JPH01268355A - テレビジョン偏向装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 この発明は、偏向電流の振幅を比較的広い範囲にわたっ
て変化または変調してラスタ歪を修正するための偏向回
路に関するものである０例えば、外部および内部左右（
Ｅ−Ｗ）ビンクツション歪を修正するために偏向電流の
振幅を変調することは望ましい。

〈発明の背景〉 一般に水平偏向回路は偏向スイッチ、水平偏向巻線、お
よび各トレース期間中偏向巻線に偏向電流を供給するト
レース・キャパシタンスを含んでいる。リトレース期間
中、第１のリトレース・キャパシタンスが偏向巻線の両
端間に結合され、リトレース共振回路を形成する。リト
レース期間中エネルギはフライバック変成器によって補
充される。

例えば第５図に示すようにクロスハツチ・パターンの各
白い水平ストリップを表示するとき、フライバック変成
器の２次巻線から供給される大ビーム電流はリトレース
期間中上記フライバック変成器に重い負荷を与えること
になる。

幾つかの従来技術による回路では、リトレース共振回路
が左右ビンクツション歪制御回路の比較的小さい出力イ
ンピーダンスを経て全ソトレース期間中フライバック変
成器の１次巻線に結合される。このような従来技術の回
路では、リトレース・キャパシタンスは上記の負荷によ
りリトレース期間中わずかに放電する。このため、トレ
ース・キャパシタンスから偏向巻線を経てリトレース・
キャパシタンスに放電電流が流れ、クロスハツチ・パタ
ーンの白い水平ストリップによリトレース・キャパシタ
ンスの両端間の電圧をわずかに低下させる。

トレース・キャパシタンスの電荷は、白クロスハツチの
縞の下の黒映像部分を表示する走査線に従ってリトレー
ス期間中補充される。これによってトレース期間中偏向
巻線を通って低周波数の小さな電流を反対方向に流通さ
せる。トレース・キャパシタンスの充放電電流はラスタ
を小さく変位させ、偏向巻線のトレース電流を変調する
低周波発振を生じさせる。この低周波発振による変調に
よりクロスハツチ・パターンの各垂直ストリップを直線
状ではなくジグザグ状に表示させる。このジグザグ形状
は水平ストリップとの交点のすぐ下の所定の垂直方向の
線中で表われる。このような低周波数で生じる上記のよ
うな歪は時には「鼠の歯形」歪と称され、第５図のクロ
スハツチ・パターンに示されている。

従って、大ビーム電流トランジェントが生ずる期間中お
よびその直後で、リトレース期間中に低インピーダンス
・エネルギ・フライホイールを呈する偏向回路はアルタ
回路が要求する過渡的に増加するエネルギを供給するの
で、「鼠の歯形」歪が生ずる。このように、偏向回路か
らアルタ回路に転送されるエネルギは偏向巻線中のトレ
ース電流に変化を生じさせる原因となる。「鼠の歯形」
歪およびその解決法については米国特許第４．４２９゜
２５７号、第４．６３４．９３７号、第４．７８０．６
４８号、第４゜７９４、３０７号の各明細書中に記載さ
れている。

〈発明の概要〉 この発明の特徴を具えた水平偏向回路においては、偏向
スイッチング回路がリトレース期間中、双方向性変調ス
イッチによって構成される。第１リトレース・キャパシ
タンスを含むリトレース共振回路に結合された変調スイ
ッチは、垂直周波数パラボラ電圧に従って水平リトレー
ス期間中位相変調される導通時間をもっている。第２の
リトレース・キャパシタンスは変調スイッチと並列に結
合されている。−変調スイッチはトレース期間中導通し
、リトレース期間の制御可能な瞬間においてターンオフ
する。変調スイッチは導通すると第２のリトレース・キ
ャパシタンスの両端間に低インピーダンスを形成し、そ
れによって該第２のリトレース・キャパシタンスの両端
間の電圧な０にクランプする。その結果、リトレースの
一部の期間中変調スイッチが非導通になるとき、制御可
能な振幅と変化し得る幅とをもった制御可能なリトレー
ス・パルス電圧が第２のリトレース・キャパシタンスの
両端間に発生する。第２のリトレース・キャパシタンス
の両端間のリトレース電圧は第１のリトレース・キャパ
シタンスの両端間に発生するリトレース電圧の大きさを
変化させ、それによって外部および内部ビンクツション
歪を修正するように所望の偏向巻線電流の変調を行なう
。

水平リトレースの一部の期間中においてのみ導通する変
調スイッチを用いることにより、「鼠の歯形」歪を有効
に減少させることができる。水平リトレースの他の部分
の期間中で変調スイッチが非導通になるとき、フライバ
ック変成器の１次巻線は第２のリトレース・キャパシタ
ンスによって形成されるインピーダンスを経てリトレー
ス共振回路に結合されるので、「鼠の歯形」歪は減少す
る。このインピーダンスは「鼠の歯形」歪が関連する低
周波数では高い。この周波数はリトレース共振周波数よ
りも相当に低い。変調スイッチをスイッチング・モード
で動作させることによって、電力消費を減少させること
ができる。

フライバック変成器の２次巻線中のリトレース電圧は、
位相制御回路にタイミング情報を供給するために使用さ
れる同期フライバック信号を供給するために使用するこ
とができる。位相制御回路は水平偏向回路を水平同期入
力信号に同期させる制御信号を発生する。

この発明の特徴によれば、第２のリトレース・キャパシ
タンスは、フライバック変成器の帰還信号を偏向巻線の
両端間に発生するリトレース電圧に関して維持するよう
にする。従って、帰還信号は垂直走査を通じて水平偏向
電流の正確な水平タイミング情報を供給する。もしフラ
イバック変成器および偏向巻線中のリトレース電圧の位
相が全垂直走査期間中維持されなければ、垂直方向にわ
ずかにパラボラ状に曲がるラスタを生じさせるラスタ歪
が生ずる可能性がある。

この発明の特徴を具えたテレビジョン偏向装置は、第１
の共振周波数に関連する周波数の第１の入力信号源とリ
トレース共振回路とを具備している。リトレース共振回
路には偏向巻線と第゛ｌのリトレース・キャパシタンス
とが存在する。偏向電流は偏向巻線中に発生し、第１の
リトレース・パルス電圧は所定の偏向サイクルのリトレ
ース期間中に第１のリトレース・キャパシタンス中に発
生する。第２のリトレース・キャパシタンスがリトレー
ス共振回路中に結合されており、該第２のすトレース・
キャパシタンス中にリトレース期間中筒２のリトレース
・パルス電圧を発生させる。入力電圧源に結合された電
源インダクタンスはこれを通して第１および第２のリト
レース・パルス電圧を負荷回路に供給する。第２の偏向
周波数に関連する周波数の変調用第２入力信号源はスイ
ッチング装置に結合されている。このスイッチング装置
は、第２の入力信号に従って第２のリトレース・パルス
電圧が開始される時点と第１のリトレース・パルス電圧
が開始される時点との間の差を変化させて偏向電流の変
調を行なわせる。第２のリトレース・パルス電圧が発生
すると、第２のリトレース・キャパシタンスを含み且つ
リトレース共振回路のリトレース共振周波数よりもかな
り低い周波数で高い値を呈するインピーダンス装置が電
源インダクタンスとリトレース共振回路との間に挿入さ
れる。高インピーダンスは低周波数において電源インダ
クタンスをリトレース共振回路から分離する。

〈実施例の説明〉 以下この発明を図示の実施例を参照しつつ詳細に説明す
る。

この発明を実施した第２図に示す水平偏向回路２５０は
例えばＦＳＳカラー陰線線管ＣＲＴ）、形式へ６６ＥＡ
ＳＯＯＯＸＯｌに水平偏向電流を供給するのに使用され
る。回路−２５０は水平周波数ｆＨで動作するスイッチ
ング・トランジスタＱｌと逆並列（アンチ・パラレル）
ダイオードＤａ＋とを含み、これらは単一の集積回路と
して構成されている。トランジスタＱｌおよびダイオー
ドＤｏ＋と並列にリトレース・キャパシタンスＣＩが接
続されている。８字成形トレース・キャパシタンスＣ３
と直列に偏向巻線り、が接続されており、水平リトレー
ス期間中リトレース共振回路１００を形成するトランジ
スタＱｌ、ダイオードＤＯＩ、リトレース・キャパシタ
ンスＣＩの各々と並列に結合される分岐回路を構成して
いる。

図には詳細には示されていないが、水平発振器および位
相検波器を含む位相制御段１０１は水平同期信号Ｈ３に
応答する。信号Ｈｓは、例えば図には示されていないテ
レビジョン受像機のビデオ検波器から引出される０位相
制御段１０１は駆動電圧１０１ａをトランジスタＱ６を
介して駆動変成器Ｔ２の１次巻線Ｔ、に供給する。変成
器Ｔ２の２次巻線Ｔ□は抵抗器Ｒ１およびＲ２を含む電
圧駆動回路を経てトランジスタＱｌのベース−エミッタ
接合に結合されており、これに水平周波数ｆｎのベース
駆動電流を供給する。フライバック変成器Ｔｌの１次巻
線ＷｔはＢ０電圧源とトランジスタＱｌのコレクタとの
間に接続されている。変成器Ｔｌの２次巻線Ｗ２は位相
制御段＋０１に結合されており、巻線Ｌ□中の水平偏向
電流１２を信号Ｈ３に同期させるための駆動信号１０１
ａを発生させる。

この発明の特徴を具えたスイッチング形うスク修正回路
２００はスイッチング・トランジスタＱ２のスイッチン
グのタイミングを制御する左右（Ｅ−Ｗ）制御回路を含
んでいる。トランジスタＱ２はトレース期間中導通し、
リトレース期間内の制御可能な時点で非導通になる。ト
ランジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱｌのエミッ
タとリトレース・キャパシタンスＣＩとの間の接続点５
０に接続されている。トランジスタＱ２のエミッタは小
さな電流サンプリング抵抗器Ｒ１０１を経てアースに接
続されている。トランジスタＱ２と並列に接続されたダ
ンパ・ダイオードＩ）ａｔは該トランジスタＱ２と共に
１つの集積回路として構成されている。トランジスタＱ
２のコレクタとアースとの間には第２のリトレース・キ
ャパシタンスＣ２が接続されている。変成器ＴＩの巻線
Ｗ４の両端間に発生するリトレース電圧Ｖ、は高電圧を
発生し、この高電圧は図には示されていない整流ダイオ
ードを含むアルタ電力源５５６中でアルタ電圧を発生さ
せるために使用される。

説明のための第１の仮定例では、トランジスタＱ２がト
レースおよびリトレースの全期間中を通じて導通状態に
維持されるという第１の嘱端な動作状態を表わしている
。この場合は、偏向回路２５０は左右ビンクツション歪
の修正は行なわないが、周知の態様で偏向電流１２を発
生する。後程説明するように、この場合電流ｉ２は最大
のど−クービーク振幅をもっている。

同様に説明のための第２の仮定例は、スイッチング・ト
ランジスタＱ２が全リトレース期間中遮断状態にある第
２の礪端な動作状態を表わしている。この第２の例では
、リトレース期間中１対の共振回路が形成される。第１
の共振回路は第２図の共振回路１００で、リトレース・
キャパシタンスＣＩ、巻線ＬＨおよびトレース・キャパ
シタンスＣ３を含み、第２の共振回路は直列に接続され
たフライバック変成器の巻線Ｗｌとリトレース・キャパ
シタンスＣ２とを含んでいる。これらの共振回路を別々
に考えると、対をなす共振回路の各々は所要の公称リト
レース周波数よりも低い周波数に同調している。そして
、各共振回路は結合されて合成共振回路を構成する。合
成共振回路として現れる共通リトレース周波数はその各
構成共振回路の各々の共振周波数よりも高くなり、公称
リトレース周波数、例えばＰＡＬシステムでは、４３Ｋ
Ｈｚに等しくなる。

前に説明したように、変成器ＴＩの２次巻線Ｗ２は水平
同期リトレース信号Ｈ２を供給する。

信号Ｈ、の各パルスは偏向巻線ＬＨにおけるリトレース
期間を表わしている。水平同期信号Ｈ１は位相制御段１
０１に供給されて帰還同期情報を供給する。信号Ｈ、の
パルス中に含まれる同期情報は偏向巻線Ｌ　ｓ中の電流
１２の位相を表わしている。信号Ｈ、および水平同期パ
ルスＨｓは位相制書段１０１の水平発振出力信号の位相
および周波数を調整するために使用される。

第２の仮定例では、変成器Ｔｌの１次巻線Ｗ。

は、合成共振回路を構成するキャパシタンスＣＩ、Ｃ２
を含む容量性分圧器を通してリトレース共振回路に結合
されている。合成リトレース共振回路は「鼠の歯形」歪
を生じさせることなく適正な同期化を行なうことができ
る。このような合成リトレース共振回路を構成すること
による効果については「左右修正回路（ＥＡＳＴ−ＷＥ
ＳＴ　ＣｏＲＲＥＣ丁１ＯＮ　ＣＩＲＣＵＩＴ　）　Ｊ
という名称のハフアール（Ｐ、　Ｅ。

Ｈａｆｅｒｌ）氏の米港特許第４．６３４．９３７号明
細書中に詳細に説明されている。

トレース期間中、巻線Ｗ、の電流１＋はトランジスタＱ
ｌおよびトランジスタＱ２を通ってアースに流れ、リト
レース期間中はキャパシタンスＣ１を通って流れる電流
ｉ、はまたリトレース電流ｉ４としてキャパシタンスＣ
２にも流れ、リトレース・キャパシタンスＣ２の両端間
にリトレース電圧Ｖ２を発生させる。

直列接続されたキャパシタンスＣ１およびＣ２の両端間
に発生するリトレース電圧の振幅は調整されたＢ”？！
圧によって安定化される。従って、電圧ｖ１は左右変調
によっては実質的に影きされないという効果がある。巻
線ＬＨｂキャパシタンスＣＩの両端間に発生したリトレ
ース電圧ｖ４は偏向電流１２の振幅を決定する。リトレ
ース電圧ｖ４はリトレース電圧ＶＩからリトレース電圧
■２を減じた値に等しくなる。トランジスタＱ２が非導
通のリトレースの第２の部分の間、該トランジスタＱ２
を流れる電流ｉ、はＯであるから、リトレース電流１１
は電流ｉ４として実質的にすべてがキャパシタンスＣ２
を流れ、リトレース電圧Ｖ２を発生させる。その結果と
して、トランジスタＱ２がリトレース期間中を通じて非
導通状態になる第２の仮定例では電圧Ｖ、は最大振幅に
なる。その結果、第２の仮定例では、電圧ｖ４の振幅は
最小になり、偏向電流もまた最小になる。

この発明の構成によると、偏向電流の変調は、「鼠の歯
形」歪が減少するような態様でリトレース期間の第１の
半部の間にトランジスタＱ２がターンオフする瞬間の変
調によって得られ。例えばキャパシタンスＣＩの値をキ
ャパシタンスＣ２の値の約２倍、巻線Ｗｌの値を巻線Ｌ
□の値の約２倍に選定することによって、トランジスタ
Ｑ２が導通ずるリトレースの第１の部分、トランジスタ
Ｑ２が非導通になるリトレースの第２の部分の両方の期
間中リトレース周波数を同じ値に維持することができる
。その結果、偏向電流１２の位相に対する巻線Ｗ１中の
電圧Ｖ、の位相はトランジスタＱ２の導通状態によって
は影響を受けない。リトレース時間および変成器Ｔｌの
巻線Ｗ４中の電圧Ｖ、から生成されたリトレース電圧Ｖ
ｒはリトレース期間中トランジスタＱ２の導通の状態に
よっては実質的に影響を受けないので、上記のターンオ
フ時の変調は許される。

第１図ａ乃至りは第２図の回路の動作を説明するのに有
効な理想化された各部の波形を示す。第２図中で使用さ
れている記号または参照番号と同じ記号または参照番号
が第１図中でも使用されている。第２図の左右ビンクツ
ション制御回路３００はトランジスタＱ２のベースを駆
動するパルス電圧Ｖ３を発生する。電圧■３はトレース
期間中を通じてトランジスタＱ２を導通させる。リトレ
ース期間中、電圧Ｖ、の立下り端は第１図ａの範囲Ｌ２
乃至し、において位相変調される。従って、第・２図の
スイッチング・トランジスタＱ２は第１図ａの時間ｔｆ
の前に導通し、範囲し、乃至ｔ。

内の位相変調時に時間し訛後に遮断状態に切換えられる
。トランジスタＱ２が導通すると、リトレース電圧Ｖ２
をＯにクランプし、電圧Ｖ、を発生させる。

第２図の変成器Ｔｌの巻線Ｗ１中の電流ｉ、は巻線り、
とキャパシタンスＣｔとを含む共振回路＋００に流れ込
む、第２図のトランジスタＱ２が非導通のときは、共振
回路１００から電流ｉｌは分離して電流ｉ、とｉ４とを
生成する。トランジスタ１００がターンオフすると、減
少する電流ｉ４は、電ａ　１　＋およびｉ４が０になる
リトレース期間の中心で生ずる第１図ｄの時間Ｌ４まで
第２図のキャパシタンスＣ２を充電する。その結果、第
１図ｅの電圧Ｖ２はリトレースの中心でそのピーク振幅
に達する。リトレースの第２の半部ではより負に増加す
る第１図ｄの負電流ｉ４は電圧ｖ２が負になるまで第２
図のキャパシタンスＣ２を放電させる。電圧Ｖ２が充分
に負になると、ダイオードＩ）ｏｘは導通しはじめ、電
圧Ｖ２をダイオードＤ２の順方向電圧である−０．６ボ
ルトにクランプする。

外部ビンクツション歪の修正には、ラスタの頂部および
低部におけるよりもラスタの中央部における走査線でよ
り大きな偏向電流の振幅を必要とする。ラスタの頂部で
は、トランジスタＱ２は最も早く第１図ａの時間Ｌ２で
ターンオフする。第１図ｅの電圧ｖ２は時間１１の後増
加し始める。

リトレースの中心に達した後は、電圧ｖつは時間ｔ６で
０になるまで減少する。トランジスタＱ２はラスタの頂
部における時間Ｌ２でターンオフするから、電圧ｖ２の
ピーク振幅は最大になり、第１図ｒの電圧ｖ４のピーク
振幅は最小になる。ラスタの頂部から中央部に向かって
、第１図ａの電圧ｖ３の立下り端によって決定されるト
ランジスタＱ２のターンオフの時点は時間し、乃至し、
内で段々と遅れるようになる。その結果、第２図の電圧
Ｖ２のピーク振幅は減少し、電圧Ｖ４のピーク振幅は増
加し、偏向電流１２のピーク振幅は増加する。ラスタの
中央において電圧Ｖ２は第１図ｅの時間し、において増
加し始め、各水平期間“の時点し、において０になる。

ラスタの中央部から低部にかけては、第２図のトランジ
スタＱ２のターンオフ時点は第１図ａの時間ｔ、からＬ
２にかけて段々と進み、その結果、第２図の電圧ｖ２は
増加し、電圧Ｖ４は減少し、偏向電流１よけ減少する。

かくして偏向電流ｉ、はリトレース電圧ｖ４に比例し、
トランジスタＱ２のターンオフの瞬間に従って変調され
るリトレース電圧に反比例する。

第１図ａの電圧Ｖ、の立下り端は垂直周波数でパラボラ
状に変調され、第１図ｅ、ｆ、ｈに示すような垂直周波
数の包絡線が得られる。また、第２図のトランジスタＱ
２のターンオフ時間の変化は第１図ｅの電圧Ｖ２がリト
レースの終了近くで０になる時点を変調する。

この発明の特徴によれば、水平リトレース期間中の電圧
Ｖ２のリトレース・パルス波形の中心は垂直走査を通じ
て水平リトレース時間Ｌ４の中心に関して同じに維持さ
れる。かくして、第２図の電圧ｖ４およびｖ８は電圧ｖ
ｌと同相に維持される。それにより信号Ｈｒは偏向電流
１２と同相に維持される。

巻線Ｗ２の両端間に発生する信号Ｈｒは偏向電流１２の
位相に関する情報を与える。信号Ｈ，は位相制御段ｌｏ
ｔに供給されて該位相制御段１０１の水ｙ発振をビデオ
信号の水平同期パルスＨｓに同期させる。キャパシタン
スＣ２は巻線ＷＩを巻線Ｌ　Ｈに結合して合成共振回路
を構成するので、信号Ｈ、の位相情報は偏向電流１２の
それと実質的に同じである。トランジスタＱ２の切換え
動作によって得られる別の利点は、誘導性素子をトラン
ジスタＱ２と直列に結合する必要がないという点である
。また、トランジスタＱ２の切換え動作にトランジスタ
Ｑ２における電力消費をより少なくすることができる。

従って、トランジスタＱ２にヒート・シンクを設ける必
要はない。通常のダイオード変調器のような左右ビンク
ツション歪修正回路に比して優れた他の点は、トレース
の第２の半部の間は偏向電流１２はダンパ・ダイオード
を通って流れないから、偏向損失が小さくなり、非対称
線形誤差が小さくなるという点である。

前に説明したように、リトレース期間中は、偏向共振回
路１００は、トランジスタＱ２が非導通になった後、高
インピーダンスを有するキャパシタンスＣ２によってフ
ライバック変成器ＴＩに結合される。トランジスタＱ２
が非導通になると、図示されていないアルタ電圧整流ダ
イオードが導通する。キャパシタンスＣ２の高インピー
ダンスは、リトレース期間中共振回路＋００のリトレー
ス周波数よりもかなり低い「鼠の歯形」歪に関連する周
波数において巻線り、とＷｌとを分離し、それによって
上記の「鼠の歯形」歪として知られるラスタの歪が生ず
るのが防止される。

この発明の特徴によれば、キャパシタンスＣ１とＣ２と
の接続点５０は、全トレース期間中トランジスタＱ２に
よってアース電位にクランプされる。従って、「オルガ
ン・パイプ」と称されるラスタ歪は表われない。このオ
ルガン・パイプ形式のラスタの乱れは、このようなりラ
ンプがフライバック変成器の１次電流中に生ずる発振電
流あるいはリンギングの結果として使用されなければ発
生する可能性がある。このようなリンギングは、トラン
ジスタＱ２が全トレース期間中トランジスタＱ２によっ
てアースにクランプされるので抑制される。また、ダン
パ・ダイオードＤＱＩおよびＤＱ２は集積回路技術を用
いて相似トランジスタに構成されるので、必要とする個
別素子の数をさらに減らすことができるという効果があ
る。

トランジスタＱ２のコレクタと変成器ＴＩの１次巻線Ｗ
１の端子Ｗｌａとの間には保護ダイオードＤｉが接続さ
れている。ダイオードＤＩは、最初に電源をターンオン
したときにトランジスタＱ２を過大なピーク電圧から保
護するように作用する。トランジスタＱ２は電圧■２を
最大３５０　Ｖに制限するダイオードＤＩによって保護
される。変成器Ｔ２は１次巻線と２次巻線との間で４０
０　Ｖの絶縁能力をもっていることが望ましい。

遠隔制御受信機２０１は＋１２Ｖの調整器のオン／オフ
・トランジスタＱ７に供給されるオン／オフ制御信号２
旧ａを発生する。トランジスタＱ７が非導通のときは、
出力電源電圧＋１２Ｖは、位相制御段１１）１を、パワ
ー・アップ動作期間中付勢するために発生される。トラ
ンジスタＱ７が導通すると、位相制御段１０！は消勢さ
れて待機モード動作状態になる。待機モード動作への変
化時に、位相制御段＋０１はトランジスタＱ６のベース
へベース駆動信号を供給して、変成器Ｔ２の駆動トラン
ジスタＱ６をターンオフさせる。

例えば、正規の動作状態あるいはパワー・アップ動作状
態から待機動作モードへの変化後もなお第２図の変成器
Ｔ２の１次巻線Ｔ、に蓄積されたエネルギが存在するこ
とがある。このエネルギは、変成器Ｔ２の１次巻線ＴＲ
Ｍの両端間の電圧１０１ａの大きさが０に減少するまで
偏向トランジスタＱｌにベース電流ｉ、を供給し続ける
。その結果、最終偏向サイクルは、引伸されるが不特定
な期間で生ずる。この期間はトランジスタＱｌの導通の
終了によって終了する。その結果、電流１１％　　ｌｔ
、ｊｓは過大に増加し、トランジスタＱｌ、Ｑ２を破壊
する可能性がある。

このような可能性をなくすために、オン／オフ制御信号
２０１ａが抵抗器Ｒ８１および導線５５５を経てトラン
ジスタＱ２のベースに供給され、該トランジスタＱ５は
トランジスタＱ２にベース駆動信号を供給しＣ５これを
電源のオンから待機への変化の直後にターンオフさせる
。トランジスタＱｌとＱ２は直列に接続されているから
、トランジスタＱ２がターンオフすると双方のトラ“ン
ジスタに流れる電流は消滅する。かくしてトランジスタ
Ｑ１、Ｑ２は共に保護される。しかしながら、このよう
な急速停止回路はＣＲＴにビーム・スポットに関連する
損傷を与えることがないようにするための急速スポット
抑圧回路を必要とする。

急速スポット抑圧を必要としない好都合な代替保護回路
が第２図に示されている。この好ましい回路構成では、
ダイオードＤＩＯと抵抗器Ｒ９１との直列回路を含む帰
還回路が点線で示すようにトランジスタＱ２のエミッタ
とトランジスタＱ５のベースとの間に導線５５５を介し
て結合される。このような帰還回路を使用すると、トラ
ンジスタＱ２のエミッタは電流サンプリング抵抗Ｒ１０
１を経てアースに接続され、抵抗器Ｒ１０１の両端に電
流ｉ、のサンプリング値を生じさせる。抵抗器Ｒ１０１
の両端間に発生する電圧Ｖ。ＣはトランジスタＱ５のベ
ース電圧を制御する。抵抗器Ｒ１０１の両端間の電圧Ｖ
ＯＣが＋１．８ｖを超過すると、トランジスタＱ５は電
圧Ｖ。Ｃによってターンオンし、トランジスタＱ２のベ
ース駆動電圧を減少させる。

かくして電流ｉ３は、例えば抵抗器Ｒ１０１が１オーム
のとき、１．８アンペアに制限される。

ダイオードＤ゛１０および抵抗器Ｒ９１は、動作期間中
、特にパワー・アップから待機状態への変移期間中に直
列に結合されるトランジスタＱｌおよびＱ２の双方を保
護する。このような帰還回路は、信号２０１ａが前に説
明したトランジスタＱ５のベースに供給される回路と共
に、あるいはこの回路の代りに使用できることを理解す
る必要がある。例えば両方の回路を使用すると、電流ｉ
３は所定の過電流保護を行なうために、あるいはオン／
オフ動作を行なわせるために実質的に例えば０にまで減
少する。

第６図ａは、保護回路がない場合に正規の動作のパワー
・アップ・モードと待機モードとの間の対応する変移の
直後の第２図の電流ｊｓの波形の包絡線を示している。

この状態は、保護回路の動作中に導線５５５が切断され
たときに生ずる。同様に第６図すは、保護回路を動作さ
せる導線５５５が接続されているときの第２図の電流ｉ
、の波形の包絡線を示す、第６図すの電流ｉ、は最大１
．８アンペアに制限される。同様に第６図Ｃは、保護回
路が動作しないときに第２図のトランジスタＱｌのコレ
クタ電流ｉ意の包絡線を示し、第６図ｄは、保護回路が
動作しているときに第２図のトランジスタＱｌのコレク
タ電流１２の包絡線を示す。保護回路の動作については
、１９８８年３月１０日付けで「偏向回路の保護装置（
ＰＲＯＴＥＣＴＩＯＮ　ＡＲＲＡＮＧＥＭＥＮＴ　ＯＦ
　Ａ　ＤＥＦＬＥＣＴＩＯＮ　ＣＩＲＣＵＩＴ）　Ｊと
いう名称の英国特許出願第８８０５７５７号明細書中に
も示されている。

第２図の左右ビンクツション歪修正回路３００はトラン
ジスタＱ３、Ｑ４によって構成された差動増幅器とスイ
ッチング・トランジスタＱ２を駆動するダーリントン駆
動トランジスタＱ５とを具備している。トランジスタＱ
３およびＱ４を含む差動増幅器は垂直パラボラ電圧ｖ６
と第２図に示す波形をもった電圧ｖ６の指数関数的形状
のランプ部分Ｖｌ１ｍとを比較する。比較された電圧の
クロスオーバ点は第１図ａの制御電圧ｖ３のタイミング
を決定する。

第２図の電圧Ｖ８を発生させるために変成器Ｔｌの巻線
Ｗ、中に発生する水平リトレース・パルスＨａｓは抵抗
器Ｒ４を経てツェナー・ダイオードＤ３に供給される。

キャパシタンスＣ４、抵抗器Ｒ５、およびダイオードＤ
２を含むスピード・アップ回路網は、ダイオードＤ３の
両端間に速い立上り時間をもった立上り端を有するゲー
ト・パルスｖＤ３を発生する。速い立上り端は左右ビン
クツション歪制御回路３００のダイナミック・レンジを
より大きくする効果がある。ダイオードＤ３の両端間の
パルスＶ１１３は抵抗器Ｒ６およびＲ７を経てキャパシ
タンスＣ５および抵抗器Ｒ９に供給され、電圧ｖ５の指
数関数的形状のランプ部分ｙ　ｓａを発生させる。指数
関数的に増加する頂部Ｖ＋ｔａを含むパルス電圧ｖ５は
トランジスタＱ４のベースに供給される０重畳された鋸
歯状電圧を含む第２図の垂直周波数のパラボラ電圧ＶＰ
は通常の垂直偏向回路３５０のＤＣ阻止キャパシタンス
ＣｃからキャパシタンスＣ８、抵抗２ｇＲｚｏ、゛およ
び抵抗器ＲＩ９を経てトランジスタＱ３のベースに供給
される。抵抗器ＲＩ４、ＲＩ５およびＲ１６はトランジ
スタＱ３のベースに直流バイアスを供給する。抵抗器Ｒ
１３を経てトランジスタＱ３のベースおよび積分キャパ
シタンスＣ６に供給された電圧ｖ２は負帰還を与え、電
圧ｖ２の垂直周波数の包絡線をキャパシタンスＣｃに発
生するパラボラ電圧に追従させる。

サンプリング抵抗器Ｒｓの両端間に発生した垂直鋸歯状
電圧Ｖ　Ｒ１１は抵抗器ＲＩＯおよび抵抗器Ｒ９を経て
キャパシタンスＣ５に供給され、電圧Ｖｔ＋Ｓによって
決定されるピーク振幅に指数関数的に−Ｅ昇する部分を
もった電圧Ｖ、を発生させる。電圧■７は左右ビンクツ
ション制御回路３００のトランジスタＱ４のベースに供
給される。このようにして、電圧Ｖ□もまたキャパシタ
ンスＣｅを経てトランジスタＱ３のベースに供給される
。電圧■６３は差動的に供給されるので、電圧Ｖ　Ｒ５
がトランジスタＱ３、Ｑ４のスイッチング動作に実質的
に影響をおよぼすのを防止することができる。トランジ
スタＱ３のベースに発生した垂直パラボラ電圧ｖ６は水
平ランプ電圧Ｖ、と比較される。電圧Ｖ、と■６との交
差点は萌に示したように電圧■３の立上り端と立下り端
のタイミングを決定する。

電圧ｖ１１の指数関数的に上昇する部分Ｖｌ１ｇは、リ
トレース期間中第１図すの電流１＋の減少レベルを補償
して左右ラスタ歪修正回路あるいは変調器回路２００の
特性を直線化する。第１図ａの時間し、の近傍における
電圧Ｖ、の変調によるよりも第１図ａの時間し友の近傍
における電圧ｖ３の変調によるほうが、より少ない変調
量で第１図ｅの電圧Ｖｔをより大きく振幅変調すること
ができるので、上記の直線化が得られる。これは、第１
図すの電流１１、第１図ｄのＴ、流ｉ４の各振幅は時間
Ｌ３におけるよりも時間Ｌ２におけるほうが大きく、ま
た電圧Ｖ２はｌ　ｘ４．ｄｔの値に比例するからである
。指数関数的形状のランプ電圧Ｖ、は第１図ｇの時間し
、におけるよりも時間ｔ２の近傍のほかより急峻である
。そのため、トランジスタＱ３のベースにおける所定の
電圧変化に対しては電圧Ｖ３の変調は時間し３の近傍よ
りも時間ｔ、の近傍のほうが小さくなる。これによって
電圧Ｖ。

の指数関数的ランプ品分Ｖｌ１ｍはラスタの左右ビンク
ツション歪修正回路の動作を直線化することができる。

抵抗器ＲＩ５は電圧Ｖ、のｄａ平均値を高くする。ビー
ム電流の関数として変化する画像幅の変化はトランジス
タＱ３のベースを経て供給される信号により行なわれる
。これは一般にアンチ−ブレージング（ａｎｔｉ−ｂｒ
ｅａｔ、ｈｉｎｇ　）と称されている。

第３図ａ、第３図すおよび第４図は第２図の水平偏向回
路２５０を動作させることによって（Ｊられる。第１図
ａ乃至ｈ、第２図、第３図ａ、ｂおよび第４図中でそれ
ぞれ使用されている同じ記号、同じ参照番号は同じ項目
あるいは同じ機能を示すものとする。好都合なことに第
３図ａの電圧Ｖ。

および電流ｉ、は実質的に変調されない。第３図すの時
間し２と時間し、との間では第２図のトランジスタＱ２
は遮断状態に切換えられ、ダイオードＤｏｔは第３図す
の時間し、とし。どの間で導通しはじめる。また、第３
図すの電圧Ｖ２の中心は第３図ａの電圧Ｖ＋の中心とほ
ぼ一致している６第３図すの電圧Ｖ、が発生すると、第
３図すの電流ｉ、はＯになる。第４図の偏向電流１２は
変調されて出力のビンクツション歪の修正を行なう。

第２図の回路において、ベースが負荷抵抗器Ｒ１２とト
ランジスタＱ３のコレクタとの接続点に接続された１−
ランラスタＱ５は、該トランジスタＱ５のコレクタに接
続された負荷抵抗器Ｒ１７を経てトランジスタＱ２にベ
ース駆動信号を供給する。トランジスタＱ５のコレクタ
はキャパシタンスＣ７と抵抗器ＲＩ８との並列回路を経
てトランジスタＱ２のベースに結合されており、それに
よって電圧Ｖ、の立下り端部分を急峻にしてトランジス
タＱ３を急速にターンオフさせる。トランジスタＱ３を
急速にターンオフさせることにより第１図Ｃの時間し、
の直後で電流ｉ、を遮断して時間１＋乃至Ｌ４の全変調
範囲を利用することができる。図示の実施例では、第２
図の下ランラスタＱ２のターンオフの遅れは１マイクロ
秒以下である。トランジスタＱ２としてＭＯＳＦＥＴを
使用すればターンオフの遅れをさらに少なくすることが
できる。この急速ターンオフ特性は、偏向電流として例
えば２Ｘｆ□のようなより高い周波数を必要とする場合
に望ましい。

第７図は第２図の回路２５０と同様な水平偏向回路２５
０′を示し、例えばフィリップス社５！　４５ＡＸ形映
像管（図示せず）を水平走査するのに使用される。第２
図および第７図中で使用されている同じ記号、同じケ照
番号は同じ項目あるいは同じ機能を示すものとする。し
かしながら、第７図の回路２５０′は第２図の回路につ
いて説明した外部ビンクツション歪修正に加えて内部ビ
ンクツション歪修正も行なうことができるものである。

内部ビンクツション歪の修正は、インダクタＬｌ、キャ
パシタンスＣ′３を含み、抵抗器Ｒ２２に結合された共
振回路の動作によって行なわれる。電圧Ｖｔによって変
調される内部ビンクツション歪修正用変調電流ｉ、はト
レース・キャパシタンスＣ３およびトランジスタＱ２を
経て流れる。電流ｉ１１はキャパシタンスＣ３の両端間
のトレース電圧を変調する。内部ピンクツシン歪の修正
量はインダクタＬｌのイ直によって調整される。しかし
ながら、この修正は厳密なものではなく、例えば２．２
ｍＨの固定コイルが使用される。第７図のインダクタＬ
ｌはリトレース期間中変成器ＴＩの巻線Ｗ１と並列に結
合されているから、第７図のキャパシタンスＣ２の必要
な値は第２図の回路のそれよりも大である。例えば電流
ｉ６を変調してビンクツション歪を修正する方法につい
ては、［ラスク修正回路（ｎＡｓｒｓＲＣＯＲＲＥＣＴ
ＩＯＮ　ＣＩＲＣＵＩＴ　）　Ｊ　トイウ名称ツバファ
ール（Ｐ、　Ｅ、　Ｈａｆｅｒｌ）氏の米国特許第４．
７１９．３９２号明細書中に詳細に示されている。

第８図ａ乃至Ｃは第７図の回路２５０′の動作中の各部
の波形を示す、第８図ａ乃至Ｃおよび第８図中の同じ記
号、同じ参照番号は同じ項目あるいは同じ機能を示す。

第８図すの電流ｉ、はトレース期間中の反Ｓ字整形され
たものであり、第７図の電流ｉｓが得られる。内部ビン
クツション修正がなければ、電流ｉ、は基本的には第１
図Ｃに理想的な波形として示した直線状に増加する。第
７図のトランジスタＱ２はまたトレース期間中、電流ｉ
ｓに対する電流路を与えることができ、都合がよい。第
８図ａの電ａ　１　ｇ　、第８図すの電流ｉｓの両方が
変調されて、内部ビンクツション歪を修正する。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ乃至りは第２図に示すこの発明の回路の動作を
説明するための各部の波形を理想化して示した図、 第２図はこの発明を実施した外部ビンクツション歪修正
装置を具えた偏向回路を示す図、第３図ａおよびｂは第
２図の回路の動作を説明するための水平リトレース期間
中に生ずる各部の波形を示す図、 第４図は第２図の回路の動作を説明するためのさらに別
の波形を示す図、 第５図は未修正「鼠の歯形」歪をもったクロスハツチ・
パターンを示す図、 第６図ａ乃至ｄは第２図の回路の電流保護の特徴を説明
する図、 第７図は内部ビンクツション歪修正を具えたこの発明の
第２の実施例を示す回路図、 第８図ａ乃至Ｃは第７図の回路に関連する各部の波形を
示す図である。 １００・・・・リトレース共振回路、＋０１・・・・入
力信号源（位相制御段）　、１０１ａ・・・・入力信号
（駆＃ｉ電圧）　、　３００・・・・変調入力信号源（
左右ビンクツション歪制御回路）　、３５０・・・・入
力信号源（垂直偏向回路）　、　５５６・・・・負荷回
路、Ｑｌ・・・・第１のスイッチング手段（トランジス
タ）、Ｃ２・・・・第２のスイッチング手段（トランジ
スタ）、Ｃ１・・・・第１のリトレース・キ＼・バシタ
ンス、Ｃ２・・・・第２のリトレース・キャパシタンス
、Ｌｌ、・・・・偏向巻線、Ｖ　、、、、、第１の、１
ル−ス・パルス電圧、■、・・・第２のりトレー７・ペ
ルス電圧、■、・・・・第２の入力信号、ｖＰ・・・・
入力信号（！Ｔ！直周波周波数パラボラ電圧１２・・・
・偏向電流、Ｗ、・・・・電源インダクタンス（変成器
の巻線）、Ｂ″″・・・・入力端子源。 特許出願人　アールシーニー　ライセンシングコーポレ
ーション 代　　理　　人　　清　　水　　　哲　　　ばか２名才
　ｚ　ＩＡ 才す図 オ　７　図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１の偏向周波数に関連する周波数の第１の入力
   信号源と、 偏向巻線および第１のリトレース・キャパシタンスを含
   むリトレース共振回路と、 上記第１の入力信号に応答し且つ上記リトレース共振回
   路に結合されていて、所定の偏向サイクルのリトレース
   期間中、上記偏向巻線に偏向電流を発生させ、また上記
   第１のリトレース・キャパシタンスに第１のリトレース
   ・パルス電圧を発生させる第１のスイッチング手段と、 上記リトレース共振回路に結合された第２のリトレース
   ・キャパシタンスであって、上記リトレース期間中そこ
   に第２のリトレース・パルス電圧を発生させる上記第２
   のリトレース・キャパシタンスと、 入力電圧源と、 負荷回路と、 上記入力電圧源および上記第１のスイッチング手段に結
   合されていて、上記第１および第２のリトレース・パル
   ス電圧を上記負荷回路に供給すると共に上記リトレース
   期間中上記リトレース共振回路中のエネルギ損失を補充
   する電源インダクタンスと、 変調用の第２入力信号源と、 上記第１および第２の入力信号に応答し且つ上記第２の
   リトレース・キャパシタンスに結合されており、上記第
   ２の入力信号に従って上記第２のリトレース・パルス電
   圧の開始と上記第１のリトレース・パルス電圧の開始と
   の間の時間差を変化させて、上記第２のリトレース・パ
   ルス電圧が発生した時、上記電源インダクタンスと上記
   リトレース共振回路との間にインピーダンス回路が挿入
   されるように上記偏向電流の変調を行なう第２のスイッ
   チング手段とからなり、 上記インピーダンス回路は上記第２のリトレース・キャ
   パシタンスを含み且つ上記リトレース共振回路のリトレ
   ース共振周波数よりも実質的に低い周波数で高インピー
   ダンスを呈し、それによって上記低い周波数で上記電源
   インダクタスを上記リトレース共振回路から分離する、
   テレビジョン偏向装置。
2. （２）水平偏向周波数に関連する周波数の第１の入力信
   号源と、 偏向巻線および第１のリトレース・キャパシタンスを含
   むリトレース共振回路と、 上記第１の入力信号に応答し且つ上記リトレース共振回
   路に結合されていて、上記偏向巻線中に水平偏向電流を
   発生させ、また上記第１のリトレース・キャパシタンス
   に第１のリトレース・パルス電圧を発生させる第１のト
   ランジスタ・スイッチと、 上記リトレース共振回路と直列に結合された第２のリト
   レース・キャパシタンスであって、その中にリトレース
   ・パルス電圧を生じさせる上記第２のリトレース・キャ
   パシタンスと、 垂直偏向周波数に関連する周波数の第２の入力信号源と
   、 上記第１および第２の入力信号に応答して、上記垂直偏
   向周波数に従って位相が変化する水平周波数の制御信号
   を発生する手段と、 トレース期間中に生ずる上記偏向電流の所定サイクルの
   一部の期間中上記第１のトランジスタと直列に接続され
   るように上記第１のトランジスタ・スイッチに結合され
   た第２のスイッチとからなり、 上記第２のスイッチは上記制御信号に応答し且つ上記第
   ２のリトレース・キャパシタンスに結合されていて、２
   つのリトレース・パルス電圧間の位相差を実質的に一定
   に維持しつつ上記第１のリトレース・パルス電圧が開始
   される時点に対する上記第２のリトレース・パルス電圧
   の開始時点を変化させる、テレビジョン偏向装置。