DE68926519T2

DE68926519T2 - Ablenkungsschaltung mit Rasterverzerrungskorrektur

Info

Publication number: DE68926519T2
Application number: DE68926519T
Authority: DE
Inventors: Peter Eduard Haferl
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1988-03-10
Filing date: 1989-03-04
Publication date: 1996-12-12
Anticipated expiration: 2009-03-05
Also published as: GB8805758D0; CN1018043B; FI92783C; FI92783B; JP2596824B2; EP0332091B1; KR890015565A; TR25808A; SG80520A1; HK1004318A1; FI891026A0; EP0332091A3; ES2091753T3; KR970005218B1; JPH01268355A; EP0332091A2; FI891026A; CA1299741C; DE68926519D1; CN1036676A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Ablenkschaltung, bei der die Amplitude eines Ablenkstroms über einem relativ weiten Bereich verändert oder moduliert werden kann, um eine Rasterverzerrung zu korrigieren. Die Modulation der Ablenkstrom-Amplitude kann für bestimmte Zwecke erwünscht sein, z.B. zur Korrektur der äuberen und inneren Ost-West-Kissenverzerrung.
Üblicherweise enthält eine Horizontal-Ablenkschaltung eine Ausgangsstufe mit einem Ablenkschalter, einer Horizontal-Ablenkwicklung und einer Hinlauf-Kapazität, die den Ablenkstrom der Ablenkwicklung während jedes Hinlauf-Intervalls zuführt. Eine erste Rücklauf-Kapazität liegt während des Rücklauf-Intervalls an der Ablenkwicklung, um eine Rücklauf-Resonanzschaltung zu bilden. Energie wird während des Rücklaufs über einen Zeilenendtransformator ergänzt.
Ein von der Sekundärwicklung des Zeilenendtransformators während der Anzeige gelieferter hoher Strahlstrom, beispielsweise von jedem weißen Horizontal-Streifen eines Kreuzmusters, das beispielsweise in Fig. 5 gezeigt ist, stellt eine hohe Last für den Zeilenendtransformator während des Rücklaufs dar.
Bei einigen bekannten Schaltungen ist die Rücklauf-Resonanzschaltung über eine verhältnismäßig kleine Ausgangsimpedanz einer Ost-West-Steuerschaltung mit der Primärwicklung des Zeilenendtransformators während des ganzen Rücklaufs verbunden. Bei solchen bekannten Schaltungen kann die Rücklauf-Kapazität während des Rücklauf 5 aufgrund der zuvorerwähnten Last leicht entladen werden. Dies kann zu einem Entladestrom von der Hinlauf- Kapazität in die Rücklauf-Kapazität durch die Ablenkwicklung führen und zu einem leichten Abfall der Spannung an der Hinlauf- Kapazität aufgrund der weißen Horizontal-Streifen des Kreuzmusters führen.
Die Ladung der Hinlauf-Kapazität wird während der den Abtastzeilen zugeordneten Rücklauf-Intervalle, die den schwarzen Bildteil unter den weißen einander kreuzenden Streifen anzeigen, aufgefüllt. Dies bewirkt einen kleinen Strom in entgegengesetzter Richtung mit einer niedrigen Frequenz, der durch die Ablenkwicklung während der Hinlauf-Intervalle fließt. Der Lade- und Entladestrom der Hinlauf-Kapazität erzeugt eine kleine Rasterverschiebung und führt zu Schwingungen mit niedriger Frequenz, die den Hinlauf-Strom durch die Ablenkwicklung modulieren. Diese Modulation mit niedriger Frequenz kann bewirken, daß jeder vertikale Streifen des Kreuzmusters eine Zickzackform hat anstatt der Form einer geraden Linie. Die Zickzackform erscheint in einer gegebenen Vertikalrichtung unmittelbar unter dem Schnittpunkt mit einem Horizontal-Streifen. Solche Verzerrungen, die mit einer so niedrigen Frequenz auftreten, werden auch als "Mäusezahn"-Verzerrungen bezeichnet und sind in dem Kreuzmuster von Fig. 5 dargestellt.
Somit erscheinen diese Mäusezahn-Verzerrungen während und unmittelbar nach den Zeiten, in denen hohe Strahlstromübergänge auftreten, weil die Ablenkschaltung, die während des Rücklaufs ein Energieschwungrad mit niedriger Impedanz darstellt, die Zunahme an Energiebedarf für die Endanodenschaltung beim Übergang liefert. Somit kann Energie, die von der Ablenkschaltung zur Endanodenschaltung übertragen wird, Änderungen des Hinlauf-Stroms in der Ablenkwicklung verursachen. Die Beschaffenheit der Mäusezahn-Verzerrung und entsprechende Lösungen sind in den US-Patenten 4,429,257; 4,634,937; 4,780,648 und 4,794,307 erläu-tert.
Fernsehablenkschaltungen gemäß den Oberbegriffen der Ansprüche 1 und 9 sind aus dem US-Patent 4,206,388 bekannt, das sich auf eine Ost-West-Modulationsschaltung bezieht, bei der der Modulationsschalter während oder am Ende des Rücklaufs leitend wird und während des Hinlaufs nichtleitend wird. Aufgrund der Modulatorschaltung während des Hinlaufs kann eine Störung des Horizontal-Hinlaufs verursacht werden.
Bei einer Horizontal-Ablenkschaltung, die einen Aspekt der Erfindung verkörpert, wird ein Modulations-Schaltstrom durch einen bidirektionalen Modulationsschalter während des Rücklaufs gebildet. Dieser Modulationsschalter, der mit der Rücklauf-Resonanzschaltung verbunden ist, die die erste Rücklauf-Kapazität enthält, hat eine leitende Zeit, die während des Horizontal- Rücklaufs gemäß einer parabelförmigen Spannung mit Vertikal-Rate moduliert wird. Eine zweite Rücklauf-Kapazität ist parallel zum Modulationsschalter geschaltet. Der Modulationsschalter ist während des Hinlauf-Intervalls leitend und wird zu einem steuerbaren Zeitpunkt während des Rücklaufs abgeschaltet. Der Modulationsschalter bildet, wenn er leitend ist, eine niedrige Impedanz über der zweiten Rücklauf-Kapazität, die die Spannung an der zweiten Rücklauf-Kapazität auf Null klemmt. Im Ergebnis wird eine steuerbare Rücklauf-Impulsspannung mit einer steuerbaren Amplitude und einer veränderbaren Breite an der zweiten Rücklauf-Kapazität erzeugt, wenn der Modulationsschalter während eines Teils des Rücklaufs nichtleitend ist. Die Rücklauf-Spannung an der zweiten Rücklauf-Kapazität ändert die Größe einer Rücklauf spannung, die an der ersten Rücklauf-Kapazität erzeugt wird, und auf diese Weise wird die gewünschte Modulation des Ablenkwicklungsstroms vorgesehen, um so die äußere und innere Kissenverzerrung zu korrigieren.
Vorteilhafterweise wird dadurch, daß der Modulationsschalter nur während eines Teils des Horizontal-Rücklaufs leitend ist, die Mäusezahn-Verzerrung vermindert. Die Mäusezahn-Verzerrung wird vermindert, weil, wenn der Modulationsschalter während des anderen Teils des Horizontal-Rücklaufs nichtleitend ist, die Primärwicklung des Zeilenendtransformators mit der Rücklauf-Resonanzschaltung über eine Impedanz verbunden ist, die durch die zweite Rücklaufkapazität gebildet wird. Diese Impedanz ist hoch bei niedrigen Frequenzen, die der Mäusezahn-Verzerrung zugeordnet sind. Solche Frequenzen sind weitaus niedriger als die Rücklauf-Resonanzfrequenz. Durch Betrieb des Modulationsschalters im Schaltbetrieb wird vorteilhafterweise der Leistungsverlust vermindert.
Die Rücklauf-Spannung in einer Sekundärwicklung des Zeilenendtransformators kann dazu verwendet werden, ein synchronisierendes Rückkopplungssignal vorzusehen, das dazu verwendet wird, eine Zeitinformation für eine Phasensteuerschaltung vorzusehen. Die Phasensteuerschaltung erzeugt ein Steuersignal, das den Horizontal-Ablenkstrom mit einem Horizontal-Synchron-Eingangssignal synchronisiert.
Gemäß einem Merkmal der Erfindung bewirkt die zweite Rücklauf-Kapazität, daß das Rückkopplungssignal des Zeilenendtransformators in Phase in bezug auf die Rücklauf-Spannung gehalten wird, die an der Ablenkwicklung erzeugt wird. Somit liefert das Rückkopplungssignal die richtige Horizontal-Zeitinformation des Horizontal-Ablenkstroms während der gesamten Vertikal-Abtastung. Wäre die Rücklauf-Spannung in dem Zeilenendtransformator und in der Ablenkwicklung nicht während der gesamten Vertikal-Abtastung in Phase gehalten worden, wäre eine Rasterverzerrung aufgetreten, die zu einem leicht parabelförmig gebogenen Raster in der Vertikalrichtung geführt hätte.
Eine Fernsehablenkschaltung, die einen anderen Aspekt der Erfindung verkörpert, enthält eine Quelle für ein erstes Eingangssignal mit einer Frequenz, die auf eine erste Ablenkfrequenz bezogen ist, und eine Rücklauf-Resonanzschaltung. Die Rücklauf-Resonanzschaltung enthälteine Ablenkwicklung und eine erste Rücklauf-Kapazität. Ein Ablenkstrom wird in der Ablenkwicklung erzeugt, und eine erste Rücklauf-Impulsspannung wird in der ersten Rücklauf-Kapazität während eines Rücklauf-Intervalls eines gegebenen Ablenkzyklus erzeugt. Eine zweite Rücklauf-Kapazität ist mit der Rücklauf-Resonanzschaltung verbunden, um in der zweiten Rücklauf-Kapazität eine zweite Rücklauf-Impulsspannung während des Rücklauf-Intervalls zu erzeugen. Eine mit einer Quelle für eine Eingangsversorgungsspannung verbundene Versorgungs-Induktivität verbindet die erste und zweite Rücklauf-Impulsspannung mit einer Lastschaltung. Eine Quelle zur Modulation eines zweiten Eingangssignals mit einer Frequenz, die auf eine zweite Ablenkfrequenz bezogen ist, ist mit einer Schaltanordnung verbunden. Die Schaltanordnung verändert gemäß dem zweiten Eingangssignal einen Unterschied zwischen einer Zeit, wenn die zweite Rücklauf-Impulsspannung ausgelöst wird und einer Zeit, wenn die erste Rücklauf-Impulsspannung ausgelöst wird, um eine Modulation des Ablenkstroms zu erzeugen. Wenn die zweite Rücklauf-Impulsspannung erzeugt wird, wird eine Impedanzanordnung, die die zweite Rücklauf-Kapazität enthält, die hoch bei Frequenzen ist, die nennenswert niedriger als eine Rücklauf-Resonanzfrequenz der Rücklauf-Resonanzschaltung sind, zwischen der Versorgungs-Induktivität und der Rücklauf-Resonanzschaltung eingefügt. Die hohe Impedanz isoliert die Versorgungs-Induktivität von der Rücklauf-Resonanzschaltung bei den niedrigeren Frequenzen.
In den Zeichnungen stellen dar:
Fig. 1a-1h idealisierte Wellenformen, die nützlich zur Erläuterung der Schaltung von Fig. 2 sind;
Fig. 2 eine einen Aspekt der Erfindung verkörpernde Ablenkschaltung, die eine äußere Kissenverzerrungs-Korrektur enthält;
Fig. 3a-3b Wellenformen, die während des Horizontal- Rücklaufs auftreten, die zur Erläuterung der Schaltung von Fig. 2 nützlich sind;
Fig. 4 zusätzliche Wellenformen, die für die Erklärung des Betriebs der Schaltung von Fig. 2 nützlich sind;
Fig. 5 ein Kreuzmuster, bei dem die "Mäusezahn"-Verzerrung nicht korrigiert ist;
Fig. 6a-6d Wellenformen, die zur Erläuterung eines Stromschutzmerkmals der Schaltung von Fig. 2 nützlich sind;
Fig. 7 eine zweite Ausführungsform der Erfindung, die eine innere Kissenverzerrungs-Korrektur enthält; und
Fig. 8a-8c Wellenformen, die der Schaltung von Fig. 7 zugeordnet sind.
Eine Horizontal-Ablenkschaltung 250 in Fig. 2, die einen Aspekt der Erfindung verkörpert, sieht eine Horizontal-Ablenkung in beispielsweise einer Farbfernseh-Kathodenstrahlröhre (CRT) vom Typ A66EAS00X01 vor. Die Schaltung 250 enthält einen Schalttransistor Q1, der mit einer Horizontal-Frequenz fH arbeitet und eine anti-parallele Zeilendiode DQ1, die beide als eine integrierte Schaltung ausgeführt sind. Eine Rücklauf-Kapazität C1 liegt parallel zum Transistor Q1 und zur Diode DQ1. Eine Ablenkwicklung LH ist in Reihe mit einer S-formenden Hinlauf-Kapazität CS geschaltet, um einen Schaltungszweig zu bilden, der parallel zum Transistor Q1, zur Diode DQ1 und zur Rücklauf-Kapazität C1 liegt, um eine Rücklauf-Resonanzschaltung 100 während des Horizontal-Rücklaufs zu bilden.
Eine Phasenregelstufe 101, die einen Horizontal-Oszillator und einen Phasendetektor enthält, was in den Figuren in Einzelheiten nicht dargestellt ist, spricht auf ein Horizontal-Synchronsignal HS an. Das Signal HS wird beispielsweise von einem Video-Detektor eines Fernsehempfängers abgeleitet, der in den Figuren nicht dargestellt ist. Die Stufe 101 führt über einen Transistor Q6 eine Ansteuerspannung 101a einer Primärwicklung T2a eines Ans teuer-Trans formators T2 zu. Die Sekundärwicklung T2b des Transformators T2 ist über einen Spannuntsteiler, der Widerstände R1 und R2 enthält, mit dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q1 verbunden, um einen Basis-Ansteuerstrom ib mit der Horizontal-Frequenz fH zu erzeugen. Eine Primärwicklung W1 eines Zeilenendtransformators T1 liegt zwischen einer Quelle für eine B+ Spannung und dem Kollektor des Transistors Q1. Eine Sekundärwicklung W2 des Transformators T1 ist mit der Stufe 101 verbunden, um ein Rückkopplungs-Rücklaufsignal Hr zur Erzeugung des Ansteuersignals 101a vorzusehen, das einen Horizontal-Ablenkstrom i&sub2; in der Wicklung LH mit dem Signal HS synchronisiert.
Eine geschaltete Raster-Korrekturschaltung 200, die ein Merkmal der Erfindung verkörpert, enthält eine O-W-Steuerschaltung 300, die die Zeiten des Schaltens des Schalttransistors Q2 steuert. Der Transistor Q2 ist während des gesamten Hinlauf-Intervalls leitend und wird während eines steuerbaren Augenblicks in dem Rücklauf-Intervall nichtleitend. Der Kollektor des Transistors Q2 ist mit einem Verbindungsanschluß 50 zwischen dem Emitter des Transistors Q1 und der Rücklauf-Kapazität C1 verbunden. Der Emitter des Transistors Q2 ist über einen kleinen den Strom abtastenden Widerstand R101 mit Masse verbunden. Eine Zeilendiode DQ2, die parallel zum Transistor Q2 liegt, ist mit dem Transistor Q2 zu einer integrierten Schaltung zusammengebaut. Eine zweite Rücklauf-Kapazität T2 liegt zwischen dem Kollektor des Transistors Q2 und Masse. Eine Rücklauf-Spannung Vr, die an der Wicklung W4 des Transformators T1 erzeugt wird, liefert eine Hochspannung, die zur Erzeugung einer Endanodenspannung in einer Endanoden-Stromversorgung 556 verwendet wird, die gleichrichtende Dioden enthält, die in den Zeichnungen nicht dargestellt sind.
Ein erstes hypothetisches Beispiel, das zu Erläuterungszwekken verwendet wird, stellt einen ersten extremen Betriebszustand dar, bei dem der Transistor Q2 während des gesamten Hinlaufs und Rücklauf 5 leitend gehalten wird. In diesem Fall erzeugt die Ablenkschaltung 250 den Ablenkstrom i&sub2; in einer Weise, die gut bekannt ist, aber ohne Ost-West-Korrektur. Wie später noch erläutert wird, hat der Strom i&sub2; in diesem Fall eine maximale Spitzezu-Spitze-Amplitude.
Ein zweites hypothetisches Beispiel, das auch für Erläuterungszwecke verwendet wird, stellt einen zweiten extremen Betriebszustand dar, bei dem der Schalttransistor Q2 während eines gesamten Rücklauf-Intervalls abgeschaltet ist. Bei dem zweiten Beispiel werden während des Rücklaufs zwei Resonanzschaltungen gebildet. Die erste Resonanzschaltung 100 in Fig. 2 enthält die Rücklauf-Kapazität C1, die Wicklung LH und die Vorlauf-Kapazität CS. Die zweite enthält die Wicklung W&sub1; des Zeilenendtransformators und die damit in Reihe geschaltete Rücklauf-Kapazität C2. Getrennt betrachtet ist jede der beiden Rücklauf-Resonanzschaltungen auf eine Frequenz abgestimmt, die kleiner als eine erforderliche nominale Rücklauf-Frequenz ist. Die Resonanzschaltungen sind so miteinander gekoppelt, daß sie eine kombinierte Resonanzschaltung bilden. Daher ist die resultierende gemeinsame Rücklauf-Frequenz der kombinierten Resonanzschaltung höher als jede von ihren Bestandteilen und wird gleich der erforderlichen Nominal-Rücklauf-Frequenz gemacht, die im PAL-System 43 kHz ist.
Wie zuvor erläutert wurde, liefert die Sekundärwicklung W&sub2; des Transformators T1 das Horiontal-Synchron-Rücklaufsignal Hr. Jeder Impuls des Signals Hr stellt das Rücklauf-Intervall in der Ablenkwicklung LH dar. Das Horizontal-Synchronsignal Hr wird der Phasenregelstufe 101 zugeführt, um die Rückkopplungs-Synchronisationsinformation zu liefern. Die Synchronisationsinformation, die in den Impulsen des Signals Hr enthalten ist, gibt die Phase des Stroms i&sub2; in der Ablenkwicklung LH an. Das Signal Hr und die Horizontal-Synchronimpulse HS dienen zur Einstellung der Phase und der Frequenz des Horizontal-Oszillator-Ausgangssignals, das in der Stufe 101 enthalten ist.
Bei dem zweiten hypothetischen Beispiel ist die Primärwicklung W&sub1; des Transformators T1 mit der Rücklauf-Resonanzschaltung 100 über einen kapazitiven Spannungsteiler verbunden, der die Kondensatoren C1 und C2 enthält, um die kombinierte Resonanzschaltung zu bilden. Die kombinierte Rücklauf-Resonanzschaltung ermöglicht die richtige Synchronisation ohne Verursachung einer Mäusezahn-Verzerrung. Die Vorteile der Bildung einer solchen kombinierten Rücklauf-Resonanzschaltung sind in Einzelheiten im US-Patent 4,634,937 im Namen von P.E. Haferl mit dem Titel "EAST-WEST-CORRECTION CIRCUIT" beschrieben.
Während des Hinlaufs fließt der Strom i&sub1; in der Wicklung W&sub1; durch den Transistor Q1 und durch den Transistor Q2 zur Masse. Während des Rücklaufs fließt der Strom i&sub1;, der durch den Kondensator C1 fließt, auch durch den Kondensator C2 als Rücklauf- Strom i&sub4; und bewirkt die Erzeugung einer Rücklauf-Spannung V&sub2; an dem Rücklauf-Kondensator C2.
Die Amplitude der Rücklauf-Spannung V&sub1;, die über den in Reihe geschalteten Kondensatoren C1 und C2 aufgebaut wird, wird durch die B+ Spannung stabilisiert, die geregelt ist. Daher bleibt die Spannung V&sub1; vorteilhafterweise durch die Ost-West-Modulation weitgehend unbeeinträchtigt. Die Rücklauf-Spannung V&sub4;, die an der Wicklung LH und an dem Kondensator C1 erzeugt wird, bestimmt die Amplitude des Ablenkstroms i&sub2;. Die Rücklauf-Spannung V&sub4; ist gleich der Rücklauf-Spannung V&sub1; abzüglich der Rücklauf-Spannung V&sub2;. Da der Strom i&sub3; im Transistor Q2 während des zweiten Teils des Rücklaufs Null ist, wenn der Transistor Q2 nicht-leitend ist, fließt der Rücklauf-Strom i&sub1; nahezu vollständig als Strom i&sub4; durch den Kondensator C2 und erzeugt die Rücklauf-Spannung V&sub2;. Daraus folgt, daß bei dem zweiten hypothetischen Beispiel, bei dem der Transistor Q2 während des ganzen Rücklaufs nichtleitend ist, die Spannung V&sub2; eine maximale Amplitude hat. Demzufolge ist die Amplitude der Spannung V&sub4; auf einem Minimum, und der Ablenkstrom i&sub2; ist ebenfalls bei dem zweiten hypothetischen Beispiel auf einem Minimum.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird die Modulation des Ablenkstroms durch eine Modulation des Abschaltaugenblicks des Transistors Q2 während der ersten Hälfte des Rücklauf-Intervalls in einer Weise erzielt, daß Mäusezahn-Verzerrungen vermindert werden. Durch Wahl des Wertes des Kondensators C1 derart, daß er beispielsweise etwa zweimal so groß wie der des Kondensators C2 ist, und des Wertes der Induktivität der Wicklung W1 derart, daß sie etwa zweimal so groß wie die der Windung LH ist, bleibt die Rücklauf-Frequenz sowohl während des ersten Teils des Rücklaufs, wenn der Transistor Q2 leitend ist, als auch während des zweiten Teils des Rücklaufs, wenn der Transistors Q2 nichtleitend ist, gleich. Demzufolge bleibt die Phase der Spannung V&sub1; in der Wicklung W&sub1; in bezug auf die des Ablenkstroms i&sub2; durch-den leitenden Zustand des Transistors Q2 unbeeinträchtigt. Die Modulation des Abschaltaugenblicks ist zulässig, weil sowohl die Rücklaufzeit als auch die Rücklauf-Spannung Vr, die von der Spannung V&sub1; in der Wicklung W&sub4; des Transformators T1 erzeugt wird, vorteilhafterweise weitgehend von dem Zustand der Leitung des Transistors Q2 während des Rücklaufs unbeeinflußt sind.
Fig. 1a bis 1h veranschaulichen idealisierte Wellenformen, die zur Erläuterung der Funktion der Schaltung von Fig. 2 nützlich sind. Gleiche Symbole und Ziffern in Fig. 2 und in den Fig. 1a bis 1h geben gleiche Gegenstände oder Funktionen an.
Die O-W-Steuerschaltung 300 in Fig. 2 erzeugt eine gepulste Spannung V&sub3;, die die Basis des Transistors Q2 ansteuert. Die Spannung V&sub3; bewirkt, daß der Transistor Q2 während des gesamten Hinlauf-Intervalls leitend ist. Während des Rücklaufs wird die fallende Flanke der Spannung V&sub3; in dem Bereich t&sub2; bis t&sub3; von Fig. 1a phasenmoduliert. Somit wird der Schalttransistor Q2 in Fig. 2 vor der Zeit t&sub2; in Fig. 1a leitend, und er wird bei dem phasenmodulierten Augenblick innerhalb des Bereiches t&sub2; bis. t&sub3; nach der Zeit t&sub2; abgeschaltet. Im leitenden Zustand klemmt der Transistor Q2 die Rücklaufspannung V&sub2; auf Null und ändert den Augenblick, wenn die Erzeugung der Spannung V&sub2; auftritt.
Der Strom i&sub1; in der Wicklung W&sub1; des Transformators T1 in Fig. 2 fließt in die Resonanzschaltung 100, die die Wicklung LH und den Kondensator C1 enthält. Von der Resonanzschaltung 100 spaltet sich der Strom i&sub1; auf und bildet einen Strom i&sub3; und einen Strom i&sub4;, wenn der Transistor Q2 in Fig. 2 nichtleitend ist. Wenn der Transistor Q2 abgeschaltet ist, lädt der abnehmende Strom i&sub4; in Fig. 1d den Kondensator C2 in Fig. 2 bis zur Zeit t&sub4; in Fig. 1d, was in der Mitte des Rücklauf-Intervalls auftritt, wenn die Ströme i&sub1; und i&sub4; Null werden. Im Ergebnis erreicht die Spannung V&sub2; in Fig. 1e ihre Spitzenamplitude in der Mitte des Rücklaufs. Während der zweiten Hälfte des Rücklaufs entlädt der negative Strom i&sub4; in Fig. 1d, der zunehmend negativer wird, den Kondensator C2 in Fig. 2, bis die Spannung V2 negativ wird. Wenn die Spannung V&sub2; ausreichend negativ ist, beginnt die Diode DQ2 leitend zu werden und klemmt die Spannung V&sub2; auf eine Spannung von -0,6 Volt, die Vorwärtsspannung der Diode DQ2.
Die Korrektur der äußeren Kissenverzerrung erfordert bei Abtastzeilen in der Mitte des Rasters eine höhere Amplitude des Ablenkstroms i&sub2; als oben oder unten. Am Raster oben wird der Transistor Q2 zur Zeit t&sub2; in Fig. 1a abgeschaltet, was das früheste ist. Die Spannung V&sub2; in Fig. 1e beginnt nach der Zeit t&sub2; zuzunehmen. Nach der Mitte des Rücklaufs nimmt die Spannung V&sub2; ab, bis sie zur Zeit t&sub6; Null wird. Da der Transistor Q2 zur -Zeit t&sub2; beim Raster oben abgeschaltet wird, ist die Spitzenamplitude der Spannung V&sub2; auf einem Maximum; demzufolge ist die Spitzenamplitude der Spannung V&sub4; in Fig. 1f auf einem Minimum. Von oben zur Mitte des Rasters wird die Abschaltzeit des Transistors Q2, die durch die fallende Flanke der Spannung V&sub3; in Fig. 1a bestimmt ist, zunehmend innerhalb des Intervalls t&sub2; bis t&sub3; verzögert. Das Ergebnis ist eine abnehmende Spitzenamplitude der Spannung V&sub2; in Fig. 2, eine zunehmende Spitzenamplitude der Spannung V&sub4; und eine zunehmende Spitzenamplitude des Ablenkstroms i&sub2;. In der Mitte des Rasters beginnt die Spannung V&sub2; zur Zeit t&sub3; in Fig. 1e zuzunehmen und wird zur Zeit t&sub5; jeder Horizontal-Periode Null. Von der Mitte des Rasters nach unten wird die Abschaltzeit des Transistors Q2 in Fig. 2 zunehmend von der Zeit t&sub3; zur Zeit t&sub2; in Fig. 1a vorgeschoben, was zu einer zunehmenden Spannung V&sub2; in Fig. 2, einer abnehmenden Spannung V&sub4; und einem abnehmenden Ablenkstrom i&sub2; führt. Somit ist der Ablenkstrom i&sub2; proportional zur Rücklauf-Spannung V&sub4; und umgekehrt proportional zur Rücklauf-Spannung V&sub2;, die mit dem Abschaltaugenblick des Transistors Q2 moduliert wird.
Die fallende Flanke der Spannung V&sub3; in Fig. 1a wird in einer parabolischen Weise mit einer Vertikal-Rate moduliert, um die Umhüllenden mit der vertikalen Rate zu erhalten, die in Verbindung mit den Wellenformen 1e, 1f und 1h gezeigt sind. Vorteilhafterweise moduliert die Änderung der Abschaltzeit des Transistors Q2 in Fig. 2 auch die Zeit, wenn die Spannung V&sub2; in Fig. 1e nahe dem Ende des Rücklaufs Null wird.
Gemäß einem erfindungsgemäßen Merkmal wird die Mitte der Rücklauf-Impulswellenform der Spannung V&sub2; während des Horizontal-Rücklaufs relativ zur Mitte der Horizontal-Rücklaufzeit t&sub4; während der gesamten Vertikal-Abtastung gleichgehalten. Somit werden die Spannungen V&sub4; und V&sub2; in Fig. 2 in Phase in bezug auf die Spannung V&sub1; gehalten. Daraus folgt, daß vorteilhafterweise das Signal Hr in Phase mit dem Ablenkstrom i&sub2; gehalten wird.
Das Signal Hr, das über der Wicklung W&sub2; erzeugt wird, liefert die Phaseninformation der Phase des Ablenkstroms i&sub2;. Das Signal Hr wird der Stufe 101 zur Synchronisierung des Horizontal-Oszillators der Stufe 101 mit Synchronimpulsen HS des Videosignals zugeführt. Da der Kondensator C2 die Wicklung W&sub1; mit der Wicklung LH verbindet, um eine kombinierte Resonanzschaltung zu bilden, ist die Phaseninformation des Signals Hr weitgehend identisch mit der des Ablenkstroms i&sub2;. Ein weiterer Vorteil durch den Schaltbetrieb des Transistors Q2 besteht darin, daß induktive Komponenten nicht in Reihe mit dem Transistor Q2 geschaltet werden müssen. Ferner führt der Schaltbetrieb des Transistors Q2 zu einem geringeren Leistungsverlust im Transistor Q2. Daher benötigt der Transistor Q2 keine Wärmeableitung. Ein zusätzlicher Vorteil gegenüber anderen Ost-West-schaltungen, z.B. einem üblichen Diodenmodulator, besteht darin, daß der Ablenkstrom i&sub2; während der zweiten Hälfte des Hinlaufs nicht durch die Zeilendiode fließt, was zu niedrigen Ablenkverlusten und zu einem niedrigeren Fehler der asymmetrischen Linearität führt.
Wie zuvor erläutert wurde, wird die Ablenk-Resonanzschaltung 100 während des Rücklauf 5 mit dem Zeilenendtransformator T1 durch den eine hohe Impedanz aufweisenden Kondensator C2 verbunden, nachdem der Transistor Q2 nichtleitend wird. Wenn der Transistor Q2 nichtleitend wird, sind die Endanodenspannungs-Gleichrichterdioden, die nicht dargestellt sind, leitend. Die hohe Impedanz des Kondensators C2 isoliert weitgehend die Wicklungen LH und W&sub1; bei der Mäusezahn-Verzerrung zugeordneten Frequenzen, die wesentlich niedriger als die Rücklauf-Frequenz der Resonanzschaltung 100 während des Rücklaufs sind; dadurch wird das Auftreten von als "Mäusezähne" bekannten Rasterverzerrungen verhindert.
Gemäß einem Merkmal der Erfindung wird der Verbindungsanschluß 50 zwischen den Kondensatoren C1 und C2 während des gesamten Hinlauf-Intervalls durch den Transistor Q2 auf Massepotential geklemmt. Daher treten Rasterstörungen, die als "Orgelpfeifen" bezeichnet werden, nicht auf. Rasterstörungen vom Orgelpfeifentyp können auftreten, wenn eine solche Klemmung als Ergebnis eines oszillierenden Stroms oder von Schwingungen im Primärstrom des Zeilenendtransformators nicht angewendet wird. Solche Schwingungen werden unterdrückt, weil der Transistor Q1 während des gesamten Hinlauf-Intervalls durch den Transistor Q2 auf Masse geklemmt wird.
Vorteilhafterweise können die Zeilendioden DQ1 und DQ2 und der entsprechende Transistor durch Verwendung von integrierter Schaltungstechnologie zusammengebaut werden, um die Zahl der erforderlichen einzelnen Komponenten weiter zu vermindern.
Eine Schutzdiode D1 liegt zwischen dem Kollektor des Transistors Q2 und einem Anschluß W1a der Primärwicklung W&sub1; des Transistors T1. Die Diode D1 schützt den Transistor Q2 vor einer übermäßigen Spitzenspannung, die auftreten kann, wenn der Strom an Anfang eingeschaltet wird. Der Transistor Q2 wird durch die Diode D1 geschützt, die die Spannung V2 auf ein Maximum von 350V begrenzt. Der Transformator T2 hat vorzugsweise ein Isolationsvermögen von 400V zwischen den Primär- und Sekundärwicklungen.
Ein Fernbedienungsempfänger 201 erzeugt ein Ein/Aus-Steuersignal 201a, das einem Ein/Aus-Transistorschalter Q7 eines +12V- Reglers zugeführt wird. Wenn der Transistor Q7 nichtleitend ist, wird eine Ausgangs-Versorgungsspannung +12V erzeugt, die be- wirkt, daß die Phasenregelstufe 101 während des Einschaltbetriebes gespeist wird. Wenn der Transistor Q7 leitend ist, wird die Stufe 101 abgeschaltet, was den Bereitschaftsbetrieb bewirkt. Während eines Übergangs vom Normalbetrieb zum Bereitschaftsbetrieb versorgt die Phasenregelstufe 101 die Ansteuerung zur Basis des Transistors Q6, um zu bewirken, daß der Ansteuer-Transistor Q6 des Transformators T2 abgeschaltet wird. Nach dem Übergang vom Normal- oder Einschaltbetrieb zum Bereitschaftsbetrieb kann beispielsweise noch Energie in der Primärwicklung T2a des Transformators T2 von Fig. 2 gespeichert sein. Diese Energie kann fortfahren, Basis-Strom ib in dem Ablenk-Transistor Q1 zu erzeugen, bis die Größe der Spannung 101a an der Primärwicklung T2a des Transformators T2 auf Null abnimmt. Als Folge kann ein letzter Ablenkzyklus mit einer verlängerten aber nicht definierten Zeitdauer erzeugt werden, die endet, wenn der Transistor Q1 aufhört zu leiten. Folglich können die Ströme i&sub1;, i&sub2; und i&sub3; übermäßig zunehmen und die Transistoren Q1 und Q2 zerstören.
Um eine solche Möglichkeit zu verhindern, wird das Ein/Aus- Steuersignal 201a über einen Widerstand R81 und einen Leiter 555 der Basis-Elektrode eines Transistors Q5 zugeführt, der eine Basis-Ansteuerung zum Transistor Q2 liefert, wodurch der Transistor Q2 veranlaßt wird, unmittelbar nach dem Übergang vorn Einschalt- zum Bereitschaftsbetrieb abzuschalten. Da beide Transistoren Q1 und Q2 in Reihe geschaltet sind, bewirkt das Abschalten des Transistors Q2, daß der Strom in beiden Transistoren aufhört. Somit werden die Transistoren Q1 und Q2 geschützt. Eine solche schnelle Abschaltanordnung kann eine nicht dargestellte Schaltung zur schnellen Leuchtfleck-Unterdrückung erfordern, um zu verhindern, daß der Leuchtfleck die CRT beschädigt.
Eine alternative Schutzanordnung, die vorteilhafterweise keine schnelle Leuchtfleck-Unterdrückung erfordert, ist in Fig. 2 dargestellt. Bei dieser bevorzugten Ausführungsform ist eine Rückkopplungsanordnung, die eine Serienanordnung aus einer Diode D10 und einem Widerstand R91 enthält, zwischen dem Emitter des Transistors Q2, was durch die gestrichelte Linie dargestellt ist, und der Basis des Transistors Q5 über einen Leiter 555 vorgesehen. Wenn eine solche Rückkopplungsanordnung verwendet wird, wird der Emitter des Transistors Q2 über den strornabtastenden Widerstand R101 mit Masse verbunden, was bewirkt, daß der Strom i&sub3; an dem Widerstand R101 abgetastet wird. Eine resultierende Spannung Voc, die an dem Widerstand R101 erzeugt wird, steuert die Basis-Spannung des Transistors Q5. Wenn die Spannung Voc am Widerstand R101 +1,8 Volt überschreitet, wird der Transistor Q5 durch die Spannung Voc eingeschaltet und vermindert die Basis- Ansteuerung des Transistors Q2. Somit wird der Strom i&sub3; auf eine Spitze von 1,8 Ampère begrenzt, wenn beispielsweise der Widerstand R101 gleich 1 Ohm ist.
Die von der Diode D10 und dem Widerstand R91 gelieferte Rückkopplung schützt vorteilhafterweise die beiden Transistoren Q1 und Q2, die während des Betriebs in Reihe geschaltet sind, und insbesondere während des Übergangs vorn Einschaltbetrieb zum Bereitschaftsbetrieb. Es sei bemerkt, daß eine solche Rückkopplungsanordnung auch zusammen mit oder anstelle der Anordnung verwendet werden kann, bei der das Signal 201a der Basis des Transistors Q5 zugeführt wird, was oben erläutert wurde. Wenn beispielsweise beide Anordnungen gemeinsam verwendet werden, kann der Strom i&sub3; beispielsweise weitgehend auf Null reduziert werden, um den erforderlichen Überstromschutz vorzusehen, oder um den Ein/Aus-Betrieb vorzusehen.
Fig. 6a veranschaulicht eine Umhüllende einer Wellenform des Stroms i&sub3; in Fig. 2 unmittelbar nach entsprechenden Übergängen zwischen Einschaltbetrieb und Bereitschaftsbetrieb ohne Schutzschaltung, die auftreten würde, wenn der Leiter 555 abgetrennt würde, um den Betrieb der Schutzschaltung zu unterbinden. In gleicher Weise veranschaulicht Fig. 6b die Umhüllende der Wellenform des Stroms i&sub3; in Fig. 2, wenn der Leiter 555 so angeschlossen wird, daß der Betrieb der Schutzschaltung wirksam gemacht wird. Es sei bemerkt, daß der Strom i&sub3; in Fig. 6b auf das Maximum von 1,8 Ampère begrenzt wird. In gleicher Weise veranschaulicht Fig. 6c eine Umhüllende eines Kollektorstroms von Q1, wenn die Schutzschaltung unwirksam gemacht wird, und Fig. 6d veranschaulicht die Umhüllende eines Kollektorstroms von Q1, wenn die Schutzschaltung wirksam ist. Der Betrieb der Schutzschaltung ist auch in der GB-Patentanmeldung 8805757 vom 10. März 1988 mit dem Titel "PROTECTION ARRANGEMENT OF A DEFLECTION CIRCUIT" im Namen desselben Anmelders erläutert.
Die O-W-Steuerschaltung 300 in Fig. 2 enthält einen Differentialverstärker, der durch die Transistoren Q3 und Q4 und durch den Darlington-Ansteuer-Transistor Q5 gebildet wird, der den Schalttransistor Q2 ansteuert. Der Differentialverstärker, der die Transistoren Q3 und Q4 enthält, vergleicht eine Vertikal-Parabol-Spannung V6 mit einem exponentionell geformten Rampenteil V5a einer Spannung V&sub5; mit einer Wellenform, die in Fig. 2 dargestellt ist. Die Null-Durchgänge der verglichenen Spannungen bestimmen das Timing der Steuerspannung V&sub3; in Fig. 1a.
Um die Spannung V&sub5; in Fig. 2 zu erzeugen, werden die Horizontal-Rücklaufimpulse HW3 von Fig. 2, die in einer Wicklung W3 des Transformators T1 erzeugt werden, über einen Widerstand R4 einer ZENER-Diode D3 zugeführt. Ein Beschleunigungs-Netzwerk, das einen Kondensator C4, einen Widerstand R5 und eine Diode D2 enthält, erzeugt einen Auftastimpuls VD3 über der Diode D3, der eine Vorderflanke mit einer schnellen Anstiegszeit hat. Die schnell ansteigende Vorderflanke führt vorteilhafterweise zu einem größeren Dynamikbereich der O-W-Steuerschaltung 300. Der Impuls VD3 an der Diode D&sub3; wird über Widerstände R6 und R7 einem Kondensator C5 und einem Widerstand R9 zugeführt, um den exponentionell geformten Rampenteil V5a der Spannung V5 zu bilden. Die gepulste Spannung V5, die einen exponentionell ansteigenden oberen Teil V5a enthält, wird der Basis eines Transistors Q4 zugeführt. Eine vertikalfrequente parabelförmige Spannung Vp in Fig. 2, die eine überlagerte Sägezahnspannung enthält, wird von einem Gleichstrom-Blockkondensator Cc einer üblichen Vertikal- Ablenkschaltung 350 der Basis eines Transistors Q3 über einen Kondensator C8, einen Widerstand R20 und einen Widerstand R19 zugeführt. Die Widerstände R14, R15 und R16 erzeugen eine Gleichvorspannung an der Basis des Transistors Q3. Die Spannung V&sub2;, die über einen Widerstand R13 der Basis des Transistors Q3 und einem integrierenden Kondensator C6 zugeführt-wird, liefert eine negative Rückkopplung, die bewirkt, daß die vertikalfrequente Umhüllende der-Spannung V&sub2; der parabelförmigen Spannung Vb folgt, die im Kondensator Cc erzeugt wird.
Eine Vertikal-Sägezahnspannung VRS, die an einem Abtast-Widerstand Rs erzeugt wird, wird über einen Widerstand R10 und einen Widerstand R9 einem Kondensator C5 zugeführt, um eine Spannung V7 zu erzeugen, die einen exponentionell ansteigenden Teil mit einer Spitzenamplitude hat, die durch die Spannung VRS bestimmt wird. Die Spannung V&sub7; wird der Basis des Transistors Q4 der O-W-Steuerschaltung 300 zugeführt. Auf diese Weise wird die Spannung VRS auch über den Kondensator Cc der Basis des Transistors Q3 zugeführt. Da die Spannung VRS in einer differentiellen Weise zugeführt wird, wird die Spannung VRS weitgehend daran gehindert, den Schaltbetrieb der Transistoren Q3 und Q4 zu beeinträchtigen. Eine vertikale parabelförmige Spannung V6, die an der Basis des Transistors Q3 erzeugt wird, wird mit der Horizontal-Rampenspannung V&sub5; verglichen. Die Null-Durchgänge der Spannungen V&sub5; und V&sub6; bestimmen das Timing der vorderen und hinteren Flanken der Spannung V&sub3;, wie oben beschrieben.
Ein exponentionell geformter Rampenteil V5a der Spannung V&sub5; linearisiert die Ost-West-Rasterkorrektur- oder Modulatorschaltung 200, indem sie den abnehmenden Pegel des Stroms i&sub1; in Fig. 1b während des Rücklauf 5 kompensiert. Eine Linearisierung tritt auf, weil ein kleiner Betrag der Modulation der Spannung V&sub3; nahe der Zeit t&sub2; in Fig. 1 zu einer höheren Amplitudenmodulation der Spannung V&sub2; in Fig. 1e führt, als der gleiche Betrag der Modulation der Spannung V&sub3; nahe der Zeit t&sub3; in Fig. 1a. Dies ist so, weil die Amplitude der Ströme i&sub1; und i&sub4; in Fig. 1b bzw. 1d zur Zeit t&sub2; höher ist als zur Zeit t&sub3;, und weil die Spannung V&sub2; proportional zum Wert von i4 . dt ist. Die exponeptionell geformte Rampenspannung V&sub5; ist nahe der Zeit t&sub2; steiler als zur Zeit t&sub3; in Fig. 1g. Folglich ist für eine gegebene Spannungsänderung an der Basis des Transistors Q3 die Modulation der Spannung V&sub3; um die Zeit t&sub2; herum kleiner als um die Zeit t&sub3; herum. Somit linearisiert der exponentionell geformte Rampenteil V5a der Spannung V&sub5; den Betrieb der O-W-Rasterkorrektur-Schaltung 200. Der Widerstand R15 erhöht den Gleichstrom-Durchschnitt der Spannung V&sub5;. Eine Kompensation von Bildbreitenänderungen als Funktion des Strahlstroms, die als Anti-Atmung bezeichnet werden kann, kann über die Basis des Transistors Q3 zugeführt werden.
Fig. 3a bis 3b und 4 veranschaulichen Wellenformen, die man beim Betrieb der Horizontal-Ablenkschaltung 250 in Fig. 2 erhält. Gleiche Symbole und Ziffern in Fig. 1a bis 1h, 2, 3a bis 3b und 4 geben gleiche Gegenstände oder Funktionen an. Vorteilhafterweise sind die Spannungen V&sub1; in Fig. 3a und der Strom i&sub1; weitgehend unmoduliert. Zwischen der Zeit t&sub2; und t&sub3; in Fig. 3b wird der Transistor Q2 in Fig. 2 abgeschaltet. Die Diode DQ2 beginnt zwischen der Zeit t&sub5; und t&sub6; in Fig. 3b leitend zu werden. Vorteilhafterweise wird die Spannung V&sub2; in Fig. 3b um die Mitte der Spannung V&sub1; in Fig. 3a zentriert. Wenn die Spannung V&sub2; in Fig. 3b erzeugt wird, ist der Strom i&sub3; in Fig. 3b Null. Es sei bemerkt, daß der Ablenkstrom i&sub2; in Fig. 4 moduliert wird, um eine Korrektur der äußeren Kissenverzerrung vorzusehen.
Der Transistor Q5 in Fig. 2, dessen Basis mit der Verbindung eines Lastwiderstandes R12 und des Kollektors des Transistors Q3 verbunden ist, führt dem Transistor Q2 eine Basis-Ansteuerung von einem Lastwiderstand R17 zu, der mit dem Kollektor des Transistors Q5 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Q5 ist mit einer Parallelanordnung aus einem Kondensator C7 und einem Widerstand R18 verbunden, um einen schnellen Übergang eines fallenden Flankenteils der Spannung V&sub3; zu erzeugen, um eine schnelle Abschaltung des Transistors Q2 zu erzielen. Die schnelle Abschaltung erlaubt eine Unterbrechung des Stroms i&sub3; unmittelbar nach der Zeit t&sub1; in Fig. 1c und erlaubt die Verwendung des vollen Modulationsbereiches zwischen der Zeit t&sub1; und t&sub4;. Veranschaulichenderweise ist die Abschaltverzögerung des Transistors Q2 in Fig. 2 kleiner als eine Mikrosekunde. Die Verwendung eines MOSFET anstelle von Q2 kann die Abschaltverzögerung weiter vermindern. Das schnelle Abschaltmerkmal kann in einer Situation erwünscht sein, die einen Ablenkstrom mit beispielsweise einer höheren Frequenz erfordert, z.B. mit 2xfH.
Fig. 7 veranschaulicht eine Horizontal-Ablenkschaltung 250', die ähnlich wie die Schaltung von 250 von Fig. 2 ist und die dazu verwendet wird, um eine Horizontal-Abtastung beispielsweise bei einer Philips 45AX-Bildröhre vorzusehen (nicht dargestellt). Gleiche Ziffern und Symbole in Fig. 7 und 2 geben gleiche Gegenstände oder Funktionen an. Die Schaltung 250' in Fig. 7 sieht jedoch zusätzlich zu der äußeren Kissenkorrektur, die in Verbindung mit Fig. 2 beschrieben wurde, auch eine innere Kissenkorrektur vor. Die innere Kissenkorrektur wird durch den Betrieb einer Resonanzschaltung 16 erzielt, die eine Induktivität L1, einen Kondensator C'S enthält, und die mit einem Widerstand R22 verbunden ist. Ein innerer Kissenkorrektur-Modulationsstrom i&sub5;, der durch die Spannung V&sub2; moduliert wird, fließt durch den Hinlauf-Kondensator CS und durch den Transistor Q2. Der Strom i&sub5; moduliert die Vorlaufspannung an dem Kondensator CS. Die Größe der inneren Korrektur kann durch Einstellung des Wertes der Induktivität L1 eingestellt werden. Diese Einstellung ist jedoch nicht kritisch, und es kann eine feste Spule von beispielsweise 2,2 mH verwendet werden. Der erforderliche Wert des Kondensators C2 in Fig. 7 ist größer als der bei der Schaltung von Fig. 2, weil die Induktivität L1 in Fig. 7 parallel zur Wicklung W&sub1; des Transformators T1 während des Rücklaufs geschaltet ist. Die Art, in der ein Strom wie der Strom i&sub5; moduliert wird, um eine innere Kissenkorrektur vorzusehen, ist in größeren Einzelheiten im US- Patent 4,719,392 mit dem Titel "RASTER CORRECTION CIRCUIT" im Namen von P.E. Haferl beschrieben.
Fig. 8a bis 8c veranschaulichen Wellenformen, die während des Betriebs der Schaltung 250' in Fig. 7 erhalten werden. Gleiche Ziffern und Symbole in Fig. 8a bis 8c und 7 veranschaulichen gleiche Gegenstände oder Funktionen. Es sei bemerkt, daß der Strom i&sub3; in Fig. 8b während des Hinlaufs als Folge des Stroms i&sub5; von Fig. 7 anti-"S"-förmig ist. Ohne innere Kissenkorrektur würde der Strom i&sub3; grundsätzlich in einer linearen Weise zunehmen, was ideal in Fig. 1c dargestellt ist. Vorteilhafterweise liefert der Transistor Q2 in Fig. 7 auch einen Stromweg für den Strom i&sub5; während des Hinlaufs. Es sei bemerkt, daß beide Ströme i&sub5; in Fig. 8a und i&sub3; in Fig. 8b moduliert werden, um eine innere Kissenverzerrungs-Korrektur vorzusehen.

Claims

1.) Ablenkschaltung für ein Fernsehgerät umfassend:

eine Quelle für ein erstes Eingangssignal (101a) mit einer Frequenz, die auf eine erste Ablenkfrequenz bezogen ist;

eine Rücklauf-Resonanzschaltung mit einer Ablenkwicklung (LH) und einer ersten Rücklauf-Kapazität (C1);

erste Schaltmittel (Q1), die auf das erste Eingangssignal ansprechen und mit der Rücklauf-Resonanzschaltung verbunden sind, um in der Ablenkwicklung einen Ablenkstrorn und eine erste Rücklauf-Impulsspannung in der ersten Rücklauf-Kapazität während eines Rücklauf-Intervalls eines gegebenen Ablenkzyklus zu erzeugen;

eine zweite Rücklauf-Kapazität (C2), die mit der Rücklauf- Resonanzschaltung verbunden ist, um in der zweiten Rücklauf-Kapazität eine zweite Rücklauf-Impulsspannung zu erzeugen;

eine Quelle (SMPS) für eine Eingangs-Versorgungsspannung;

eine Lastschaltung (556);

eine Versorgungs-Induktivität (T1), die mit der Quelle für die Eingangs-Versorgungsspannung und mit den ersten Schaltmitteln verbunden ist, um die ersten und zweiten Rücklauf-Impulsspannungen durch sie hindurch der Lastschaltung zuzuführen, und um Energieverluste in der Rücklauf-Resonanzschaltung während des Rücklauf-Intervalls wiederaufzufüllen; und

eine Quelle für die Modulation eines zweiten Eingangssignals (V3);

gekennzeichnet durch

zweite Schaitmittel (Q2), die auf das zweite Eingangssignal (V3) ansprechen, die nur während des Rücklauf-Intervalls betätigt werden, und die mit der zweiten Rücklauf-Kapazität (C2) verbunden sind, um entsprechend dem zweiten Eingangssignal (V3) eine Zeitdifferenz zwischen dem Beginn der zweiten Rücklauf-Im- pulsspannung (V2) während des Rücklauf-Intervalls und dem Beginn der ersten Rücklauf-Impulsspannung (V1) zu verändern, um eine Modulation des Ablenkstroms (i2) derart zu erzeugen, daß bei Erzeugung der zweiten Rücklauf-Impulsspannung (V2) eine Impedanzanordnung (C2) in den Stromweg der Versorgungs-Induktivität (W1) und der Resonanzschaltung (100) zwischengeschaltet wird, wobei die Impedanzanordnung die zweite Rücklauf-Kapazität (C2) enthält und eine hohe Impedanz bei Frequenzen aufweist, die nennenswert niedriger als eine Rücklauf-Resonanzfrequenz der Rücklauf-Resonanzschaltung (100) sind, um die Versorgungs-Induktivität (W1) von der Rücklauf-Resonanzschaltung (100) bei den niedrigeren Frequenzen zu isolieren.

2.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet. daß die zweiten Schaltmittel (Q2) eine Anderung der Impulsbreite der zweiten Rücklauf-Impulsspannung (V2) gemäß dem zweiten Eingangssignal (V3) derart erzeugen, daß eine Phasendifferenz zwischen entsprechenden vorgegebenen Teilen der ersten (V1) und zweiten (V2) Rücklauf-Impulsspannungen im wesentlichen konstant bleibt, wenn die Impulsbreite der zweiten Rücklauf-Impulsspannung (V2) sich ändert, um eine dritte Rücklauf-Impulsspannung (Hr) aufrechtzuerhalten, die in der Versorgungs-Induktivität (W1) in richtiger Synchronisation mit dem Ablenkstrom (i2) erzeugt wird, wenn sich die Impulsbreite der zweiten Rücklauf-Impulsspannung (V2) ändert.

3.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet. daß die zweiten Schaltmittel (Q2) während eines ersten Teils der ersten Rücklauf-Impulsspannung (V1) in einem leitenden Zustand arbeiten, um über der zweiten Rücklauf-Kapazität (C2) eine niedrige Impedanz anzulegen, die die Erzeugung der zweiten Rücklauf-Impulsspannung (V2) verzögert, und wobei die zweiten Schaltmittel (Q2) in einem nichtleitenden Zustand arbeiten, um die niedrige Impedanz zu entfernen und die Erzeugung der zweiten Rücklauf-Impulsspannung (V2) während des zweiten Teils der ersten Rücklauf- Impulsspannung (V1) zu ermöglichen.

4.) Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Schaltmittel (Q2) leitend sind, bis der erste Teil der ersten Rücklauf-Impulsspannung (V1), der eine Länge hat, die sich mit dem zweiten Eingangssignal ändert, abgelaufen ist, um eine niedrige Irnpedanz zwischen zwei Anschlüssen der zweiten Rücklauf-Kapazität (C2) während des ersten Teils zu bilden, um die Erregung der zweiten Rücklauf-Impulsspannung (V2) gemäß dem zweiten Eingangssignal (V3) zu verhindern, solange die zweiten Schaltmittel (Q2) leitend sind, und wobei die zweiten Schaltmittel (Q2) nach dem ersten Teil nichtleitend sind, um die Erzeugung der zweiten Rücklauf-Impulsspannung (V2) zu ermöglichen.

5.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch aekennzeichnet, daß die Versorgungs-Induktivität (W1) eine Wicklung eines Zeilenendtransformators (T1) umfaßt, die über die zweite Rücklauf-Kapazität (C2) mit der Rücklauf-Resonanzschaltung (100) verbunden ist, wenn die zweiten Schaltmittel (Q2) nichtleitend sind, und die über die zweiten Schaltmittel (Q2) mit Masse verbunden ist, wenn die zweiten Schaltmittel (Q2) leitend sind, um eine kombinierte Rücklauf-Resonanzschaltung zu bilden, die eine Resonanzfrequenz hat, die weitgehend nicht verändert wird, wenn die zweiten Schaltmittel (Q2) leitend oder nichtleitend sind.

6.) Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Schaltmittel (Q2) einen Stromweg in Reihe mit den ersten Schaltmitteln (Q1) während eines Teils des gegebenen Ablenkzyklus und parallel zu der zweiten Rücklauf-Kapazität (C2) errichten, und daß die zweite Rücklauf-Kapazität (C2) mit einem ersten Verbindungsanschluß (50) zwischen den ersten (Q1) und zweiten (Q2) Schaltmitteln und in Reihe mit der ersten Rücklauf-Kapazität (C1) verbunden ist.

7.) Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Hinlauf-Kapazität (CS), die mit der Ablenkwicklung (LH) verbunden ist, um eine erste Hinlauf-Resonanzschaltung während eines Hinlauf-Intervalls des Ablenkzyklus und eine zweite Hinlauf-Resonanzschaltung (60) zu bilden, die mit der Einlauf-Kapazität (CS) verbunden ist, um eine innere Kissenverzerrungs-Korrektur zu liefern, wobei die zweite Rücklauf-Irnpulsspannung (V2), die in der zweiten Rücklauf-Kapazität (C2) aufgebaut wird, wenn die zweiten Schaltmittel (Q2) nichtleitend sind, einen inneren Kissenverzerrungs-Korrektur-Modulationsstrom in der zweiten Hinlauf-Resonanzschaltung (60) erzeugen, der gemäß der zweiten Rücklauf-Impulsspannung (V2) moduliert wird.

8.) Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Mittel, die mit der Rücklauf-Resonanzschaltung (100) verbunden sind, um während eines Horizontal-Rücklauf-Intervalls einen etwa rechteckförmigen Wellenimpuls (V5) zu erzeugen, der einen exponentiell geformten oberen Teil hat, wobei der Rechteck-Wellen-Impuls einem ersten Eingangsanschluß (Basis von Q4) eines Differentialverstärkers (Q3, Q4) einer Ost-West-Raster-Korrekturschaltung (300) zugeführt wird, wobei ein zweiter Eingangsanschluß (Basis von Q3) des Verstärkers auf ein Signal (V6) mit einer Vertikal- Rate anspricht, um an einem Ausgangsanschluß (Kollektor von Q3) des Differentialverstärkers ein Modulationssignal zu erzeugen, das einem Steueranschluß (Basis der zweiten Schaltmittel Q2) zugeführt wird, das eine Phase hat, die sich mit dem eine Vertikal-Rate aufweisenden Signal (V6) ändert, wobei der obere Teil der Rechteck-Wellen-Impulsspannung (V5) sich in einer Weise ändert, die die Linearität der Ost-West-Raster-Korrektur-Steuerschaltung in bezug auf Änderungen des eine Vertikal-Rate aufweisenden Signals (V6) verbessert.

9.) Ablenkschaltung mit Raster-Verzerrungs-Korrektur umfassend:

eine Quelle für ein erstes Eingangssignal (101a) mit einer Frequenz, die auf eine Horizontal-Ablenkfrequenz-bezogen ist;

eine Rücklauf-Resonanzschaltung mit einer Ablenk-Wicklung (LH) und einer ersten Rücklauf-Kapazität (C1);

einen ersten Transistorschalter (Q1), der auf das erste Eingangssignal anspricht und mit der Rücklauf-Resonanzschaltung verbunden ist, um in der Ablenkwicklung einen Horizontal-Ablenkstrom und einer erste Rücklauf-Impulsspannung in der ersten Rücklauf-Kapazität zu erzeugen;

eine zweite Rücklauf-Kapazität (C2), die in Reihe mit der Rücklauf-Resonanzschaltung geschaltet ist, um in der zweiten Rücklauf-Kapazität eine zweite Rücklauf-Impulsspannung zu erzeugen;

eine Quelle für ein zweites Eingangssignal (VP) mit einer Frequenz, die auf eine Vertikal-Ablenkfrequenz bezogen ist;

Mittel (101), die auf das erste und zweite Eingangssignal ansprechen, um ein Steuersignal (101a) mit einer Horizontal-Frequenz zu erzeugen, dessen Phase sich mit der Vertikal-Ablenkfrequenz ändert;

gekennzeichnet durch:

einen zweiten Schalter (Q2), der nur während eines Rücklauf-Intervalls betätigt wird, und der mit dem ersten Transistorschalter (Q1) so verbunden ist, daß während eines Teils eines gegebenen Zyklus des Ablenkstroms (i2), der während eines Hinlauf-Intervalls auftritt, der erste Transistorschalter (Q1) und der zweite Transistorschalter (Q2) einen Reihen-Stromweg errichten, wobei der zweite Schalter (Q2) auf das Steuersignal (V3) anspricht und mit der zweiten Rücklauf-Kapazität (C2) verbunden ist, um eine Zeitänderung zu erzeugen, wenn die zweite Rücklauf-Impulsspannung (V2) während des Rücklaufs der Resonanz- Rücklaufschaltung relativ zu einer Zeit ausgelöst wird, wenn die erste Rücklauf-Impulsspannung (V1) ausgelöst wird, während ein im wesentlichen konstanter Phasenunterschied zwischen den beiden Rücklauf-Impulsspannungen aufrechterhalten wird.

10.) Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein Mittenpunkt zwischen der Zeit, wenn die zweite Rücklauf-Impulsspannung (V2) ausgelöst wird und einer Zeit, bei der die zweite Rücklauf-Impulsspannung (V2) beendet ist, weitgehend in Phase mit der ersten Rücklauf-Impulsspannung (V1) bleibt.