流電圧Eb₁₁及びEb₂₂が容易に得られる。ま
た、電圧Eb₁₁の電圧値はトランス19の一次側巻線19aと
二次側巻線19bとの巻線比によって自在に設定できる。

さらに、直流電流Eb₁₁及びEb₂₂の電圧変換はスイッチ
ングレギュレータにより行なっているので、電圧Eb₁₁を
どのような電圧値に設定しても回路損失はほとんどな
く、高能率な電圧変換が行なわれる。

なお、第３図に示した構成では、トランス19の二次側
端子19bの一端が接地されているが、これは必ずしも接
地する必要はなく、例えば、第５図に示すように直流電
圧Eb₃を出力する固定電源回路23を接続するような構成
にしてもよい。

このような構成にすると、水平偏向周波数f_Hに対する
変動成分と、固定電源回路23から供給される固定成分と
を適当に割合てることにより、電圧Eb₁₁を設定すること
ができるので電圧Eb₁₁の特性を第２図に破線で示した特
性により近づけることが可能となる。

上述したようにどのような水平偏向周波数f_Hであって
も、出力用のトランジスタ５のベースに供給されるベー
ス電流Ib₁を最適な値に設定することができるので、ト
ランジスタ５の損失を最小限にして信頼性を向上させる
ことができる。

（発明の効果） 本発明は上述の如き構成であるので、簡単な構成で、
励振回路に供給する電源電圧を水平偏向周波数に対応さ
せて変化させる際に損失が生ずることがなく、また、水
平偏向出力回路の励振条件を供給される水平偏向周波数
に対して最適に設定し、水平偏向出力回路の能動素子の
損失を最小限にして信頼性を向上させることができると
いう利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明になる水平偏向回路の一実施例のブロッ
ク系統図、第２図は第１図に示した水平偏向回路の動作
を説明するための図、第３図は第１図に示した水平偏向
回路の具体的な回路例を示す図、第４図（Ａ）〜（Ｆ）
は第３図に示した回路の動作を説明するための図、第５
図は第３図に示した回路の応用例の回路図、第６図は従
来の水平偏向回路の一例のブロック系統図、第７図
（Ａ）〜（Ｅ）及び第８図（Ａ）〜（Ｅ）は第６図に示
した水平偏向回路の一例の動作を説明するための図であ
る。 １……水平偏向用の発振回路、 ２……励振用のトランジスタ、 ３……励振用のトランス、 ５……出力用のトランジスタ、 10……フライバックトランス、 11……高圧整流回路、 12……電圧レギュレータ（スイッチングレギュレー
タ）、 13……直流電源回路、14……水平偏向回路、 15……整流回路、16……パルス幅変調回路。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】水平偏向周波数の信号に同期した発振信号
   を出力する発振回路と、 この発振信号を増幅して後段回路を励振する励振回路
   と、 水平方向に電子ビームを偏向する偏向コイルをこの励振
   回路から出力される信号に対応して駆動する水平偏向出
   力回路と、 前記水平偏向周波数にかかわらず常にピークピーク値が
   一定な偏向電流で前記偏向コイルを駆動するために前記
   水平偏向周波数に比例して変化する電圧を前記水平偏向
   出力回路に電源電圧として供給すると共に、前記水平偏
   向周波数が高くなるに従って低下するようにした電圧を
   前記励振回路に電源電圧として供給するスイッチングレ
   ギュレータとから構成したことを特徴とする水平偏向回
   路。