JP2596824B2

JP2596824B2 - テレビジョン偏向装置

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Publication number: JP2596824B2
Application number: JP1059495A
Authority: JP
Inventors: エドウアルトハフアールペータ
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1988-03-10
Filing date: 1989-03-09
Publication date: 1997-04-02
Anticipated expiration: 2012-04-02
Also published as: FI92783B; GB8805758D0; CN1036676A; EP0332091A3; FI891026A; DE68926519T2; JPH01268355A; DE68926519D1; KR890015565A; HK1004318A1; EP0332091A2; FI891026A0; KR970005218B1; CA1299741C; EP0332091B1; CN1018043B; FI92783C; TR25808A; ES2091753T3; SG80520A1

Description

【発明の詳細な説明】＜産業上の利用分野＞この発明は、偏向電流の振幅を比較的広い範囲にわた
って変化または変調してラスタ歪を修正する偏向回路に
関するものであり、特に左右（Ｅ−Ｗ）ピンクッション
歪ならびに後程説明する「鼠の歯形」歪を修正するよう
に偏向電流の振幅を変調する回路を具えた偏向装置に関
する。

＜発明の背景＞一般に水平偏向回路は偏向スイッチ、水平偏向巻線、
および各トレース期間中偏向巻線に偏向電流を供給する
トレース・キャパシタンスを含んでいる。リトレース期
間中、第１のリトレース・キャパシタンスが偏向巻線の
両端間に結合され、リトレース共振回路を形成する。リ
トレース期間中エネルギはフライバック変成器によって
補充される。

例えば第５図に示すようにクロスハッチ・パターンの
各白い水平ストリップを表示するとき、フライバック変
成器の２次巻線から供給される大ビーム電流はリトレー
ス期間中上記フライバック変成器に重い負荷を与えるこ
とになる。

幾つかの従来技術による回路では、リトレース共振回
路が左右ピンクッション歪制御回路の比較的小さい出力
インピーダンスを経て全リトレース期間中フライバック
変成器の１次巻線に結合される。このような従来技術の
回路では、リトレース・キャパシタンスは上記の負荷に
よりリトレース期間中わずかに放電する。このため、ト
レース・キャパシタンスから偏向巻線を経てリトレース
・キャパシタンスに放電電流が流れ、クロスハッチ・パ
ターンの白い水平ストリップによりトレース・キャパシ
タンスの両端間の電圧をわずかに低下させる。

トレース・キャパシタンスの電荷は、白クロスハッチ
の縞の下の黒映像部分を表示する走査線に関するリトレ
ース期間中補充される。これによってトレース期間中偏
向巻線を通って低周波数の小さな電流を反対方向に流通
させる。トレース・キャパシタンスの充放電電流はラス
タを小さく変位させ、偏向巻線のトレース電流を変調す
る低周波発振を生じさせる。この低周波発振による変調
によりクロスハッチ・パターンの各垂直ストリップを直
線状ではなくジグザグ状に表示させる。このジグザグ形
状は水平ストリップとの交点のすぐ下の所定の垂直方向
の線中で表われる。このような低周波数で生じる上記の
ような歪は時には「鼠の歯形」歪と称され、第５図のク
ロスハッチ・パターンに示されている。

従って、大ビーム電流トランジェントが生ずる期間中
およびその直後で、リトレース期間中に低インピーダン
ス・エネルギ・フライホイールを呈する偏向回路はアル
タ回路が要求する過渡的に増加するエネルギを供給する
ので、「鼠の歯形」歪が生ずる。このように、偏向回路
からアルタ回路に転送されるエネルギは偏向巻線中のト
レース電流に変化を生じさせる原因となる。「鼠の歯
形」歪およびその解決法については米国特許第4,429,25
7号、第4,634,937号、第4,780,648号、第4,794,307号の
各明細書中に記載されている。

＜発明の目的＞この発明は、ラスタの左右ピンクッション歪を修正す
ると共に前述の「鼠の歯形」歪をも修正したテレビジョ
ン偏向装置を得ることを目的とする。

＜発明の概要＞この発明の偏向装置では、偏向スイッチング回路がリ
トレース期間中、双方向性変調スイッチ（Q1、D_Q1）に
よって構成される。第１のリトレース・キャパシタンス
（C1）を含むリトレース共振回路（100）に結合された
変調スイッチ（Q2）の導通期間は、垂直周波数のパラボ
ラ電圧に従って水平リトレース期間中位相変調される。
第２のリトレース・キャパシタンス（C2）は変調スイッ
チ（Q2）と並列に結合されている。変調スイッチはトレ
ース期間中導通し、リトレース期間の制御可能な時点に
おいてターンオフする。変調スイッチ（Q2）が導通する
と第２のリトレース・キャパシタンス（C2）の両端間に
低インピーダンス路を形成し、それによって該第２のリ
トレース・キャパシタンスの両端間の電圧を０ボルトに
クランプする。その結果、リトレースの一部の期間中変
調スイッチが非導通になるとき、制御可能な振幅と変化
し得る幅とをもった制御可能なリトレース・パルス電圧
（V₂）が上記第２のリトレース・キャパシタンス（C2）
の両端間に発生する。第２のリトレース・キャパシタン
スの両端間のリトレース電圧（V₂）は第１のリトレース
・キャパシタンス（C1）の両端間に発生するリトレース
電圧（V₄）の大きさを変化させ、それによって左右ピン
クッション歪を修正するように偏向電流（i₂）を変調す
る。

水平リトレースの一部の期間中においてのみ導通する
変調スイッチ（Q2）を用いることにより、「鼠の歯形」
歪を有効に減少させることができる。水平リトレースの
他の部分の期間中で変調スイッチ（Q2）が非導通になる
とき、フライバック変成器の１次巻線（W₁）は第２のリ
トレース・キャパシタンス（C2）によって形成されるイ
ンピーダンスを経てリトレース共振回路（100）に結合
されるので、上記「鼠の歯形」歪は減少する。このイン
ピーダンスは「鼠の歯形」歪が関連する低周波数では高
い。この周波数はリトレース共振周波数よりも実質的に
低い。変調スイッチをスイッチング・モードで動作させ
ることによって電力消費を減少させることができる。

この発明の特徴を具えたテレビジョン偏向装置の構成
を、参考までに各構成素子毎に後程説明する図示の実施
例中で使用されている参照番号を付記して説明する。こ
の発明によるテレビジョン偏向装置は、第１の偏向周波
数に関連する周波数をもった第１の入力信号（101a）の
信号源（101）とリトレース共振回路（100）とを具備し
ている。リトレース共振回路（100）には偏向巻線
（L_H）と第１のリトレース・キャパシタンス（C1）とが
含まれている。上記リトレース共振回路には上記第１の
入力信号に応答する第１のスイッチング手段（Q1）が結
合されており、上記偏向巻線中に偏向電流（i₂）を発生
させ、また所定の偏向サイクルのリトレース期間中上記
第１のリトレース・キャパシタンス中に第１のリトレー
ス・パルス電圧（V₄）を発生させる。リトレース共振回
路（100）には第２のリトレース・キャパシタンス（C
2）が結合されており、リトレース期間中該第２のリト
レース・キャパシタンス中に第２のリトレース・パルス
電圧（V₂）を発生させる。入力電圧源（B⁺）と上記第１
のスイッチング手段（Q1）とに電源インダクタンス
（W₁）が結合されており、該電源インダクタンスはこれ
を通して上記第１および第２のリトレース・パルス電圧
（V₄、V₂）を負荷回路（556）に供給し、またリトレー
ス期間中上記リトレース共振回路中のエネルギ損失を補
充する。第２のスイッチング手段（Q2）は上記第２のリ
トレース・キャパシタンス（C2）と変調用の第２の入力
信号（V₃）の信号源（300）とに結合されている。この
第２のスイッチング手段（Q2）は第１の入力信号（101
a）と第２の入力信号（V₃）とに応答し、上記第２の入
力信号に従って第２のリトレース・パルス電圧（V₂）が
開始される時点と第１のリトレース・パルス電圧（V₄）
が開始される時点との間の時間差を変化させて偏向電流
を変調する。第２のリトレース・パルス電圧（V₂）が発
生すると、上記電源インダクタンスン（W₁）とリトレー
ス共振回路（100）との間にインピーダンス回路が挿入
される。インピーダンス回路は上記第２のリトレース・
キャパシタンス（C2）を含み、上記リトレース共振回路
（100）のリトレース共振周波数よりも実質的に低い周
波数で高インピーダンスを呈して、上記低い周波数で上
記電源インピーダンス（W₁）を上記リトレース共振回路
（100）から分離してラスタに「鼠の歯形」歪が生ずる
のが防止される。

＜実施例の説明＞以下この発明を図示の実施例を参照しつつ詳細に説明
する。

この発明を実施した第２図に示す水平偏向回路250は
例えばFSカラー陰極線管（CRT）、形式A66EAS000X01に
水平偏向電流を供給するのに使用される。回路250は水
平周波数f_Hで動作するスイッチング・トランジスタQ1と
逆並列（アンチ・パラレル）ダイオードD_Q1とを含み、
これらは単一の集積回路として構成されている。トラン
ジスタQ1およびダイオードD_Q1と並列にリトレース・キ
ャパシタンスC1が接続されている。Ｓ字成形トレース・
キャパシタンスC_Sと直列に偏向巻線L_Hが接続されてお
り、このキャパシタンスC_Sと偏向巻線L_Hとの直列回路は
トランジスタQ1、ダイオードD_Q1、リトレース・キャパ
シタンスC1の各々と並列に結合される分岐回路を形成し
て、水平リトレース期間中リトレース共振回路100を構
成する。

図には詳細には示されていないが、水平発振器および
位相検波器を含む位相制御段101は水平同期信号H_Sに応
答する。信号H_Sは、例えば図には示されていないテレビ
ジョン受像機のビデオ検波器から引出される。位相制御
段101は駆動電圧101aをトランジスタQ6を介して駆動変
成器T2の１次巻線T_2aに供給する。変成器T2の２次巻線T
_2bは抵抗器R1およびR2を含む分圧回路を経てトランジス
タQ1のベース−エミッタ接合に結合されており、これに
水平周波数f_Hのベース駆動電流ibを供給する。フライバ
ック変成器T1の１次巻線W_IはB⁺電圧源とトランジスタQ1
のコレクタとの間に接続されている。変成器T1の２次巻
線W₂は位相制御段101に結合されており、これにフライ
バック変成器帰還信号として作用する水平同期リトレー
ス信号H_rを供給し、巻線L_H中の水平偏向電流i₂を水平同
期信号Ｈ_Ｓ′に同期させるための駆動信号101aを発生さ
せる。

この発明の特徴を具えたスイッチング形ラスタ修正回
路200はスイッチング・トランジスタQ2のスイッチング
のタイミングを制御する左右（Ｅ−Ｗ）制御回路300を
含んでいる。トランジスタQ2はトレース期間中導通し、
リトレース期間内の制御可能な時点で非導通になる。ト
ランジスタQ2のコレクタはトランジスタQ1のエミッタと
リトレース・キャパシタンスC1との間に接続点50に接続
されている。トランジスタQ2のエミッタは小さな電流サ
ンプリング抵抗器R101を経てアースに接続されている。
トランジスタQ2と並列に接続されたダンパ・ダイオード
D_Q2は該トランジスタQ2と共に１つの集積回路として構
成されている。トランジスタQ2のコレクタとアースとの
間には第２のリトレース・キャパシタンスC2が接続され
ている。変成器T1の巻線W₄の両端間に発生するリトレー
ス電圧V_rは高電圧を発生し、この高電圧は図に示されて
いない整流ダイオードを含むアルタ電力源556中でアル
タ電圧を発生させるために使用される。

説明のための第１の仮定例では、トランジスタQ2がト
レースおよびリトレースの全期間中を通じて導通状態に
維持されるという第１の極端な動作状態を表わしてい
る。この場合は、偏向回路250は左右ピンクッション歪
の修正は行なわないが、周知の態様で偏向電流i₂を発生
する。後程説明するように、この場合電流i₂は最大のピ
ーク−ピーク振幅をもっている。

同様に説明のための第２の仮定例は、スイッチング・
トランジスタQ2が全リトレース期間中遮断状態にある第
２の極端な動作状態を表わしている。この第２の例で
は、リトレース期間中１対の共振回路が形成される。第
１の共振回路は第２図の共振回路100で、リトレース・
キャパシタンスC1、巻線L_Hおよびリトレース・キャパシ
タンスC_Sを含み、第２の共振回路は直列に接続されたフ
ライバック変成器の巻線W₁とリトレース・キャパシタン
スC2とを含んでいる。これらの共振回路を別々に考える
と、対をなす共振回路の各々は所要の公称リトレース周
波数よりも低い周波数に同調している。そして、各共振
回路は結合されて合成共振回路を構成する。合成共振回
路の共通リトレース周波数はその各構成共振回路の各々
の共振周波数よりも高くなり、公称リトレース周波数、
例えばPALシステムでは、43KHzに等しくなる。

前に説明したように、変成器T1の２次巻線W₂は水平同
期リトレース信号H_rを供給する。信号H_rの各パルスは偏
向巻線L_Hにおけるリトレース期間を表わしている。水平
同期リトレース信号H_rは位相制御段101に供給されて帰
還同期情報を供給する。信号H_rのパルス中に含まれる同
期情報は偏向巻線L_H中の電流i₂の位相を表わしている。
信号H_rおよび水平同期パルスH_Sは位相制御段101の水平
発振出力信号の位相および周波数を調整するために使用
される。

第２の仮定例では、変成器T1の１次巻線W₁は、キャパ
シタンスC1、C2を含む容量性分圧器を通してリトレース
共振回路100に結合されていて合成共振回路を構成して
いる。合成リトレース共振回路は「鼠の波形」歪を生じ
させることなく適正な同期化を行なうことができる。こ
のような合成リトレース共振回路を構成することによる
効果については「左右修正回路（EAST−WEST CORRECTIO
N CIRCUIT）」という名称のハファール（P.E.Haferl）
氏の米国特許第４、634、937号明細書中に詳細に説明さ
れている。

トレース期間中、巻線W₁の電流i₁はトランジスタQ1お
よびトランジスタQ2を通ってアースに流れ、リトレース
期間中はキャパシタンスC1を通って流れる電流i₁はまた
リトレース電流i₄としてキャパシタンスC2にも流れ、リ
トレース・キャパシタンスC2の両端間にリトレース電圧
V₂を発生させる。

直列接続されたキャパシタンスC1およびC2の両端間に
発生するリトレース電圧V₁の振幅は調整されたB⁺電圧に
よって安定化されている。従って、電圧V₁は左右変調に
よっては実質的に影響されないという効果がある。巻線
L_H、キャパシタンスC1の両端間に発生したリトレース電
圧V₄は偏向電流i₂の振幅を決定する。リトレース電圧V₄
はリトレース電圧V₁からリトレース電圧V₂を減じた値に
等しくなる。トランジスタQ2が非導通のリトレースの第
２の部分の間、該トランジスタQ2を流れる電流i₃は０で
あるから、リトレース電流i₁は電流i₄として実質的にす
べてがキャパシタンスC2を流れ、リトレース電圧V₂を発
生させる。その結果として、トランジスタQ2がリトレー
ス期間中を通じて非導通状態になる第２の仮定例では電
圧V₂は最大振幅になる。その結果、第２の仮定例では、
電圧V₄の振幅は最小になり、偏向電流もまた最小にな
る。

この発明の構成によると、偏向電流の変調は、「鼠の
歯形」歪が減少するような態様でリトレース期間の第１
の半部の間にトランジスタQ2がターンオフする時点を変
調することによって行われる。例えばキャパシタンスC1
の値をキャパシタンスC2の値の約２倍、巻線W1の値を巻
線L_Hの値の約２倍に選定することによって、トランジス
タQ2が導通するリトレースの第１の部分、トランジスタ
Q2が非導通になるリトレースの第２の部分の両方の期間
中リトレース周波数を同じ値に維持することができる。
その結果、偏向電流i₂の位相に対する巻線W₁中の電圧V₁
の位相はトランジスタQ2の導通状態によっては影響を受
けない。リトレース時間および変成器T1の巻線W₄中の電
圧V₁から生成されたリトレース電圧V_rはリトレース期間
中トランジスタQ2の導通の状態によっては実質的に影響
を受けないので、上記のターンオフ時の変調は許され
る。

第１図ａ乃至ｈは第２図の回路の動作を説明するのに
有効な理想化された各部の波形を示す。第２図中で使用
されている記号または参照番号と同じ記号または参照番
号が第１図中でも使用されている。第２図の左右ピンク
ッション制御回路300はトランジスタQ2のベースを駆動
するパルス電圧V₃を発生する。電圧V₃はトレース期間中
を通じてトランジスタQ2を導通させる。リトレース期間
中、電圧V₃の立下り端は第１図ａの範囲t₂乃至t₃におい
て位相変調される。従って、第２図のスイッチング・ト
ランジスタQ2は第１図ａの時間t₂より前の期間は導通し
ており、時間t₂後にt₂乃至t₃の範囲の位相変調に応じて
遮断状態に切換えられる。トランジスタQ2が導通してい
ると、リトレース電圧V₂を０にクランプし、電圧V₂の発
生時点を変化させる。

第２図の変成器T1の巻線W₁中の電流i₁は巻線L_Hとキャ
パシタンスC1とを含む共振回路100に流れ込む。第２図
のトランジスタQ2が導通のときは、共振回路100から電
流i₁は分離して電流i₃とi₄とを生成する。トランジスタ
Q₂がターンオフすると、減少する電流i₄は、電流i₁およ
びi₄が０になるリトレース期間の中心で生ずる第１図ｄ
の時間t₄まで第２図のキャパシタンスC2を充電する。そ
の結果、第１図ｅの電圧V₂はリトレースの中心でそのピ
ーク振幅に達する。リトレースの第２の半部ではより負
に増加する第１図ｄの負電流i₄は電圧V₂が負になるまで
第２図のキャパシタンスC2を放電させる。電圧V₂が充分
に負になると、ダイオードD_Q2は導通しはじめ、電圧V₂
をダイオードD₂の順方向電圧である−0.6ボルトにクラ
ンプする。

外部ピンクッション歪（垂直線が表示の左右両端部で
最も大きく内側に湾曲する歪）の修正には、ラスタの頂
部および低部におけるよりもラスタの中央部における走
査線でより大きな偏向電流i₂の振幅を必要とする。ラス
タの頂部では、トランジスタQ2は最も早く第１図ａの時
間t₂でターンオフする。第１図ｅの電圧V₂は時間t₂の後
増加し始める。リトレースの中心に達した後は、電圧V₂
は時間t₆で０になるまで減少する。トランジスタQ2はラ
スタの頂部では時間t₂でターンオフするから、電圧V₂の
ピーク振幅は最大になり、V₄＝V₁−V₂であり、V₁は一定
であるから、第１図ｆの電圧V₄のピーク振幅は最小にな
る。ラスタの頂部から中央部に向かって、第１図ａの電
圧V₃の立下り端によって決定されるトランジスタQ2のタ
ーンオフの時点は時間t₂乃至t₃内で段々と遅れるように
なる。その結果、第２図の電圧V₂のピーク振幅は減少
し、電圧V₄のピーク振幅は増加し、偏向電流i₂のピーク
振幅は増加する。ラスタの中央では電圧V₂は第１図ｅの
時間t₃において増加し始め、各水平期間の時点t₅におい
て０になる。ラスタの中央部から低部にかけては、第２
図のトランジスタQ2のターンオフ時点は第１図ａの時間
t₃からt₂にかけて段々と進み、その結果、第２図の電圧
V₂は増加し、電圧V₄は減少し、偏向電流i₂は減少する。
かくして偏向電流i₂はリトレース電圧V₄に比例し、トラ
ンジスタQ2のターンオフの時点に従って変調されるリト
レース電圧V₂に反比例する。

第1a図の電圧V₃の立下り端は垂直周波数でパラボラ状
に位相変調され、第１図の波形ｅ、ｆ、ｈに関連して示
すような垂直周波数の包絡線が得られる。また、第２図
のトランジスタQ2のターンオフ時間の変化は第１図ｅの
電圧V₂がリトレースの終了近くで０になる時点を変調す
る。

この発明の特徴によれば、水平リトレース期間中の電
圧V₂のリトレース・パルス波形の中心は垂直走査を通じ
て水平リトレース時間t₄の中心に関して同じに維持され
る。かくして、第２図の電圧V₄およびV₂は電圧V₁と同相
に維持される。それにより信号H_rは偏向電流i₂と同相に
維持される。

巻線W₂の両端間に発生する信号H_rは偏向電流i₂の位相
に関する情報を与える。信号H_rは位相制御段101に供給
されて該位相制御段101の水平発振をビデオ信号の水平
同期パルスH_Sに同期させる。キャパシタンスC2は巻線W₁
を巻線L_Hに結合して合成共振回路を構成するので、信号
H_rの位相情報は偏向電流i₂のそれと実質的に同じであ
る。トランジスタQ2の切換え動作によって得られる別の
利点は、第３図から明らかなように、電流i₃は大きなス
パイクを伴わないから、平滑用の誘導性素子をトランジ
スタQ2と直列に結合する必要がないという点である。ま
た、トランジスタQ2の切換え動作によりトランジスタQ2
における電力消費をより少なくすることができる。従っ
て、トランジスタQ2にヒート・シンクを設ける必要はな
い。通常のダイオード変調器のような左右ピンクッショ
ン歪修正回路に比して優れた他の点は、トレースの第２
の半部の間は偏向電流i₂はダンパ・ダイオードを通って
流れないから、偏向損失が小さくなり、非対称線形誤差
が小さくなるという点である。

前に説明したように、リトレース期間中は、偏向共振
回路100は、トランジスタQ2が非導通になった後、高イ
ンピーダンスを有するキャパシタンスC2によってフライ
バック変成器T1に結合される。トランジスタQ2が非導通
になると、図示されていないアルタ電圧整流ダイオード
が導通する。キャパシタンスC2の高インピーダンスは、
リトレース期間中共振回路100のリトレース周波数より
もかなり低い「鼠の歯形」歪に関連する周波数において
巻線L_HとW₁とを分離し、それによって上記の「鼠の歯
形」歪として知られるラスタの歪が生ずるのが防止され
る。

この発明の特徴によれば、キャパシタンスC1とC2との
接続点50は、全トレース期間中トランジスタQ2によって
アース電位にクランプされる。従って、「オルガン・パ
イプ」と称されるラスタの乱れ（一連の明暗の垂直のバ
ーが現れる現象）は表われない。このオルガン・パイプ
形式のラスタの乱れは、もし、このようなクランプが使
用されなければフライバック変成器の１次電流中に生ず
る発振電流あるいはリンギングの結果として発生する可
能性がある。このようなリンギングは、トランジスタQ1
が全トレース期間中トランジスタQ2によってアースにク
ランプされるので抑制される。また、ダンパ・ダイオー
ドD_Q1およびD_Q2は集積回路技術を用いて対応するトラン
ジスタと共に構成されるので、必要とする個別素子の数
をさらに減らすことができるという効果がある。

トランジスタQ2のコレクタと変成器T1の１次巻線W₁の
端子W1aとの間には保護ダイオードD1が接続されてい
る。ダイオードD1は、最初に電源をターンオンしたとき
にトランジスタQ2を過大なピーク電圧から保護するよう
に作用する。トランジスタQ2は電圧V₂を最大350Vに制限
するダイオードD1によって保護される。変成器T2は１次
巻線と２次巻線との間で400Vの絶縁能力をもっているこ
とが望ましい。

遠隔制御受信機201は＋12Vの調整器のオン／オフ・ト
ランジスタQ7に供給されるオン／オフ制御信号201aを発
生する。トランジスタQ7が非導通のときは、出力電源電
圧＋12Vは、位相制御段101を、パワー・アップ動作期間
中付勢するために発生される。トランジスタQ7が導通す
ると、位相制御段101は消勢されて待機モード動作状態
になる。待機モード動作への変化時に、位相制御段101
はトランジスタQ6のベースへベース駆動信号を供給し
て、変成器T2の駆動トランジスタQ6をターンオフさせ
る。

例えば、正規の動作状態あるいはパワー・アップ動作
状態から待機動作モードへの変化後もなお第２図の変成
器T2の１次巻線T_2aに蓄積されたエネルギが存在するこ
とがある。このエネルギは、変成器T2の１次巻線T_2aの
両端間の電圧101aの大きさが０に減少するまで偏向トラ
ンジスタQ1にベース電流i_bを供給し続ける。その結果、
最終偏向サイクルは、引伸されるが不特定な期間で生
じ、この期間はトランジスタQ1の導通の終了によって終
了する。その結果、電流i₁、i₂、i₃は過大に増加し、ト
ランジスタQ1、Q2を破棄する可能性がある。

このような可能性をなくすために、オン／オフ制御信
号201aが抵抗器R81および導線555を経てトランジスタQ5
のベースに供給され、該トランジスタQ5はトランジスタ
Q2にベース駆動信号を供給して、これを電源のオンから
待機への変化の直後にターンオフさせる。トランジスタ
Q1とQ2は直列に接続されているから、トランジスタQ2が
ターンオフすると双方のトランジスタに流れる電流は消
滅する。かくしてトランジスタQ1、Q2は共に保護され
る。しかしながら、このような急速停止回路はCRTにビ
ーム・スポットに関連する損傷を与えることがないよう
にするための急速スポット抑圧回路を必要とする。

急速スポット抑圧を必要としない好都合な代替保護回
路が第２図に示されている。この好ましい回路構成で
は、ダイオードD10と抵抗器R91との直列回路を含む帰還
回路が点線で示すようにトランジスタQ2のエミッタとト
ランジスタQ5のベースとの間に導線555を介して結合さ
れる。このような帰還回路を使用すると、トランジスタ
Q2のエミッタは電流サンプリング抵抗R101を経てアース
に接続され、抵抗器R101の両端に電流i₃のサンプリング
値を生じさせる。抵抗器R101の両端間に発生する電圧V
_OCはトランジスタQ5のベース電圧を制御する。抵抗器R1
01の両端間の電圧V_OCが＋1.8Vを超過すると、トランジ
スタQ5は電圧V_OCによってターンオンし、トランジスタQ
2のベース駆動電圧を減少させる。かくして電流i_Sのピ
ーク値は、例えば抵抗器R101が１オームのとき、1.8ア
ンペアに制限される。

ダイオードD10および抵抗器R91は、動作期間中、特に
パワー・アップから待機状態への変移期間中に直列に結
合されるトランジスタQ1およびQ2の双方を保護する。こ
のような帰還回路は、信号201aが前に説明したトランジ
スタQ5のベースに供給される回路と共に、あるいはこの
回路の代りに使用できることを理解する必要がある。例
えば両方の回路を使用すると、電流i₃は所定の過電流保
護を行なうために、あるいはオン／オフ動作を行なわせ
るために実質的に例えば０にまで減少する。

第６図ａは、保護回路がない場合に正規の動作のパワ
ー・アップ・モードと待機モードとの間の対応する変移
の直後の第２図の電流i₃の波形の包絡線を示している。
この状態は、導線555が断線して保護回路の動作が停止
したときに生ずる。同様に第６図ｂは、保護回路を動作
させる導線555が接続されているときの第２図の電流i₃
の波形の包絡線を示す。第６図ｂの電流i₃は最大1.8ア
ンペアに制限される。同様に第６図ｃは、保護回路が動
作しないときに第２図のトランジスタQ1のコレクタ電流
i₂の包絡線を示し、第６図ｄは、保護回路が動作してい
るときに第２図のトランジスタQ1のコレクタ電流i₂の包
絡線を示す。保護回路の動作については、1988年３月10
日付けで「偏向回路の保護装置（PROTECTION ARRANGEME
NT OF A DEFLECTION CIRCUIT）」という名称の英国特許
出願第8805757号明細書（特開平１−268353号に対応）
中にも示されている。

第２図の左右ピンクッション歪制御回路300はトラン
ジスタQ3、Q4によって構成された差動増幅器とスイッチ
ング・トランジスタQ2を駆動するダーリントン駆動トラ
ンジスタQ5とを具備している。トランジスタQ3およびQ4
を含む差動増幅器は垂直パラボラ電圧V₆と第２図に示す
波形をもった電圧V₅の指数関数的形状のランプ部分V_5a
とを比較する。比較された電圧のクロスオーバ点は第１
図ａの制御電圧V₃のタイミングを決定する。

第２図の電圧V₅を発生させるために変成器T1の巻線W₃
中に発生する水平リトレース・パルスH_W3は抵抗器R4を
経てツエナー・ダイオードD3に供給される。キャパシタ
ンスC4、抵抗器R5、およびダイオードD2を含むスピード
・アップ回路網は、ダイオードD3の両端間に速い立上り
時間をもった立上り端を有するゲート・パルスV_D3を発
生する。速い立上り端は左右ピンクッション歪制御回路
300のダイナミック・レンジをより大きくする効果があ
る。ダイオードD3の両端間のパルスV_D3は抵抗器R6およ
びR7を経てキャパシタンスC5および抵抗器R9に供給さ
れ、電圧V5の指数関数的形状のランプ部分V_5aを発生さ
せる。指数関数的に増加する頂部V_5aを含むパルス電圧V
5はトランジスタQ4のベースに供給される。重畳された
鋸歯状電圧を含む第２図の垂直周波数のパラボラ電圧V_P
は通常の垂直偏向回路350のDC阻止キャパシタンスC_Cか
らキャパシタンスC8、抵抗器R20、および抵抗器R19を経
てトランジスタQ3のベースに供給される。抵抗器R14、R
15およびR16はトランジスタQ3のベースに直流バイアス
を供給する。抵抗器R13を経てトランジスタQ3のベース
および積分キャパシタンスC6に供給された電圧V₂は負帰
還を与え、電圧V₂の垂直周波数の包絡線をキャパシタン
スC_Cに発生するパラボラ電圧に追従させる。

サンプリング抵抗器R_Sの両端間に発生した垂直鋸歯状
電圧V_RSは抵抗器R10および抵抗器R9を経てキャパシタン
スC5に供給され、電圧V_RSによって決定されるピーク振
幅に指数関数的に上昇する部分をもった電圧V₇を発生さ
せる。電圧V₇は左右ピンクッション制御回路300のトラ
ンジスタQ4のベースに供給される。電圧V_RSはまたキャ
パシタンスC_Cを経てトランジスタQ3のベースに供給され
る。電圧V_RSは差動的に供給されるので、電圧V_RSがトラ
ンジスタQ3、Q4のスイッチング動作に実質的に影響をお
よぼすのを防止することができる。トランジスタQ3のベ
ースに発生した垂直パラボラ電圧V₆は水平ランプ電圧V₅
と比較される。電圧V₅とV₆との交差点は前に示したよう
に電圧V₃の立上り端と立下り端のタイミングを決定す
る。

電圧V₅の指数関数的に上昇する部分V_5aは、リトレー
ス期間中第１図ｂの電流i₁の減少レベルを補償して左右
ラスタ歪修正回路あるいは変調器回路200の特性を直線
化する。第１図ａの時間t₃の近傍における電圧V₃の変調
によるよりも第１図ａの時間t₂の近傍における電圧V₃の
変調によるほうが、より少ない変調量で第１図ｅの電圧
V₂をより大きく振幅変調することができるので、上記の
直線化が得られる。これは、第１図ｂの電流i₁、第１図
ｄの電流i₄の各振幅は時間t₃におけるよりも時間t₂にお
けるほうが大きく、また電圧V₂は∫i₄・dtの値に比例す
るからである。指数関数的形状のランプ電圧V₅は第１図
ｇの時間t₃におけるよりも時間t₂の近傍の方がより急峻
である。そのため、トランジスタQ3のベースにおける所
定の電圧変化に対しては電圧V₃の変調は時間t₃の近傍よ
りも時間t₂の近傍のほうが小さくなる。これによって電
圧V₅の指数関数的ランプ部分V_5aはラスタの左右ピンク
ッション歪修正回路の動作を直線化することができる。
抵抗器R15は電圧V₅のdc平均値を高くする。ビーム電流
の関数として変化する画像幅の変化はトランジスタQ3の
ベースを経て供給される信号により補償される。この補
償は、一般にアンチ−ブレージング（anti−breathin
g）と称されている。

第３図ａ、第３図ｂおよび第４図は第２図の水平偏向
回路250を動作させることによって得られる。第１図ａ
乃至ｈ、第２図、第３図ａ、ｂおよび第４図中でそれぞ
れ使用されている同じ記号、同じ参照番号は同じ項目あ
るいは同じ機能を示すものとする。好都合なことに第３
図ａの電圧V₁および電流i₁は実質的に変調されない。第
３図ｂの時間t₂と時間t₃との間では第２図のトランジス
タQ2は遮断状態に切換えられ、ダイオードD_Q2は第３図
ｂの時間t₅とt₆との間で導通しはじめる。また、第３図
ｂの電圧V₂の中心は第３図ａの電圧V₁の中心とほぼ一致
している。第３図ｂの電圧V₂が発生すると、第３図ｂの
電流i₃は０になる。第４図の偏向電流i₂は変調されて出
力のピンクッション歪の修正を行なう。

第２図の回路において、ベースが負荷抵抗器R12とト
ランジスタQ3のコレクタとの接続点に接続されたトラン
ジスタQ5は、該トランジスタQ5のコレクタに接続された
負荷抵抗器R17を経てトランジスタQ2にベース駆動信号
を供給する。トランジスタQ5のコレクタはキャパシタン
スC7と抵抗器R18との並列回路を経てトランジスタQ2の
ベースに結合されており、それによって電圧V₃の立下り
端部分を急峻にしてトランジスタQ2を急速にターンオフ
させる。トランジスタQ2を急速にターンオフさせること
により第１図ｃの時間t₁の直後で電流i₃を遮断して時間
t₁乃至t₄の全変調範囲を利用することができる。図示の
実施例では、第２図のトランジスタQ2のターンオフの遅
れは１マイクロ秒以下である。トランジスタQ2としてMO
SFETを使用すればターンオフの遅れをさらに少なくする
ことができる。この急速ターンオフ特性は、偏向電流と
して例えば２×f_Hのようなより高い周波数を必要とする
場合に望ましい。

第７図は第２図の回路250と同様な水平偏向回路250′
を示し、例えばフイリップス社製45AX形映像管（図示せ
ず）を水平走査するのに使用される。第２図および第７
図中で使用されている同じ記号、同じ参照番号は同じ項
目あるいは同じ機能を示すものとする。しかしながら、
第７図の回路250′は第２図の回路について説明し外部
ピンクッション歪修正に加えて内部ピンクッション歪修
正も行なうことができるものである。内部ピンクッショ
ン歪は垂直線が表示の左右両端部より内側で最も大きく
内側に湾曲する歪で、外部ピンクッション歪を修正した
ときに残留歪として現れる可能性があり、その修正は、
インダクタL1、キャパシタンスＣ′_Ｓを含み、抵抗器R2
2に結合された共振回路60の動作によって行なわれる。
電圧V₂によって変調される内部ピンクッション歪修正用
変調電流i₅はトレース・キャパシタンスC_Sおよびトラン
ジスタQ2を経て流れる。電流i₅はキャパシタンスC_Sの両
端間のトレース電圧を変調する。内部ピンクッション歪
の修正量はインダクタL1の値を調整することによって調
整される。しかしながら、この修正は厳密なものではな
く、例えば2.2mHの固定コイルが使用される。第７図の
インダクタL1はリトレース期間中変成器T1の巻線W₁の並
列に結合されているから、第７図のキャパシタンスC2の
必要な値は第２図の回路はそれぞれも大である。例えば
電流i₅を変調して内部ピンクッション歪を修正する方法
については、「ラスタ修正回路（RASTER CORRECTION CI
RCUIT）」という名称のハファール（P.E.Haferl）氏の
米国特許第4,719,392号明細書中に詳細に示されてい
る。

第８図ａ乃至ｃは第７図の回路250′の動作中の各部
の波形を示す。第８図ａ乃至ｃおよび第７図中の同じ記
号、同じ参照番号は同じ項目あるいは同じ機能を示す。
第７図の電流i₅の作用により第８図ｂの電流i₃はトレー
ス期間中の反Ｓ字整形される。内部ピンクッション修正
がなければ、電流i₃は基本的には第１図ｃに理想的な波
形として示した直線状に増加する。第７図のトランジス
タQ2はまたトレース期間中、電流i₅に対する電流路を与
えることができ、都合がよい。第８図ａの電流i₅、第８
図ｂの電流i₃の両方が変調されて、内部ピンクッション
歪を修正する。

【図面の簡単な説明】

第１図ａ乃至ｈは第２図に示すこの発明の回路の動作を
説明するための各部の波形を理想化して示した図、第２図はこの発明を実施した外部ピンクッション歪修正
装置を具えた偏向回路を示す図、第３図ａおよびｂは第２図の回路の動作を説明するため
の水平リトレース期間中に生ずる各部の波形を示す図、第４図は第２図の回路の動作を説明するためのさらに別
の波形を示す図、第５図は未修正「鼠の歯形」歪をもったクロスハッチ・
パターンを示す図、第６図ａ乃至ｄは第２図の回路の電流保護の特徴を説明
する図、第７図は内部ピンクッション歪修正を具えたこの発明の
第２の実施例を示す回路図、第８図ａ乃至ｃは第７図の回路に関連する各部の波形を
示す図である。 100……リトレース共振回路、101……入力信号源（位相
制御段）、101a……入力信号（駆動電圧）、300……変
調入力信号源（左右ピンクッション歪制御回路）、350
……入力信号源（垂直偏向回路）、556……負荷回路、Q
1……第１のスイッチング手段（トランジスタ）、Q2…
…第２のスイッチング手段（トランジスタ）、C1……第
１のリトレース・キャパシタンス、C2……第２のリトレ
ース・キャパシタンス、L_H……偏向巻線、V₁……第１の
リトレース・パルス電圧、V₂……第２のリトレース・パ
ルス電圧、V₃……第２の入力信号、V_P……入力信号（垂
直周波数パラボラ電圧）、i₂……偏向電流、W₁……電源
インダクタンス（変成器の巻線）、B⁺……入力電圧源。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の偏向周波数に関連する周波数の第１
の入力信号の信号源と、偏向巻線および第１のリトレース・キャパシタンスを含
むリトレース共振回路と、上記第１の入力信号に応答し且つ上記リトレース共振回
路に結合されていて、上記偏向巻線中に偏向電流を発生
させ、また所定の偏向サイクルのリトレース期間中上記
第１のリトレース・キャパシタンスに第１のリトレース
・パルス電圧を発生させる第１のスイッチング手段と、上記リトレース共振回路に結合された第２のリトレース
キャパシタンスであって、そこに上記リトレース期間中
間第２のリトレース・パルス電圧を発生させる上記第２
のリトレース・キャパシタンスと、入力電圧源と、負荷回路と、上記入力電圧源および上記第１のスイッチング手段に結
合されていて、上記第１および第２のリトレース・パル
ス電圧を上記負荷回路に供給すると共にリトレース期間
中上記リトレース共振回路中のエネルギ損失を補充する
電源インダクタンスと、変調用の第２の入力信号の信号源と、上記第１および第２の入力信号に応答し且つ上記第２の
リトレース・キャパシタンス結合されていて、上記第２
の入力信号に従って上記第２のリトレース・パルス電圧
の開始と上記第１のリトレース・パルス電圧の開始との
間の時間差を変化させて、上記第２のリトレース・パル
ス電圧が発生した時、上記電源インダクタンスと上記リ
トレース共振回路との間にインピーダンス回路が挿入さ
れるような上記偏向電流の変調を行なう第２のスイッチ
ング手段とからなり、上記インピーダンス回路は上記第２のリトレース・キャ
パシタンスを含み且つ上記リトレース共振回路のリトレ
ース共振周波数よりも実質的に低い周波数で高インピー
ダンスを呈し、それによって上記低い周波数において上
記電源インダクタンスを上記リトレース共振回路から分
離する、テレビジョン偏向装置。