JPS5946463B2 - スイツチ回路駆動用増幅器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、一定振幅でデューティ・サイクルの変化す
る信号をもつて交流の通過する電路を経て負荷を、駆動
するための増幅器に関するものである。

このような増幅器としては例えばテレビジョン偏向装置
の水平出力トランジスタ用駆動段がある。テレビジョン
表示装置は、通常、比較的低い周波数（率）で垂直方向
に、および比較的高い周波数（率）で水平方向に電子ビ
ームを繰返し走査することによつて、映像管の表面の明
るく写し出されるラスタ領域を走査する。

全消費電力を節減するために各水平偏向サイクルの期間
中、熱に変換されるエネルギの量を減少させることは重
要である。この目的を達成するために、水平偏向は一般
に電子スイッチを使用することによつて行われる。この
電子スイッチは高い偏向率でオン、オフすることができ
、また原理的にはいずれの切換状態においても電力を消
費しないものである。水平偏向スイッチング装置がバイ
ポーラ・トランジスタである場合、ベース電流によつて
ではなくむしろコレクタ回路によつてそのコレクタ電流
が制御されるようにするために、トランジスタの導通期
間中、すなわちオン状態にあるときにそのベースを充分
な電流で、駆動しなければならない。

この飽和した動作状態では、トランジスタのベース領域
に過剰の電荷キヤリヤが蓄積される。周知のように、ベ
ースによるコレクタ電流の制御が再び行われる前にペー
ス領域を一掃して電荷キヤリヤを取除く必要がある。す
なわち、トランジスタを非導通状態すなわちオフ状態に
切換えるためには、過剰電荷キヤリヤを一掃するのに充
分な期間、ベースーエミツタ接合に逆電圧をかけなけれ
ばならない。過剰電荷キヤリャが一掃されて始めてコレ
クタ電流が切れる。ベースーエミツタ接合に逆バイアス
を印加してからそのトランジスタが非導通状態に切換わ
るのに要する時間は、トランジスタの幾何学的な寸法と
過剰電荷キヤリヤの数とに依存する。所定のベース電流
と寸法に対しては、過剰電荷キヤリヤの数はコレクタ電
流の増加に伴つて減少し、その結果、トランジスタを非
導通状能に切換えるのに要する時間はコレクタ電流の増
加と共に短縮される。表示されるべき映像は、合成ビデ
オ信号の形でタイミング情報でもつて符号化されている
。

画像情報の内容はテレビジヨン受像機で同期信号から分
離され、ラスタ領域を照射する電子ビームを変調する，
。同期信号は偏向回路に供給され、偏向のタイミングを
映像が表示されるように制御する。最近のテレビジヨン
のやり方では、水平出力段は偏向電流を発生すると同時
にテレビジヨン受像機の各部を付勢するための直流電圧
を発生する。負荷は一定せず、しかもかなりの大きさで
ある。一例として映像管のアルタ電極は６０ワツトかそ
れ以上の電力を必要とし、画像内容によつて変化する。
水平出力段に与えられる負荷が変動すると、水平出力ト
ランジスタのピーク・コレクタ電流を時々刻々と変化さ
せる。従つて６トランジスタの遮断時点が変化する可能
性があり、ラスタ上に表示される映像に明らかな歪を生
じさせる。水発出力段の遅延量の変動を補償するために
、偏向タイミング回路を制御するように構成された帰還
ループについては１９７８年１０月５日付で出願された
米国特許第９４８７７５号（特公昭５８−５４５４５号
に対応）明細書中に詳述されている。

同特許出願明細書に示されている装置では、位相制御回
路が同期パルス源と水平出力トランジスタ駆動回路との
間に挿入された遅延回路を変化させる。位相制御ループ
は水平帰線パルスと同期信号とを比較し、両者の間の位
相誤差を減少させるように動作する。水平同期パルス相
互間の期間によつて特定される繰返し現われる偏向期間
は一定であるので、水平出力トランジスタのターン・オ
フ時点を制御するためのタイミングをとる，駆動信号の
変動は、水平駆動信号のデユーテイ・サイクルの変動を
もたらす。

駆動段が水平出力トランジスタのベースに例えば米国特
許第３３０２０３３号に述べられているように変成器に
よつてＡＣ（交流）的に結合されていると．一定振幅の
駆動信号のデユーテイ・サイクルの変動はベースにおけ
る水平駆動信号の振幅に不所望な変動をもたらす。例え
ば、ビーム電流の増加によつて水平出力トランジスタの
コレクタ電流が増加すると、水平出力トランジスタのベ
ースに，駆動信号の負号向部分が供給されてからそのト
ランジスタがターン・オフし、帰線パルスが発生するま
での間の遅延を減少させる。もし修正されていないと、
帰線パルスは符号化されたビデオ情報に対して進み、符
号化された情報は相対的に遅れる。ラスタを見ると、画
像情報は所望の位置から右へずれていることが判る。位
相修正ルーブはベース１駆動信号のターン・オフ部分が
供給される時点を上記の欠陥が補償されるように遅らせ
る。しかしながら、これは水平出力トランジスタを導通
状態に保とうとする水平駆動信号のその部分の持続時間
を増大させることになる。パルス相互間の期間は一定で
あるので、これは駆動信号のオフ部分（１駆動信号の出
力トランジスタをターン・オフする傾向のある部分）を
減少させ、それによつてデユーテイ・サイクルを変化さ
せる。ＡＣ結合される駆動信号は、駆動信号のオン部分
の期間が長くなるとその振幅を減少させ且つオフ部分の
振幅を増大させることにより、水平出力トランジスタの
ベースに｝ける信号の平均値に対して等しい正号向部分
と負号向部分とを持つていなければならない。水平出力
トランジスタの，駆動信号のオン部分の振幅が減少する
とその期間中のベース電流を減少させる。ベース電流が
減少するとさらに過剰電荷キヤリヤを減少させ、蓄積時
間の短縮を促進する。このため、デユーテイ・サイクル
の変調とＡＣ結合を組合せると位相制御ループの実効利
得が低下するという好ましくない結果が生ずる。自己調
整装置については、１９７２年８月発行、ＶＯｌ．ＢＴ
Ｒ−１８、「ジ アイイーイーイートランザクシヨンズ
オン プロードキヤストアンド テレビジヨン レシ
ーバーズ（ＴｈｅＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉＯｎｓＯｎ
ＢｒＯａｄｃａｓｔａｎｄＴｅｌｅｖｉｓｉＯｎＲｅｃ
ｅｉｖｅｒｓ）」中でヒーター ウエツセル（Ｐｅｔｅ
ｒＷｅｓｓｅｌ）氏によつて発表された論文「新しい水
平出力偏向回路（ＡｎｅｗＨＯｒｉｚＯｎｔａｌＯｌｌ
ｔＰｌｌｔＤｅｆｌｅｃｔｉＯｎＣｉｒＣｌｌｌｔ）」
中に詳述されている。

この水平出力偏向回路では、水平出力トランジスタは変
成器によつて駆動段にＡＣ結合されている。このような
駆動用変成器は通常駆動トランジスタがオンの期間中エ
ネルギを蓄積し、駆動トランジスタがオフの期間中後続
する水平出力トランジスタのベースにエネルギを結合す
るために使用される。駆動波形は一定のターン・オフ時
間とターン・オン時間とを有し，これらは電圧帰還ルー
ブの制御のもとで可変である。先のウエツセル氏の回路
構成では、駆動波形のオン部分の変化は、水平出力トラ
ンジスタのベースに逆バイアス電圧が印加される時間と
それによつて生ずる帰線パルスとの間の遅延を変化させ
るデユーテイ・サイクルの変化をもたらす。このため表
示された映像に好ましくない歪＋が生ずる。駆動段と水
平出力トランジスタとの間のＡＣ結合を維持し、デユー
テイ・サイクルの変化によつて生ずる上述のようなタイ
ミング誤差を修正し、あるいは誤差を取り除くことは望
ましいことである。

また電力損失を伴うことなく付勢用電圧として駆動段に
供給される実効電圧を低下させることは望ましい。更に
広く言えば、負荷にＡＣ結合されこの負荷をデユーテイ
・サイクルの変化する宿号でもつて駆動するときに、上
記負荷の両端間に平均すなわち直流電圧値に関して一定
振幅の部分を発生させる増幅器を持つことが望ましい。
この発明の好ましい実施例によれば、交流電流路を経て
スイツチ回路を駆動するための増幅器は第１および第２
の制御可能なスイツチ手段（例えば４２，４４）からな
つている。各スイツ．チ手段は被制御主電流路と制御電
極とを具えている。主電流導通路は第１の直列回路を構
成するようにある接続点（例えば４６）に結合されてお
り、交互の導通期間と非導通期間の導通状ｍｌカト制御
されて上記接続点にスイツチング電圧を発生させる。こ
のスイツチング電圧は実質的に矩形波のＡＣ電圧成分と
直流成分とを含んでいる。インダクタンス手段（例えば
４８）が第１の直列回路と直列に付勢電位源（ＢＬ）の
両端に結合されており、このインダクタンス手段は導通
期間中スイツチング電圧の大きさを上記付勢電位源の全
電圧よりも低い値に設定する。交流結合手段（例えば５
４，６１０）が上記接続点訃よびスイツチ回路（例えば
６２）に結合されて訃り、このスイツチ回路に実質的に
ＤＣ成分を除いてＡＣ電圧成分を供給する。導通期間中
のＤＣ電圧成分の極性は、導通期間中スイツチ回路を導
通状態とするように定められている。また非導通期間中
インダクタンス手段の両端間の電圧を制御し、非導通期
間の持続時間に対する導通期間の持続時間が長くなると
、その導通期間中に上記スイツチ回路に供給される電圧
が低下することがないように上記導通期間中に上記イン
ダクタンス手段の両端間に現われる電圧を変化させる手
段（例えば、第１，４ｅ，６ａ，６ｂ図の５０、第４ａ
図の５０，１０２、第４ｂ図の５０，１０８、第４ｃ図
の５０，１０４，１０６、第４ｄ図の５０，１１０，１
１４等）が上記インダクタンス手段に結合されている。
以下、図を参照しつつこの発明を説明する。

第１図において、デユーテイ・サイクル変調パルス１０
が１２で総括的に示された前置駆動段に供給され、これ
からさらに駆動段４０に供給される。駆動段４０は通常
のトランジスタ化水平偏向回路６０にＡＣ結合されてい
る。前置駆動段１２において、ＮＰＮトランジスタ１４
と抵抗器１６および１８とを含む並相増幅器１３はデユ
ーテイ・サイクル変調パルス１０を受信する。

トランジスタ１４のコレクタに発生する逆相出力は直列
キャパシタ１９と抵抗器２０とによつてＮＰＮトランジ
スタ２２のベースに供給される。並相増幅器の同相出力
はトランジスタ１４のエミツタよりキヤパシタ２４を経
て取出され、抵抗器２６とＮＰＮトランジスタ２８のベ
ースーエミツタ接合の両端間に現われる。トランジスタ
２２，２８はそれぞれ抵抗３０，３２と共に反転共通エ
ミツタ増幅器を構成している。前置駆動段１２の出力は
トランジスタ２２，２８のコレクタから取出され、それ
ぞれ１駆動段４０のＮＰＮスイツチング・トランジスタ
４２，４４のベースに供給される。トランジスタ４４の
エミツタは接地され、トランジスタ４２のエミツタはト
ランジスタ４４のコレクタに接続点４６にお・いて結合
されている。トランジスタ４２のコレクタ４３はインダ
クタ４８によつて比較的低い直流動作電圧源ＢＬに結合
されている。クランプ・ダイオード５０の陽極はトラン
ジスタ４２のコレクタに接続されて｝り、陰極は電源Ｂ
Ｌに接続されている。水平出力トランジスタ６２のベー
ス１駆動信号は１駆動段４０の接続点４６から交流（Ａ
Ｃ）結合回路５２によつて取出される。

このＡＣ回路５２はキヤパシタ５４とインタグ！５８と
の直列組合せからなり、両者の間に接続点５６を形成し
ている。結合回路５２の接続点４６から遠い万の端は水
平偏向回路６０のＮＰＮ水平出力トランジスタ６２のベ
ースに接続されている。トランジスタ６２のエミツタは
アースに接続され、コレクタはインダクタ６４を経て比
較的高い直流動作電圧源ＢＨに結合されている。トラン
ジスタ６２のコレクタは周知のようにダンパ・ダイオー
ド６６の陰極に接続され、その陽極はアースに接続され
ている。りトレース・キヤパシタ６８および偏向巻線７
０とＳ字整形キヤパシタ７２との直列回路はダンパ・ダ
イオード６６の両端間に結合されている。変成器７４の
１次巻線７４ａの一端はトランジスタ６２のコレクタに
接続されている。巻線７４ａの他端はキャパシタ７６に
よつてアースに結合されている。変成器７４の２次巻線
７４ｂの一端はアースに接続されて訃り、他端はダイオ
ード７８として示された高電圧整流器に接続されている
。ダイオード７８の他端は端子８０に接続さわ、この端
子８０には映像管（図示せず）のアルタ電極がそれの付
勢のために接続される。水平出力段６０の動作は通常の
もので、当技術分野では周知である。この発明を理解す
る上では．トラヲジスタ６２のベースは可変デユーテイ
・サイクルの繰返し発生する矩形電圧波でインダクタ５
８を通じて，駆動されるということを理解して於けば充
分である。動作中は、並相増幅器１３の入力に供給され
る信号１０は１駆動段４０のトランジスタ４２および４
４のベースに供給される相互に反対位相のスイツチング
信号を生成する。

その結果、トランジスタ４２および４４は交互の期間中
導通状態となる。最初の期間中、トランジスタ４２は導
通し、トランジスタ４４は非導通状態となる。最初の期
間、トランジスタ４２のコレクタ電圧４３は第２図ａの
期間Ｔ１−Ｔ，で示すように電源電圧ＢＬよりも小さい
。前の動作サイクルの期間中、キヤパシタ５４は第２図
ｂの，，で示すように接続点４６における正方向と負方
向の振動の平均に等しい電圧に充電されている。期間Ｔ
，−Ｔ２の期間中、トランジスタ４２は飽和しており、
接続点４６の電圧は以下に述べるようにして決定される
電圧４３に実質的に等しい電圧に上昇し、この電圧は次
いでトランジスタ４２のコレクタ４３に現われる。トラ
ンジスタ４２のインピーダンスは導通状態では低いので
、接続点４６の電圧は第２図ａに示すように電源宣圧Ｂ
Ｌとそのときインダクタ４８の両端間に現われる電圧と
の差になる。第２図ａでは判り易くするために電圧Ｖ４
６は電圧Ｖ４３よりも僅かに低いとして示されている。

実際にはこれらの電圧はトランジスタ４２の飽和電圧だ
け異なるにすぎない。期間Ｔ，−Ｔ２では、第２図ｄに
示すようにインダクタ４８に増大する電流Ｌ４８が流れ
る。この電流はトランジスタ４２のコレクターエミツタ
導通路、キヤパシタ５４、インダクタ５８を経て流れ、
さらに第２図ｅにＢ６２として示すようにトランジスタ
６２のベースーエミツタ接合を経て流れ、このトランジ
スタ６２を導通状態とする。期間Ｔ１−Ｔ２は水平トレ
ース期間の第２の半部に相当する。時刻Ｔ２で駆動波形
１０は負号向に振れる。

この負方向への変化はトランジスタ２８のベースに結合
され、それによつてこのトランジスタ２８を遮断し、ト
ランジスタ４４を導通させる。同時にトランジスタ４２
は非導通状態となる。トランジスタ４２が非導通になる
ことにより、インダクタ４８の磁界に関係するエネルギ
によつてトランジスタ４２のコレクタの電圧４３は上昇
すなわちより正になる。電圧Ｖ４，は電源ＢＬの電圧よ
り１ｂｅ高くなるまで上昇し、そのときダイオード５０
は導通する。ダイオード５０が導通するとインダクタ４
８を通つて流れる電流の流路が形成され、トランジスタ
４２のコレクタの電圧４３はそれ以上には高くならない
。期間Ｔ２−Ｔ３にづける電圧４３は第２図ａに示され
ており、電源電圧ＢＬよりもダイオード５０の順方向電
圧（ＶＢＥ）だけ高くなつている。な於、第２図および
第３図は図面を判り易くするために同じ縮尺比では示さ
れていない。期間Ｔ２−Ｔ３でトランジスタ４４が導通
し、トランジスタ４２が非導通になることにより、回路
点４６の電圧はトランジスタ４４の飽和電圧に向けて低
下する。

この飽和電圧は低いので、期間Ｔ２−Ｔ３における回路
点４６の電圧はアース電位であると考えて差支えない。
時刻Ｔ２における回路点４６の負方向に振わる電圧は回
路点５６に結合され、その点の電位をアースに対して負
とし、トランジスタ６２を遮断に転する（ターン・オフ
する）ために該トランジスタ６２のベースから電荷キヤ
リヤを除去し始め、りトレース期間を開始する。回路点
５６の電圧は第２図ｃ（７）Ｖ，６によつて示されてい
る。キヤパシタ５４による直流減結合あるいは阻止作用
により、電圧４６の直流成分は回路点５６には現われな
い。

その結果、回路点５６に結合される電圧Ｖ，６の正方向
および負方向の振動は、信号の振幅とデユーテイ・サイ
クルに依存するピーク値を持つ。第２図ｃの５０％デユ
ーテイ・サイクルについて示したように、正号向と負号
向の振動のピークは等しい。時刻Ｔ，でトランジスタ４
２は再び導通に転じ（ターン・オンし）、トランジスタ
４４はターン゛オフする。

トランジスタ４２のコレクタの電圧４３は電源電圧以下
の電圧に低下し、ダイオード５０は非導通状態となる。
回路点４６の電圧は実質的にＶ４３に等しい電圧に上昇
する。正方向の振動はキヤパシタ５４によつて回路点５
６に結合され、インダクタ５８とトランジスタ６２のベ
ースーエミツメ接合との直列接続の両端間に順バイアス
電圧を供給する。上述のようにトランジスタ４２と４４
が交互に繰返し導通状態となることにより．回路点５６
にトランジスタ６２を順バイアスするための一定振幅の
電圧を発生させる。

前に述べたように、従来技術による構成では、水平出力
トランジスタ６２のベースーエミツタ接合を順バイアス
するように作用する電圧Ｖ，６のこれらの部分は，駆動
信号のデユーテイ・サイクルの関数として変化する。こ
の発明の構成では、デユーテイ・サイクルの変化は駆動
信号の順バイアス部分の大きさに影響を与えない。説明
の都合上、信号１０のデユーテイ・サイクルが、駆動信
号Ｖ，６の順バイアス部分を第２図に示されているそれ
に比して増大させるように変化するものと仮定する。こ
れは、例えば先のウエツセル氏の偏向回路に訃いて、安
定化電圧が低下したとき、あるいはコレクタ電流が増加
し出力トランジスタの蓄積時間を減少させ、位相制御ル
ープの状態でオン時間の期間を増加するように補償する
場合である。従来技術による回路では、水平出力ベース
駆動信号のデユーテイ・サイクルのこのような変化は順
方向１駆動部分の振幅の減少および負方向駆動部分の振
幅の増大をもたらす。第１図の回路構成では、回路点５
６にＡＣ結合された駆動信号の順バイアス部分の振幅は
５駆動信号のデユーテイ・サイクルが変化しても変動す
ることはない。一般的に言えば、第１図の回路では、ト
ランジスタ４２が導通する期間中トランジスタ４２のコ
レクタに訃ける電圧の振幅を回路点４６にお・ける駆動
信号の振幅に変化を与えるように変化？せ、点５６にお
ける予想？れる変化をＡＣ結合により補償する。説明の
都合上、駆動パルス１０のデユーテイ・サイクルはトラ
ンジスタ４２がトランジスタ４４よりも長い期間導通状
態となるように変化すると仮定する。

これは第３図に示すように．期間Ｔ５一Ｔ６が期間Ｔ６
−Ｔ７よりも長くなる場合である。デユーテイ・サイク
ルが変化して数サイクルの動作後は過度的効果は消滅す
る。時刻Ｔ５の寸前ではトランジスタ４４およびダイオ
ード５０は導通状態であり、トランジスタ４２は非導通
状態である。トランジスタ４２のコレクタ４３の電圧４
３は電源電圧ＢＬよりもダイオード５０の順方向電圧降
下１Ｖｂｅだけ正である。従つて、時刻Ｔ５に先行する
期間ではトランジスタ４２のコレクタの電圧Ｖ４３は、
第３図ａに示すようにデユーテイ・サイクルが変化する
前の値と等Ｕ．）値にクランプされる。時刻Ｔ５でトラ
ンジスタ４２はターン・オンし、トランジスタ４４はタ
ーン・オフする。電圧Ｖ４３は、第３図ｄのＩＬ４８に
よつて示すようにインダクタ４８を通つて流れる電流が
トランジスタ４２、結合回路５２およびトランジスタ６
２のベースーエミツタ接合を通つて流れ，このトランジ
スタ６２を導通状態としたときに急激に減少する。同時
に回路点４６の電圧４６は急激に正方向に変化する。ト
ランジスタ４２が導通状態である期間Ｔ，Ｔ６における
トランジスタ４２のコレクタの電圧は平均値の考え方で
確立される。

インダクタの両端間には直流電圧は発生しないので、イ
ンダクタ４８の正方向の振動と負方向の振動の平均値は
電源電圧ＢＬに等しくなければならない。従つて、電源
電圧ＢＬを基準として正方向部分と負号向部分の期間の
トランジスタ４２のコレクタ電圧と時間との積は等しく
且つ互いに反対極性になる。簡単に言えば、期間Ｔ５−
Ｔ６の間でＶ，３とＢＬとによつて囲まれる部分の面積
Ｍは期間Ｔ６−Ｔ，の間での対応する部分の面積Ｎに等
しくなければならない。期間Ｔ６−Ｔ７に｝ける電圧Ｖ
４３はクランプ・ダイオード５０の順方向電圧によつて
与えられるので、デユーテイ・サイクルの変化の効果は
面積Ｎの減少として現わわ、それによつて面積Ｍもまた
減少する。期間Ｔ５−Ｔ６が長くなると面積Ｍは減少す
るので、トランジスタ４２のコレクタ電圧の減少は対応
する期間Ｔ，−Ｔ２におけるよりも期間Ｔ５−Ｔ６にお
ける万が少ない。従つて、インダクタ４８於よびクラン
プ・ダイオード５０が存在することにより、デユーテイ
・サイクルの変化に伴うトランジスタ４２のコレクタ電
圧の変化に影響が与えられると見ることができる。

トランジスタ４２が導通状態となる期間中、そのインピ
ーダンスは低くなり、回路点４６の電圧は第３図ａの４
６によつて示されるようにＶ，，に実質的に等しくなる
。

トランジスタ４２がオンでトランジスタ４４がオフのと
きには、回路点４６の電圧は電源電圧ＢＬと４３との差
になる。従つて、デユーテイ・サイクルに依存するＶ４
３のピーク振幅の減少は回路点４６に｝ける電圧４６の
ピーク振幅の対応する増大に変換される。回路点４６に
おける振動のピーク値が増大するとその点に｝ける電圧
の平均値が噌大する。デユーテイ・サイクルの変化にす
ぐに続く過渡期間中はキヤパシタ５４は上記のより大き
な平均電圧に充電される。キヤパシタ５４の両端間のこ
の増大した電圧は第３図ｂ（ＤＶ５４によつて示されて
いる。電圧Ｖ４６の直流成分はキヤパシタ５４を経由す
る結合によつて失われている。回路点５６では、正号向
への振動の振幅と時間の積は負号向への振動の振幅と時
間の積に等しくなければならない。従つて、期間Ｔ６−
Ｔ，に対する期間Ｔ，−Ｔ６が増加することによつて正
方向部分の振幅が減少するという結果が生ずる。しかし
ながら、第３図ａに関して説明したように電圧４６の増
加は減少の傾向を補償することができ、それによつて期
間Ｔ，一Ｔ６におけるＶ，６の振幅は対応する期間Ｔ，
Ｔ２の振幅と同じになる。回路点４６における電圧Ｖ４
６のピーク・ピーク振幅は第３図に示すように第２図に
比して大きくなる。

しかしながら、回路点５６における電圧Ｖ，６の正方向
部分は上述のように一定に維持されている。波形のピー
ク・ピークの大きさはキャパシタ５４を知る結合によつ
ては影響されないので、第３図ｃに示すように期間Ｔ６
−Ｔ，におけるＶ，６の負方向部分は第２図ｃにおける
対応する期間Ｔ２−Ｔ３に示されてよる部分よりも大き
くなる。その結果、時刻Ｔ６の近くでインダクタ５８と
トランジスタ６２のベースエミツタ接合との直列組合せ
に供給される負方向電圧は、順方向ベース駆動が一定に
保たれているにも拘らずデユーティ・サイクルの変化に
伴つて変化する。時刻Ｔ２近くの負方向電圧に比して時
刻Ｔ６近くの増大した負号向電圧はトランジスタ６２の
ベース領域から電荷キヤリヤを一掃するための電圧を上
昇させる傾向がある。これは出力トランジスタのターン
・オフ時間に関する３次効果である。例えば、前に仮定
したような理由により、コレクタ電流が正規の値以上に
噌大すると、水平出力トランジスタのベース領域に蓄積
される過剰電荷は減少する傾向がある。

過剰に蓄積された電荷が少なくなると水平出力トランジ
スタのターン・オフ時間を短かくする傾向があり、また
位相匍脚ループはトランジスタに対するターン・オン期
間すなわち順方向ベース駆動期間を増大させることによ
つてこの１次効果を補償する。前述のように、従来技術
では、これは順方向ベース１駆動信号の振幅を減少させ
ようとする２次効果をもたらす。この発明の構成では、
この２次効果は順方向，駆動信号の振幅を一定に維持す
ることによつて補償される。このため、順方向駆動信号
の振幅は一定に維持され、出力トランジスタのベース領
域に蓄積される過剰電荷の量は一定に維持されるように
なり、従つてターン・オフ時間もまた一定に維持される
。しかしながら、時刻Ｔ６における負方向ターン・オフ
電圧は時刻Ｔ３におけるそわに比して噌大するので、過
剰蓄積電荷はコレクタ電流の増加に伴つてより一層急速
に取除かれる。従つて、水平出力トランジスタのコレク
タ電流の増加と共にターン・オフ時間を減少させるとい
う３次効果がある。この３次効果は、僅かな過補償によ
つて解決される。それによつて順方向駆動信号の振幅は
一定に維持されるのみならず水平出力トランジスタのコ
レクタ電流の増加に伴つて僅かに大きくなる。第４ａ図
乃至第４ｅ図はこの発明の各種の変形例を示す。第４ａ
図乃至第４ｅ図では、図を簡略化するために駆動段４０
、ＡＣ結合回路５２およびトランジスタ６２を第１図の
回路の残りの部分から切離して示されている。第４ａ図
において、電池１０２として示されている電源１０２は
ダイオード５０と直列に結合されている。電池１０２の
負端子は電源ＢＬに結合され、正端子はダイオード５０
の陰極に接続されている。挿入された電池１０２の効果
は、トランジスタ４２の非導通期間中に該トランジスタ
４２のコレクタがクランプされる正電圧を大き７くする
点にある。電池１０２の電圧を選択することにより、ト
ランジスタ４２が非導通期間中にこのトランジスタ４２
に供給される電圧を制御することができる。第４ｂ図で
は、電池１０８が第４ａ図と同じ目的でダイオード５０
の陰極とアースとの間に接続されている。インダクタ４
８から電圧源に結合される電池によつて与えられるエネ
ルギは再使用される。第４ｃ図では、電池１０２あるい
は１０８と等価な低インピーダンス電圧源がダイオード
５０と直列に結合された追加のダイオード１０４および
１０６によつて与えられている。

色々な値のクランプ電圧を得るために任意の数のダイオ
ードを使用することができる。第４ｄ図では、ダイオー
ド５０が別のダイオード１１０および抵抗器１１４と直
列に結合されている。

インダクタ４８が大であれば、そのインダクタ４８を流
れる電流は比較的一定であると見ることができるので、
クランプ電圧を作り出すために５０｝よび１１０として
示す１あるいはそれ以上のダイオードと関連して抵抗器
を使用することもできる。抵抗器１１４を使用するとク
ランプ電圧を細かく調整するために変えることができる
。インダクタ４８の大きさは、トランジスタ４２が導通
する期間中にその磁界中に蓄積されるエネルギがそれに
続くトランジスタ４４が導通する期間中に排出されるよ
うにクランプ電圧と関連して決定されることは当業者に
とつては言う迄もないことである。インダクタ４８の大
きさがこのように定められていると、第２図ｄの期間Ｔ
２−Ｔ３の点線の波形１Ｌ６４８で示されるように、ト
ランジスタ４２が非導通状態の期間中、インダクタ４８
中の電流は零に減少する。これによるとクランプ・ダイ
オード５０は非導通状態になり、トランジスタ４２のコ
レクタの電圧Ｖ４，は第２図ａの点線の波形６４３で示
すように電圧ＢＬに減少する。トランジスタ４２が導通
し、トランジスタ４４が非導通状態となる次の期間では
、第２図ｅの点線の波形１Ｂ６６２で示すように、電流
はインダクタ４８内およびトランジスタ６２のベースー
エミツタ接合内で零から増大し始める。このようにイン
ダクタ４８内の電流を零に向けて減少させることはテレ
ビジヨンに適用する場合に利点がある。これは水平出力
トランジスタのコレクタ電流が大である走査の端部に対
応する時刻Ｔ４の近くに於けるベース１駆動電流に比し
て、コレクタ電流が小さくなる水平走査の中心部に対応
する時刻Ｔ３の近くにおけるベース駆動電流を減少させ
ることができるからである。水平出力トランジスタのベ
ースーエミツタ接合が、この発明の構成によつて駆動さ
れる負荷となるときには、ベースーエミツタ接合の単方
向電流導通性（整流特性）はキヤパシタ５４に電荷を集
結させ、駆動動作を乱す。

第４ｅ図はこのような電力スイツチング・トランジスタ
を５駆動する好ましい形態を示している。第４ｅ図では
、第１図の回路素子に対応する素子は同じ参照番号で示
されている。第４ｅ図に示すように，インダクタ８２が
回路の接続点５６とアースとの間に結合されてお・り、
ダイオードがトランジスタ４２訃よび４４の両端間に結
合されていて過渡的影響から保護している。インダクタ
８２はトランジスタ６２のベースーエミツタ接合で整流
された電流の帰路を与えている。インダクタ８２はさら
にトランジスタ６２の所定の順方向ベース駆動電流を得
るのに必要とする１駆動回路が電源ＢＬから引出す電流
を少なくする効果もある。トランジスタ４４が導通する
期間Ｔ２−Ｔ３あるいはＴ６−Ｔ７の間では、キヤパシ
タ５４の電圧の付勢作用により通常の電流がアースより
インダクタ８２を通つて上向きに流れ、さらにキヤパシ
タ５４訃よびトランジスタ４４を通つて流れ、インダク
タ８２に伴う磁界中にエネルギが蓄積される。トランジ
スタ４４が非導通でトランジスタ４２が導通状態となる
期間Ｔ３−Ｔ４あるいはＴ７−Ｔ８の間は、電流は電源
ＢＬからインダクタ４８、トランジスタ４２、キヤパシ
タ５４およびインダクタ５８を通つてトランジスタ６２
のベースに流れ、このトランジスタ６２をバイアスする
。トランジスタ４２の導通期間中でトランジスタ４４が
非導通となるときには、先行する期間Ｔ２−Ｔ３あるい
はＴ６−Ｔ７の間にインダクタ８２に蓄えられていたエ
ネルギはインダクタ５８、トランジスタ６２のベースー
エミツタ接合を通る循環路を経て流れ、トランジスタ４
２を通つて流れる順方向１駆動電流を助ける。これによ
つて電源ＢＬからの必要とする全電流を節減することが
できる。第５図は、第４ｅ図の回路が次に示す動作条件
に訃いて、１５７５０Ｈｚの周波数で動作するときのこ
の第４ｅ図の回路に関連する各種の振幅一時間の波形を
示す。

電源電圧ＢＬ９．５ボルト インダクタ４８１３０μＨ，ｌ．７Ω インダクタ５８約１５μＨ インダクタ８２６００／４Ｈ キヤパシタ５４１００μＦ 第５図ａに｝いて、Ｖ４３訃よびＶ４６は各過渡変化の
後に保護ダイオードが一時的に導通する効果を示し、Ｖ
４３の３最大電圧は９．５Ｖの電源電圧を超過している
と見ることができる。

トランジスタ４２が導通している間は第５図ｂに示すよ
うにクランプ・ダイオード５０は逆バイアスされている
ので、このダイオード５０を流れる電流１５０は零であ
る。この同じ期間中、第５図ｃのトランジスタ４２のコ
レクタ電流１４３はインダクタ４８の電流が増大するに
つれて大きくなる。増大しつ＼ある電流１４３はそのと
きインダクタ８２を流れる電流に加わり、第５図ｄに示
すようにトランジスタ４２のペースを駆動する１駆動電
流１５８を生成する。第６ａ図の回路構成は変成器６１
０による交流結合を示す。変成器６１０の１次巻線６１
０ａは接続点４６とアースとの間に結合さわている。ト
ランジスタ４４のエミツタは負直流電圧源Ｂ−に結合さ
れている。第６ｂ図の回路では、直流阻止キヤパシタ６
２０を使用することによつて負電源が不要になり、１次
巻線６１０ａおよびトランジスタ４４のエミツタの双万
をアースに結合することができる。第６ａ図、第６ｂ図
の回路は第１図訃よび第４ａ図乃至第４ｅ図の回路と同
じように動作する。また第６ａ図、第６ｂ図の回路で、
巻線６１０ｂの漏洩インダクタンスを独立したインダク
タ５８の代わりに使用することもできる。以上説明した
回路では、１駆動サイクルの一部分でインダクタは負荷
から切離されるので、デユーテイ・サイクルの変化に伴
つてインダクタ４８に蓄積されるエネルギが変化するに
も拘らず順方向駆動電流を一定に維持することができる
。この点においてこの発明の回路構成は先に示した米国
特許第３３０２０３３号に示されている回路と異なる。
またこの発明の回路構成は、１駆動段に供給される実効
電源電圧を低くするための手段を具えているから、これ
を一定のデユーテイ・サイクルの場合に適用しても有効
であることは明らかである。

従つて、もし大きな駆動段供給電圧によつて水平出力ト
ランジスタに過大なベース電流が流れるならば、この発
明の回路構成は消費電力を小さくするように実効駆動段
電源電圧を小さくするために使用することができる。駆
動増幅器はスイツチング増幅器で、従つて、電圧利得は
１あるいはそれ以下である。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を実施したテレビジヨン装置の一部分
の概略回路図、第２図および第３図は動作中に第１図の
回路の各部に発生する各種の電圧、電流の振幅と時間の
関係を示す図、第４ａ図、第４ｂ図、第４ｃ図、第４ｄ
図、第４ｅ図はこの発明を実施するために使用さわる各
種の噌幅器を構成する回路図、第５図は第４ａ図乃至第
４ｅ図に示す各実施例に関する波形を示す図、第６ａ図
、第６ｂ図はこの発明の他の実施例を示す図である。 第１図の回路で、４２・・・トランジスタ（第１のスイ
ツチ手段）、４４・・・トランジスタ（第２のスイツチ
手段）、４６・・・接続点、４８・・・インダクタ、５
０・・・ダイオード（インダクタ４８の両端間の電圧を
制御するためにこれに結合された手段）、５４・・・キ
ヤパシタ（交流結合手段）、６２・・・水平出力トラン
ジスタ（スイツチ回路）、ＢＬ・・・電源。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 各々被制御主電流導通路と制御電極とを有し、上記
   主電流導通路は直列回路を構成するように回路中の接続
   点に結合され且つ交互の導通期間と非導通期間中その導
   通状態が制御されて、上記接続点に実質的に矩形波形の
   交流電圧成分と直流電圧成分とを含むスイッチング電圧
   を発生する第１および第２の制御可能なスイッチ手段と
   、付勢電位用電源と、 上記付勢電位用電源の両端間に上記直列回路と直列をな
   して結合され、上記導通期間中上記スイッチング電圧の
   大きさを上記付勢電位用電源の全電圧よりも低い電圧に
   設定するインダクタンス手段と、上記接続点およびスイ
   ッチ回路に結合され、このスイッチ回路に上記直流電圧
   成分を実質的に除いた交流電圧成分であつて、上記導通
   期間中の極性がこの導通期間中上記スイッチ回路を導通
   状態とする上記交流電圧成分を当該スイッチ回路に供給
   する交流結合手段と、上記インダクタンス手段に結合さ
   れており、上記非導通期間中その両端間に現われる電圧
   を制御して、上記非導通期間の持続時間に対する上記導
   通期間の持続時間が長くなると、上記導通期間中に上記
   スイッチ回路に供給される電圧が低下することがないよ
   うに、上記導通期間中上記インダクタンス手段の両端間
   の電圧を変化させる手段とからなる、交流電流路を経由
   するスイッチ回路駆動用増幅器。