JPS62219772A - 水平偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は異なる水平偏向周波数に対応して、受像管等の
陰極線管の電子ビームを水平方向に偏向する水平偏向回
路に関する。

（従来の技術） 陰極線管（ブラウン管等の受像管）を用いて映像情報の
再現を行なう映像情報再生装置には、例えば、テレビジ
ョン受ａ機、各種の情報機器の端末装置として用いられ
るディスプレイ装置等がある。

このような映像情報再生装置では受像管上に映像情報を
再現するために周知のように所定の走査方法に従って受
像管の電子ビームを縦横方向に偏向する必要があ葛。

ところで、例えば、テレビジョン受像機において上述し
たような所定の走査方法は、再生すべき映像情報がどの
標準テレビジョン方式に従って伝送されているかにより
異なり、また、各種情報機器の端末装置として用いられ
るディスプレイ装置においては、通常それぞれの機器毎
に走査方法が設定されているので、通常ディスプレイ装
置毎に走査方法は異なっている。

上）ホしたように走査方法が異なる場合には、当然なが
ら水平偏向回路及び垂直偏向回路等の偏向回路も異なる
構成となるが、異なる走査方法に対応してそれぞれの走
査方法専用の映像情報再生装置を生産するのでは多種少
量生産となり、生産管理及びコスト等の点において各種
の問題が発生するため、従来より複数の走査方法に対応
して動作するように構成された各種の偏向回路が提案さ
れてい−ることは周知の通りである。

従来の水平偏向回路の一例を第６図の回路図に従って説
明する。

第６図において、１は同期分離回路等の前段回路（第６
図中に図示せず）から供給される水平偏向周波ａ　ｆＨ
のの同期信号Ｐに対応して方形波の信号Ｒを発振する発
振回路、２は発振回路１より出力される方形波の信ＭＲ
により駆動される励起用のＮＰＮトランジスタ、３は励
振用のトランス、４は直流電源回路、５は水平偏向出力
用のＮＰＮトランジスタ、６はダンパ用のダイオード、
７は帰線共振用のコンデンサ、８は偏向コイル、９は８
字補正用のコンデンサ、１０はフライバックトランス、
１１は高圧整流回路、１２は電圧レギュレータ、１３は
直流電源回路、１４は水平偏向出力回路である。

同期分離回路等の前段回路より第７図（Δ）に示すよう
な同期信号Ｐを供給された発振回路１は第７図（Ｂ）に
示すような方形波の信号Ｒを出力し、この方形波の信号
Ｒはトランジスタ２のベースに供給されるので、トラン
ジスタ２のコレクタ・エミッタ間は方形波の信号Ｒに対
応して導通、非導通状態となる。

ｌ−ランジスタ２のコレクタはトランス３の一次側巻線
３ａの一端に接続し、−次側巻線３ａの他端は直流電源
回路４を介して接地されている。

従って、トランス３の一次側巻線３ａにはトランジスタ
２の状態に対応して、第７図（Ｃ）に示すようなトラン
ジスタ２のコレクタ電流１ｃｄが供給される。

トランス３の二次側巻線３ｂの一端及び他端はトランジ
スタ５０ベース及びエミッタにそれぞれ接続している。

トランジスタ５のベースにはトランジスタ２のコレクタ
電流Ｉｃｄに対応した第７図（Ｄ＞に示すようなベース
電流１ｂが供給されるので、トランジスタ５はダイオー
ド６と共に、水平偏向周期Ｔｈのスイッヂング動作を行
ない、トランジスタ５のコレクタには水平偏向周期Ｔｈ
のフライバックパルスＶｐが発生する。

また、トランジスタ５、タイオード６、コンデンサ７、
偏向コイル８、コンデンサ９からなる回路は公知の水平
偏向出力回路１４で、その動作の説明は省略するが、結
局偏向コイル８には水平偏向周波数ｆ、ののこぎり波電
流Ｓが流れるので、のこぎり波電流Ｓで駆動される偏向
コイル８により電子ビームの水平偏向を行なうことがで
きる。

フライバックトランス１０の一次側巻線１０ａの一端は
トランジスタ５のコレクタに接続され、他端は直列に接
続された電圧レギュレータ１２、直流電源回路１３を介
して接地されている。

トランジスタ５のコレクタには上述したように水平偏向
周期ＴｈのフライバックパルスＶｐが発生するので、フ
ライバックトランス１０の二次側巻線１０ｂにはフライ
バックパルスＶｐが昇圧された高圧パルスｖｈが発生し
、高圧パルスｖｈは高圧整流回路１１で整流されて直流
高圧電圧ｖＥｌ＋□として出力される。

ところで、第６図に示した水平偏向回路は、種々の水平
偏向周波数ｆＨに対応する構成となってるため、水平偏
向周波数ｆＨの変化に伴い上述した方形波の信号Ｒ１フ
ライバックパルス■ｐ１のこぎり波電流Ｓも変化しなけ
ればならない。ところで、電圧レギュレータ１２の出力
電圧をＥ　ｂ２１　、偏向の走査期間の良さをＴｓ、偏
向コイル８のインダクタンスをｍｙとすると、 ＩＤｔｌ＝Ｅｂ２＋　４　ＴＳ／Ｌｙ となる。ここで、のこぎり波電流Ｓのピークピーク値Ｉ
ＤＩ）は一定である必要があるが、水平偏向周期Ｔｈの
変化に対応して走査期間ＴＳも変化するため、のこぎり
波電流Ｓのピークビーク値Ｉｔ）ｌ）を一定に保つため
には電圧レギュレータ１２の出力電圧Ｅｂ２＋、あるい
は、偏向コイル８のインダクタンスＬｙのいずれかを変
化させる必要があるが、偏向コイル８のインダクタンス
［ｙを変化させることは難しいので、通常電圧レギュレ
ータ１２の出力電圧Ｅｂ２１を変化させることになる。

つまり、電圧レギュレータ１２により直流電圧Ｅｌ）２
を制御して直流電圧Ｅｂ２１を走査期間ＴＳに反比例し
て変化させればよい。

ところで、第６図に示した水平偏向回路において水平偏
向周期Ｔｈが短い場合（例えば、偏向周期Ｔｈｅ）の動
作を第７図（Ａ）〜第７図（Ｅ）で示し、水平偏向周期
′ｒｈが長い場合（例えば、偏向周期Ｔｈ２）の動作を
第８図（Ａ）〜第８図（Ｅ）で示す。

第７図（Ａ）に示す同期信号Ｐに対応して第７図（Ｂ）
に示すような方形波の信号Ｒがトランジスタ２のベース
に供給され、トランジスタ２のコレクタ・エミッタ間は
信号Ｒの振幅が正の期間より期間ＴＳ＋だけ長い期間に
わたって導通状態となるので、トランジスタ２のコレク
タ電流１ｃｄは第７図（Ｃ）に示すようになる。

第７図（Ｃ）において期間Ｔｓ、はトランジスタ２の蓄
積期間で、この蓄積期間Ｔｓ、が終了してコレクタ電流
１ｃｄの振幅が零になった位置よりトランジスタ５のベ
ース電流Ｉｂが第７図（Ｄ）に示すように流れ出し、ト
ランジスタ２のコレクタ電流［ｃｄが再び流れ出すまで
流れる。

トランジスタ５のベース電流１ｂの初期値１ｂ。

はトランジスタ２のコレクタ電流１ｃｄがトランス３の
一次側巻線３ａのインダクタンスＬに蓄えられたエネル
ギによって定まり、また、トランジスタ５のベース電流
１ｂは時間と共に、指数関数的に減少してゆき、トラン
ジスタ２のコレクタ電流Ｉｃｄが流れ始める位置で振幅
が零になる。

また、トランジスタ５のコレクタ電流１ｃはベース電流
１ｂによりトランジスタ５が導通する導通期間から更に
トランジスタ５の蓄積期間Ｔｓ２分だけ余分に流れ続け
、第７図（Ｅ）に示すように最大値ｔｃｐの三角波電流
となる。

従って、トランジスタ５のベース電流１ｂが減少して第
７図（Ｄ）に示すように最終値１ｂ＋になった際に、ト
ランジスタ５のコレクタ電流１ｃは最大値（ｌｃｐ）付
近に達するので、トランジスタ５のベース電流ｒｂの最
終値１ｂ＋はこの時点でも充分余裕をもって、トランジ
スタ５を飽和状態にできる様に初期値１ｂｏも比較的大
きな値に設定する必要がある。

次に第８図（Ａ）に示すように水平偏向周期Ｔｈが長い
場合（例えば、偏向周期Ｔｈ２）は繰返し周期が大きく
なるが、第８図（Ｂ）に示す方形波の信号Ｒの期間を簡
単に長くすることはできない、また、トランス３の一次
側巻線３ａのＱはトランス３の大型化を防止するために
あまり高く設定することもできない、また、仮に、（ｌ
高く設定できたとしても、トランジスタ２が非導通状態
となる遮断時のトランジスタ２のコレクタ電圧の飛上が
りが大きくなりトランジスタ２の耐圧を越える虞れがあ
るという理由より、トランス３の一次巻線３ａの巻線抵
抗Ｒｏの値をＳ視することができなくなる。

従って、第８図（Ｃ）に示すトランジスタ２のコレクタ
電流！ｃｄのパルスが終了する際の電流の振幅値１　ｃ
ｄ　、は主に、電源電圧の値Ｅｔ）＋及びトランス３の
一次側巻線抵抗Ｒｏの値で決定され、偏向周期Ｔ　ｈ２
及びパルス幅に影響を与えることは少ない。従って、第
７図（Ｃ）に示したトランジスタ２のコレクタ電流１ｃ
ｄの値１　ｃｄ　、と第８図（Ｃ）に示したトランジス
タ２のコレクタ電流Ｉｃｄの値１ｃｄ２との間の差はほ
とんどない。

また、トランジスタ５のベース電流１ｂの初期ｆｆｌ　
ｌ　ｂｏはトランス３の一次側巻線３ａに蓄積されたエ
ネルギーによって定まるから、トランジスタ２のコレク
タ電流ｌｅｄの値が同じような値であれば、トランジス
タ５のベース電流の初期値Ｉｂｏの値も略同−となる。

トランジスタ５のベース電流１ｂの値は上述したように
指数関数的に減少してゆくので、水平偏内周ｆｌｌｌＴ
ｈが長い偏内周）Ｉｌｌ　Ｔ　ｈ　２の場合はベース電
流［ｂの持続時間が長くなり、第８図（Ｄ）に示すよう
にベース電流の最終値１　ｂ　＋＋が第７図（Ｄ）に示
したベース電流の最終値Ｉｂ＋に比べて小さくなってし
まう。

このため、第８図（Ｄ）に示すトランジスタ５のベース
′Ｆｉ流１ｂの最終値１ｔ）＋＋ではトランジスタ５を
充分に飽和させてコレクタ電流ｔｃを流すことが困難と
なり、よって、トランジスタ５のエミッタ・コレクタ間
の電圧降下が大となり、内部損失が増加する。これを防
止するために第８図（Ｄ）に示すベース電流の最終値１
ｂｎを充分に大となるように設定すると、第７図（Ｄ）
に示すベース電流の最終値１ｔ）＋が必要以上に大きな
値となるので、トランジスタ５のコレクタ’［ＥＩｃの
降下時間Ｔｆ’が長くなり、この部分での損失が増加す
るという問題点を有していた。

上述したように第６図に示した水平偏向回路では水平偏
向周波数ｆｎを変化させると全周波数範囲にわたって最
適励振条件を満足することができないため、出力用のト
ランジスタ５の損失が増加し、信頼性が低下するという
問題点を有していた。

そこで、本発明は上述の問題点を解決するために水平偏
向出力回路を励振する励振回路の電源電圧を水平偏向周
波数が高くなるに従って低下するように可変制御するこ
とにより、簡単な構成で、励振回路に供給する電源電圧
を水平偏向周波数に対応させて変化させる際に損失が生
ずることがなく、また、水平偏向出力回路の励振条件を
供給される水平偏向周波数に対して最適に設定し、水平
偏向出力回路の能動素子の損失を最小限にして信頼性を
向上させることができる水平偏向回路を提供することを
目的とする。

（問題点を解決するための手段） 本発明は上述のような問題点を解決するために第１図に
示す如き構成の水平偏向回路を提供するものである。第
１図に示す水平偏向回路は、水平偏向周波数の信号Ｐに
同期した発振信号Ｒを出力する発振回路１と、 発振信号Ｒを増幅して後段回路を励振する励振回路（ト
ランジスタ２、トランス３）と、水平り向に電子ビーム
を偏向する偏向コイルを励振回路（トランジスタ２、ト
ランス３）から出力される信号に対応して駆動する水平
偏向出力回路１４と、 前記水平偏向周波数にかかわらず常にビークビーク値が
一定な偏向電流で前記偏向コイルを駆動するために前記
水平偏向周波数に比例して変化する電圧Ｅｂｚ＋を水平
偏向出力回路１４に電ｍ電圧として供給すると共に、前
記水平偏向周波数が高くなるに従って低下するようにし
た電圧Ｅ　ｂ　ｎを励振回路（トランジスタ２、トラン
ス３）に電源電圧として供給するスイッチングレギュレ
ータ（二次巻Ｂ！２１０ｃ１整流回路１５、パルス幅変
調回路１６、電圧レギュレータ１２）とから構成した。

（作　用） 水平偏向周波数に比例して変化する電源電圧Ｅｔ）２１
を水平偏向出力回路１４に供給し、水平偏向周波数が高
くなるに従って低下させた電源電圧Ｅ　ｔ）　＋＋を励
振回路（トランジスタ２、トランス３）に供給すること
により、水平偏向出力回路１４の励振条件を供給される
水平偏向周波数に対して最適に設定する。

（実　施　例） 第１図は本発明になる水平偏向回路の一実施例のブロッ
ク系統図である。第１図において第６図と同一の構成部
分には同一の符号を付してその説明を省略する。

第４図において、トランジスタ２に固定の直流電源回路
回路４より電源電圧をトランス３を介して供給していた
が、第１図においては、直流電源回路１３より出力され
る電源電圧Ｅｂ２を電圧レギュレータ１２で変換した電
圧Ｅ　ｔ）　＋＋をトランス３を介してトランジスタ２
の電源電圧として供給している。

なお、この電圧Ｅｂ１１は電圧レギュレータ１２からフ
ライバックトランス１０に供給される電圧Ｅｂｚｚの変
化に対応して制御されており、この電圧［ｂ２２は上述
したように走査周期ＴＳに反比例して変化させればよい
ことになっているので、水平偏向周波数りに関しては第
２図中に実線で示したように水平偏向周波数十８に比例
して略直線的に増加する傾向を示す。

電圧レギュレータ１２の出力電圧を同期信号Ｐの周波数
に対応させて上昇させるように制御するには、電圧レギ
ュレータ１２をスイッチングレギュレータで構成し、フ
ライバックトランス１０の三次巻線１０ｃに生ずるパル
スＰＯを整流回路１５で整流して得られる直流電圧Ｅｏ
をパルス幅変調回路１６に供給して、常に直流電圧ＥＯ
が一定となるように流通角を定めて電圧レギュレータ（
スイッチ・ングレギュレータ）１２を励振するような方
形波の信号Ｒ１をパルス幅変調回路１６で生成し、この
方形波の信号Ｒ１を電圧レギュレータ１２に供給するこ
とによって制御することができる。

一方、上述したように固定の直流電源回路４から出力さ
れる電圧Ｅｂ＋でトランス３を励振すると、励振電流１
ｂ＋は水平偏内周ｐｌ］Ｔｈが短い場合（偏向周期ｒｈ
ｏ＞に過剰となり、水平偏向周期Ｔ　ｈ　／）＜　ｆ％
い場合（偏向周期Ｔｈ２）に不足するので、これを解決
するためには、トランジスタ２の実質的な電源電圧であ
る電圧Ｅ　ｂ　＋＋を水平偏向周期Ｔｈが短い時は低く
、水平偏向周期［ｈが長い時（よ高くするように制御す
ればよい。

りなわら、水平偏向周波数ｆＨに関しては、第２図中に
破線で示したように水平偏向周波数ｆ８の増加と共に、
電圧Ｅ　ｔ）　＋＋が減少するように制御すればよいこ
とになる。

このように、電圧Ｅ　ｂ　ｎの値を水平偏向周波数ｆｓ
に対応して変化させれば、水平偏向周波数ｆｇが変化し
ても最適な励振電流１ｂ＋をトランジスタ５のベースに
供給することができるので、トランジスタ５の損失を最
小限にすることができる。

以下に、第３図を参照して第１図に示した水平偏向回路
の具体的な回路の一例を説明する。

第３図において、１７はスイッチング用のＮＰＮトラン
ジスタ、１８はフライホイールダイオード、１９はトラ
ンス、２０は平滑用のコンデンサ、２１は整流用のダイ
オード、２２は平滑用のコンデンサは公知のステップダ
ウン型のスイッチングレギュレータを構成しており、ト
ランジスタ１７の導通・非導通の比に対応した割合で直
流電源回路１３より供給される電圧Ｅｂ２を電圧Ｅｂｚ
ｚに減圧している。

この減圧の度合は上述したようにトランジスタ１７の導
通・非導通の比、つまり、パルス幅変調回路１６より出
力される方形波の信号Ｒ１のデユーティサイクルにより
決定される。

具体的に説明すると、水平偏向周波数ｆＨが高い場合、
例えば、第４図（Ａ）に示すように水平偏向周期Ｔｈ３
の場合、つまり、パルス幅変調回路１６より出力される
方形波の信号Ｒ１が第４図（Ａ＞に示すような場合はト
ランジスタ１７のエミッタの電圧ＶＳは第４図（Ｂ）に
示すようになる。つまり、この場合はトランジスタ１７
の導通期間ｔ１が非導通期間ｔ２より長く、従って、電
圧Ｅｂｚｚは高くなり、また、トランス１９の二次側巻
線１９ａに誘起される電圧Ｖｓｂは第４図（Ｃ）に示す
ようになるので、トランス３の一次巻線３ａに供給され
るＴｓｒｆＥ　ｂ　＋＋は、第４図（Ｃ）に示した電圧
Ｖｂｓの波高値を■１とすると、以下のように示される
。

また、水平偏向周波数ｆｎが低い場合、例えば、第４図
（Ｄ）に示すように水平偏向周期Ｔｈ４の場合、つまり
、パルス幅変調回路１６より出力される方形波の信号Ｒ
１が第４図（Ｄ）に示すような場合はトランジスタ１７
のエミッタの電圧■Ｓは第４図（Ｅ）に示すようになる
。

つまり、この場合はトランジスタ１７の導通期間ｔ３が
非導通期間ｔ４より短く、従って、電圧Ｅｂｚ＋は低く
なり、また、トランス１９の二次側巻線１９ａに誘起さ
れる電圧ＶＳｂは第４図（Ｆ）に示すようになるので、
トランス３の一次巻線３ａに供給される電圧Ｅ　ｔ）　
ｎは、第４図（Ｆ）に示した電圧Ｖｂｓの波高値を■１
とすると、以下のように 示される。

つまり、水平偏向周波数ｆ。が高くなるに従って、電圧
Ｅｂ２２は増加していく傾向を示し、これは第２図に実
線で示した特性と一致する。

また、トランス１９の二次側巻線１９ｂに誘起された電
圧Ｖｓｂはゼロ・ピーク値をダイオード２１で整流し、
コンデンサ２２で平滑した後、電圧Ｅ　ｂ　ｕとしてト
ランス３の一次側巻線３ａに供給されている。従って、
水平偏向周波数ｆＨが高くなるに従って、電圧Ｅ　ｂ　
ｎは低下していく傾向を示し、これは第２図に破線で示
した特性と・一致する。

なお、第４図において各方形波の信号の繰返し周期が水
平偏向周期Ｔｈに一致するように示されているが、これ
は特に絶対必要な条件ではなく、パルスの繰返し周期を
一定として、デユーティサイクルだけを変化させるよう
に構成することも可能である。

しかし、第４図（Δ）及び（Ｄ）に示した方形波の信号
Ｒ＋、第４図（Ｂ）及び（Ｅ）に示したトランジスタ１
７のエミッタ電圧Ｖｓの繰返し周期はなるべく水平偏向
周期Ｔｈと同期させておく方が、回路同士の相互干渉に
よる悪影響を防止する上で効果的である。

第３図に示すように構成すれば、水平偏向周波数ｆｓに
対して相反する特性を示す第２図に破線及び実線で示し
たような直流電圧Ｅ　ｂＩ＋及びＥｂ２２が容易に得ら
れる。また、電圧Ｅ　ｂ　Ｉ＋の電圧値はトランス１９
の一次側巻線１９ａと二次側巻線１９ｂとの巻線比によ
って自在に設定できる。

さらに、直流電圧Ｅ　ｂ　Ｉ＋及びＥｂ２２の電圧変換
はスイッチングレギュレータにより行なっているので、
電圧Ｅ　ｔ）　１１をどのような電圧値に設定しても回
路損失はほとんどなく、高能率な電圧変換が行なわれる
。

なお、第３図に示した構成では、トランス１９の二次側
端子１９ｂの一端が接地されているが、これは必ずしも
接地する必要はなく、例えば、第５図に示すように直流
電圧Ｅｂ３を出力する固定電源回路２３を接続するよう
な構成にしてもよい。

このような構成にすると、水平偏向周波数ｆ。に対する
変動成分と、固定電源回路２３から供給される固定成分
とを適当に割当てることにより、電圧Ｅ　ｂ　Ｉ＋を設
定することができるので電圧Ｅ　ｂ　。

の特性を第２図に破線で示した特性により近づけること
が可能となる。

上述したようにどのような水平偏向周波数ｆＩＩであっ
ても、出力用のトランジスタ５のベースに供給されるベ
ース電流１ｂ＋を最適な値に設定することができるので
、トランジスタ５の損失を最小限にして信頼性を向上さ
せることができる。

（発明の効果） 本発明は上述の如き構成であるので、簡単な構成で、励
振回路に供給する電源電圧を水平偏向周波数に対応させ
て変化させる際に損失が生ずることがなく、また、水平
偏向出力回路の励振条件を供給される水平偏向周波数に
対して最適に設定し、水平偏向出力回路の能動素子の損
失を最小限にして信頼性を向上させることができるとい
う利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明になる水平偏向回路の一実施例のブロッ
ク系統図、第２図は第１図に示した水平偏向回路の動作
を説明するための図、第３図は第１図に示した水平偏向
回路の具体的な回路例を示す図、第４図（Ａ）〜（Ｆ）
は第３図に示した回路の動作を説明するための図、第５
図は第３図に示した回路の応用例の回路図、第６図は従
来の水平偏向回路の一例のブロック系統図、第７図（Ａ
）〜（Ｅ）及び第８図（Ａ）〜（Ｅ）は第６図に示した
水平偏向回路の一例の動作を説明するための図である。 １・・・水平偏向用の発振回路、 ２・・・励振用のトランジスタ、 ３・・・励振用のトランス、 ５・・・出力用のトランジスタ、 １０・・・フライバックトランス、 １１・・・高圧整流回路、 １２・・・電圧レギュレータ （スイッチングレギュレータ）、 １３・・・直流電源回路、１４・・・水平偏向回路、１
５・・・整流回路、１６・・・パルス幅変調回路。 ’ｔＭＩＥＩ ケ　２　の 寸　３１１ｉ２１ ２４　口 才らの Ｔ７ＦｉＩ Ｔ　９　の

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 水平偏向周波数の信号に同期した発振信号を出力する発
   振回路と、 この発振信号を増幅して後段回路を励振する励振回路と
   、 水平方向に電子ビームを偏向する偏向コイルをこの励振
   回路から出力される信号に対応して駆動する水平偏向出
   力回路と、 前記水平偏向周波数にかかわらず常にピークピーク値が
   一定な偏向電流で前記偏向コイルを駆動するために前記
   水平偏向周波数に比例して変化する電圧を前記水平偏向
   出力回路に電源電圧として供給すると共に、前記水平偏
   向周波数が高くなるに従って低下するようにした電圧を
   前記励振回路に電源電圧として供給するスイッチングレ
   ギュレータとから構成したことを特徴とする水平偏向回
   路。