DE3019815A1

DE3019815A1 - Ablenkschaltung mit ruecklaufregelung

Info

Publication number: DE3019815A1
Application number: DE19803019815
Authority: DE
Inventors: Peter Eduard Haferl
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1979-05-24
Filing date: 1980-05-23
Publication date: 1980-11-27
Also published as: IT1130637B; IT8022229A0; GB2052929B; GB2052929A; JPS55158780A; US4223251A; AT392379B; FR2457614B1; DE3019815C2; JPS604628B2; FR2457614A1; ATA281080A

Description

RCA 73769/Sch/Vu

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Ablenkschaltung mit Rücklaufregelung

Die Erfindung bezieht sich auf Ablenkschaltungen, beispielsweise für Fernsehempfänger.

Viele geregelte Stromquellen für Fernsehempfänger sorgen für eine Netztrennung durch Ableitung der Versorgungsspannungen für die Schaltungen des Fernsehempfängers aus an den Wicklungen des Horizontalausgangs- oder Rücklauftransformators entstehenden Spannungen. Bei diesen Systemen fließt die gesamte benötigte Leistung durch die Wicklungen, und die Leistungsübertragung erfolgt synchron mit der Horizontalablenkung. Die ungeregelte Spannungsquelle ist an die Primärwicklung des Rücklauftransformators angeschlossen, und die geregelte Größe ist üblicherweise entweder die B⁺-Betriebsspannung oder die Horizontalrücklaufimpulsamplitude .

Horizontalablenkschaltungen arbeiten typischerweise in einem ResonanzSchwingungsbetrieb. Während des Hinlaufs tritt eine näherungsweise halbwellenförmige Schwingung zwischen einer Horizontalablenkwicklung und einem S-Formungs-Hinlaufkondensa-

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tor auf, und während des Rücklaufs tritt eine Halbwellenschwingung zwischen der Ablenkwicklung und dem Rücklaufkondensator auf. Ebenfalls während des Rücklaufs ist eine Wicklung des Rücklauftransformator über den Rücklaufkondensator gekoppelt, damit Leistungsverlust in der Horizontalablenkschaltung kompensiert werden. Somit ist der Rücklauftransformator ein Teil der Horizontalrücklaufschaltung. Jegliche Leistungs- oder Laständerungen am Rücklauftransformator beeinflussen die Horizontalrücklaufzeit und verursachen Bildbreitenänderungen. Außerdem verändern sich gleichzeitig sämtliche durch Hinlaufgleichrichtung abgeleiteten Spannungen und nicht nur die an die sich verändernde Last geführte Spannung. Eine Belastung an einem Anschluß für eine durch Hinlaufgleichrichtung abgeleitete Spannung beeinflußt sämtliche in dieser Weise abgeleiteten Spannungen.

Eine Belastung des Rücklauftransfοrmators verändert auch das Tastverhältnis und damit ebenfalls die Sekundärspannungen, weil die Regelschaltung für die Netzversorgung typischerweise entweder die Rücklauf- oder die HinlaufSpannungsamplitude, nicht jedoch beide gleichzeitig beeinflußt. Eine Modulation der Ost-West-Rasterkorrektur durch die Summe aller LastSchwankungen zur Erhaltung eines konstanten ungestörten Bildes, wie es in der US-PS 4 129 806 (Erfinder P.E. Haferl) beschrieben ist, stellt keine vollständige Lösung dar, weil die aus dem Hinlauf abgeleiteten Sekundärspannungen des Rücklauftransformators nicht kompensiert werden. Beispielsweise lassen sich große LastSchwankungen, wie sie etwa beim Betrieb einer 10 Watt-Tonverstärkerschaltung auftreten, nicht mehr über die Ost-West-Rasterkorrekturschaltung kompensieren.

Eine Ablenkwicklung bildet während eines RücklaufIntervalls mit einem Rücklaufkondensatornetzwerk eine Resonanzrücklaufschaltung. Eine parallel zumindest einem Teil des Netzwerkes liegende Schaltung zweigt einen regelbaren Teil des RücklaufStroms von dem Kondensatornetzwerk ab, und damit erhält man eine Regelung einer ausgewählten Größe der Ablenkschaltung.

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In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 eine Horizontalablenkschaltung mit einer Rücklaufimpulsregelung nach der Erfindung;

Fig. 2 in der Schaltung gemäß Fig. 1 auftretende Schwingungsformen;

Fig. 3 einen Teil der Schaltung gemäß Fig. 1 mit einer genaueren Darstellung einer Gate-Regelschaltung;

Fig. 4 Schwingungsformen, wie sie in der Schaltung gemäß Fig. auftreten; und

Fig. 5 einen Teil der Schaltung gemäß Fig. 1 mit einer weiteren detailliert dargestellten Ausführungsform einer Gate-Regelschaltung.

In Fig. 1 ist eine geregelte Horizontalablenkschaltung 20 mit Rücklaufimpulsregelung gemäß der Erfindung dargestellt. Eine ungeregelte Spannung +V ist an eine geregelte Spannungsversorgungsschaltung 21 angeschlossen. Diese Schaltung liefert mit der Horizontalablenkung synchrone Energieimpulse über eine Primärwicklung 22a eines Horizontalausgangs- oder -rücklauftransformators 22 an verschiedene rücklaufgekoppelte Lastschaltungen. Die geregelte Spannungsversorgungsschaltung 21 kann von üblicher Art sein, oder wie sie in der US-Patentanmeldung Ser. No. 964,538 vom 29. November 1978 (deutsche Patentanmeldung P 29 48 139.8), Erfinder P.E. Haferl, mit dem Titel "Regulated Deflection Circuit" oder in der US-Patentanmeldung Ser. No. 018,361 vom 7. März 1979, Erfinder Walter Bohringer, mit dem Titel "Regulated Deflection System" beschrieben ist.

An eine Sekundärwicklung 22b des Rücklauftransformators ist eine Horizontalendstufe 23 angeschlossen, die einen Hinlaufschalter 24, der an eine Serienschaltung aus einem Hinlaufkondensator mit einer Horizontalablenkwicklung 26 angeschlossen ist, aufweist. Der Hinlaufschalter 24 enthält einen Endtransistor 27 und eine an dessen Basis angeschlossene Dämpfungsdiode 28. Von einer üblichen Horizontaloszillator- und Treiberschaltung 29 ge-

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langt eine horizontalfrequente Rechteckspannung zum Transistor 27 und schaltet diesen während des Hinlaufs ein und sperrt ihn zur Einleitung des Horizontalrücklaufs. An die Sekundärwicklung 22b ist ferner ein Gleichstromblockkondensator 30 angeschlossen.

Der Rücklaufimpulsteil der an der Sekundärwicklung 22c des Rücklauftransformators entstehenden Spannung wird mittels einer Diode 31 gleichgerichtet und durch einen Kondensator 32 zu einer Versorgungsspannung V gleichgerichtet, die für Schaltungen wie Tonverstärker und Horizontaloszillator verwendet wird. Der Hinlauf spannungsteil der an der Sekundärwicklung 22d entstehenden Spannung wird mittels einer Diode 33 gleichgerichtet und mittels eines Kondensators 34 zu einer Versorgungsspannung V gesiebt, welche Lastschaltungen wie den Vertikalablenk- und Videostufen zugeführt wird. Eine Hochspannungswicklung 22e des Rücklauftransformators ist an eine Hochspannungsschaltung 35 angeschlossen, welche die Endanodenbeschleunigungsspannung an einem Anschluß U liefert.

Wie die Figuren 2a und 2b zeigen, fließt während des Horizontalhinlaufintervalls vor dem Zeitpunkt t~ und auch nach dem Zeitpunkt tg der Horizontalablenkstrom i_2g als sägezahnförmiger Hinlaufstrom ioc+. ^zum Hinlauf schalter 26. Nahe dem Zeitpunkt t^ unterbricht der Hinlaufschalter 24, und die Horizontalablenkwicklung 26 bildet eine Resonanzrücklaufschaltung 21 mit einem Rücklaufkapazitätsnetzwerk 52, welches zum Teil die Reihenschaltung der Kondensatoren 36 und 37 umfaßt. Während des Resonanzrücklaufintervalls t_o bis t, fließt der Ablenkstrom i„_c im Rücklaufkondensator 36 als Rücklaufablenkstrom i₃₆· Über dem Hinlaufschalter 24 entsteht am Kollektor des Horizontalendtransistors 27 eine Rücklaufimpulsspannung V₅. mit der Spitzenamplitude V .

Die Rücklauf frequenz 1/2Τ_Ώ (wobei T_. die Dauer des Rücklauf-Intervalls ist) der Resonanzrücklaufschaltung 51 wird zum Teil durch die mit der Ablenkwicklung 26 gekoppelte effektive Rücklaufkapazität bestimmt. Liegt der Rücklaufkondensator 37 während des gesamten RücklaufIntervalls in Reihe mit dem Rücklaufkonden-

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sator 36, dann wird das RücklaufIntervall dadurch verkürzt. Verhindert man, daß der Kondensator 37 Rücklaufstrom oder Ladung speichert, beispielsweise durch Kurzschluß des Kondensators nach Masse während des gesamten RücklaufintervalIs, dann erhöht sich die Dauer des RücklaufIntervalls auf einen Maximalwert.

Bei einer Regelung der Rücklaufintervalldauer oder der Breite des Rücklaufimpulses VV₁ lassen sich auch andere Größen oder Parameter, welche zur geregelten Ablenkschaltung 20 gehören, regeln. Beispielsweise ist der Gleichspannungswert der Hinlaufspannung V„ am Hinlaufkondensator 25 gleich der Gleichspannung oder dem Mittelwert der Spannung Vp. am Hinlaufschalter 24, wie die gestrichelte Linie 53 in Fig. 2 zeigt. Die Ablenkstromamplitude i hängt teilweise von der Hinlauf spannung V„, ab. Bei Vergrößerung der Rücklaufimpulsdauer und Konstanthaltung der Rücklaufimpulsspitzenspannung V als geregelte konstante Größe erhöht sich ν_φ und damit die Ablenkstromamplitude.

Die Spannung an der Sekundärwicklung 22b ist von ähnlicher Form wie die Schwingung V^- gemäß Fig. 2a, jedoch hat sie einen Wechselspannungsnullwert, der mit der Linie 53 zusammenfällt. Ist der nicht mit einem Punkt versehene Anschluß der Wicklung 22b der Bezugsanschluß, dann entsteht während des Hinlaufs eine negative Hinlauf spannung -ν_, über der Wicklung und während des Rücklaufs eine positive Rücklauf spannung V₁₃, wobei V_m + V₁₃ = V ist. In der Wicklung 22b fließt ein Strom i_?2· ^Durcn Modulation der Rücklaufimpulsdauer oder -breite werden sowohl die Hinlaufspannung V als auch die Rücklaufspannung V_R moduliert, wobei die Fläche der Schwingung V₃₄ unter der Linie 53 gleich der Fläche über der Linie 53 ist, weil an einer Induktivität oder Transformatorwicklung keine Mittel- oder Gleichspannung aufrechterhalten werden kann.

Eine Modulation der Hinlauf- und Rücklaufspannungen führt zu einer Modulation der entsprechenden hinlauf- und rücklaufgleichgerichteten Versorgungsspannungen V_ und V sowie der Endanodenspannung am Anschluß U.

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Ist die zu regelnde Größe beispielsweise die Hinlaufspannung ν_φ, dann führt eine Modulation der Rücklaufimpulsdauer zu einer Modulierung der Impulsamplitude V und der Rücklaufspannung V₀ über

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einer Rücklauftransformatorwicklung. Die Ablenkstromamplitude sollte sich nicht wesentlich anders ändern als die relativ kleinen Änderungen, die durch das Anwachsen oder Abnehmen der Hinlaufzeit bedingt sind, während welcher die Hinlaufspannung V~ mit Hilfe des Hinlaufschalters 24 an die Ablenkwicklung 26 gekoppelt wird.

Zur Regelung der Dauer des Rücklaufintervalls wird die effektive Kapazität des Kapazitätsnetzwerkes 52 durch Regelung verändert. Über den Rücklaufkondensator 37 ist eine Rücklaufstromnebenschlußschaltung 54 geschaltet, welche Dioden 38 und 39 und einen steuerbaren, in beiden Richtungen leitfähigen Schalter 40 mit einem ITR oder SCR 41 und antiparallel geschalteter Diode 42 aufweist. Die Kathode der Diode 38 und die Anode der Diode 39 liegen an einem Anschluß 55, nämlich dem Verbindungspunkt der Rücklaufkondensatoren 36 und 37. Die Anode des SCR 41 ist an einen Anschluß 50, die Kathode der Diode 39, angeschlossen, über den Schalter 40 ist eine Resonanzkommutierungsschaltung 43 mit einem Kondensator 44 und einer Induktivität 45 geschaltet, über dem Schalter 40 liegt eine "snubber"-Schaltung mit einem Widerstand 46 und einem Kondensator 47.

Der durch den Rücklaufkondensator 36 in den Anschluß 55 hineinfließende Rücklaufstrom i_, teilt sich in zwei Ströme: einen Rücklaufstrom i._, welcher durch den Rücklaufkondensator 37 fließt, und einen Rücklaufnebenschlußstrom i , der in die Rücklaufnebenschlußschaltung 54 fließt. Da die Rücklaufströme X₃₆ und I₃₇ durch die Kondensatoren 36 bzw. 37 fließen, sind diese Ströme reine Wechselströme, enthalten also keine Gleichspannungskomponente. Der Nebenschlußstrom i ist daher ebenfalls ein reiner

Wechselstrom. Der positive Teil i_„ des Nebenschlußstroms i kann nur durch den ersten Nebenschlußweg, Diode 39, fließen, während der negative Teil i__fl nur durch einen zweiten Nebenschlußweg, Diode 38, fließen kann. Die gesamte Ladung {Ampere-

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sekunden), die vom Rücklaufkondensator 37 durch den in die Diode

39 fließenden positiven Strom i_„ abgezweigt wird, muß daher gleich der Gesamtladung sein, welche durch den in der Diode 38 fließenden negativen Strom i^₈ zum Anschluß 55 zurückfließt.

Der durch die Diode 39 in den Anschluß 50 hineinfließende positive Strom i_Q teilt sich in zwei Ströme auf, einen Kommutierungsstrom I₄₃/ welcher durch den Kondensator 44 und die Induktivität 45 fließt, und einen Schalterstrom i_4o/ der durch den Schalter

40 fließt. Der Kommutierungsstrom I₄₃ ist ebenfalls ein reiner Wechselstrom. Damit muß die Gleichstromkomponente I_Dr des in der Diode 39 fließenden Stromes durch den Schalter 40 als dieselbe Gleichstromkomponente I_Dfl des Schalterstroms i._nfließen.

Die Rücklaufimpulsdauer läßt sich durch Regeln der effektiven Kapazität des Rücklaufkondensators 37 mit Hilfe der Stromnebenschlußschaltung 54 regeln. Läßt man einen größeren Nebenschlußstrom i , also eine größere Ladungsmenge vom Rücklaufkondensator 37 abfließen, dann ergibt sich ein scheinbares Anwachsen der Kapazität des Rücklaufkondensators 37 und damit ein Anwachsen der effektiven zur Resonanzrücklaufschaltung 51 gehörigen Kapazität, und damit eine Vergrößerung der Rücklaufimpulsbreite. Die größte Rücklaufimpulsbreite ergibt sich, wenn der gesamte Rücklaufstrom vom Rücklaufkondensator 37 abgezweigt wird, was zu einer maximalen Rücklaufkapazität führt, das bedeutet, daß der Rücklaufkondensator 37 als Kurzschluß erscheint.

Die vom Rücklaufkondensator 37 abgezweigte Ladung wird geregelt durch Regelung der durch den Schalter 40 fließenden Gleichstromkomponente I_nr.. Eine Gate-Regelschaltung 48 liefert innerhalb jedes HorizontalhinlaufIntervalls ein verzögertes Gatesignal 40g veränderbarer Phasenlage an den SCR 41. Während der anfänglichen Einschaltperiode nach Anschalten der Ablenkschaltung 20 wird der ungeladene Kommutierungskondensator 44 über die Diode 39 auf die über dem Rücklaufkondensator 37 entstandene Spitzenrücklauf spannung aufgeladen. In diesem anfänglichen Intervall arbeitet die Diode 39 als Spitzengleichrichter.

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Die Resonanzfrequenz der Kommutierungsschaltung 43 wird näherungs weise gleich der Horizontalrücklauf frequenz 1/2T-, gewählt. Es sei angenommen, daß ein von der Regelschaltung 48 kommender Gateimpuls 40g den Schalter 40 zu einem Zeitpunkt vor t~ in den Fig. 2e und 2f einschaltet, wo das Intervall t_Q bis t₂ gleich 2T_R oder gleich dem doppelten RücklaufIntervall ist. Wenn es auch in den Fig. 2e und 2f nicht dargestellt ist, tritt ein voller Zyklus der Resonanzstromschwingung des Kommutierungsstroms i.~ völlig innerhalb des Hinlaufintervalles auf. Der ITR oder Schalter 40 wird vor dem Zeitpunkt t₂, dem Beginn des Rücklaufs, durch den Strom i-₃ in Sperrichtung kommutiert und wird nichtleitend. Der Kondensator 44 wird ungeachtet aufgetretener ohmscher Verluste nach dem Ende der Schwingung im wesentlichen wieder auf einen Spitzenwert aufgeladen.

Nach dem Rücklauf fließt kein Strom, weil weder die Diode 38 noch die Diode 39 in Durchlaßrichtung vorgespannt sind. Der gesamte Rücklauf ablenkstrom i-.,. fließt als Rücklauf strom i-,-, in den Rücklaufkondensator 37. Dieser ist für das gesamte RücklaufIntervall ein Teil der Rücklaufresonanzschaltung, und der Rücklaufkondensator des Netzwerkes 52 hat ebenso wie die Rücklaufimpulsbreite ein Minimum.

Es sei nun angenommen, daß die Regelschaltung 48 den Schalter 40 zum Zeitpunkt t.. nach dem Zeitpunkt t_Q in den Leitungszustand bringt, wie Fig. 2e zeigt. Der Kommutierungsstrom χ.^ vollendet vor Beginn des Rücklaufs zum Zeitpunkt t₉ keinen vollen Schwingungszyklus. Nahe dem Zeitpunkt t„ ist der Hinlaufschalter 24 gesperrt, und es beginnt ein Rücklaufstrom I₃₆ in den Anschluß 55 zu fließen, der sich nahezu auf Massepotential befindet, weil sowohl die Diode 39 als auch der Schalter 40 den Nebenschlußstrom i leiten. Kurz nach dem Zeitpunkt t„ fließt genügend positiver Nebenschlußstrom X₃₉ in den Anschluß 50, um den vom Schalter 40 kommenden negativen Schalterstrom i._Q zu übersteigen, so daß der Schalter kurz nach dem Zeitpunkt t„ in den Sperrzustand kommutiert wird und nichtleitend wird. Dann fließt ein positiver Nebenschlußstrom i _ als Kommutierungsstrom X₄₃, wie die Fig. 2d,

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2e und 2f zeigen, wobei der Strom i_„ nach dem Zeitpunkt t„ gleich dem Strom X₄₃ ist. Der positive Nebenschlußstrom i „ lädt den Kondensator 44 der Kommutierungsschaltung 43 nahe dem Zeitpunkt t, auf eine Spitzenspannung V--, auf, wie die Fig. 2d und 2f zeigen und Fig. 2h durch die Nebenschlußschalterspannung V₄₀ veranschaulicht. Einige Zeit nach t~ "ist die Schalterspannung im wesentlichen gleich dem Spannungswert V--..

Der Rücklaufablenkstrom I₃₇ r der durch den Rücklaufkondensator 37 fließt, ist gleich dem in den Anschluß 55 fließenden Rücklaufablenkstrom i_g abzüglich des Nebenschlußstroms i . Wie die Fig. 2c und 2d zeigen, ist somit der Strom X₃₇ etwa zum Zeitpunkt t., der Rücklaufmitte, wo der Ablenkstrom i_2g seine Richtung umkehrt, gleich einer positiven Stromkomponente i__ . Der Strom i__ lädt den Rücklaufkondensator 37 zum Zeitpunkt t. gemäß Fig. 2g infolge der Spannung V₃₇ am Kondensator 37 auf eine Spitzenspannung V₁ auf. Der Rücklauf ablenkstrom X₃₇ ist zwischen den Zeitpunkten t. bis tr gleich einer negativen Stromkomponente X₃₇ .

Zum Zeitpunkt t,- ist der Rücklaufkondensator 37 vollständig entladen, wie Fig. 2g zeigt, und die Spannung V₃₇ sucht ihre Polarität umzukehren. Die Diode 38 wird in Durchlaßrichtung vorgespannt und schließt den Rücklaufkondensator 37 kurz und unterbricht den Rücklaufstromfluß io₇· Der Nebenschlußstrom i beginnt wieder als ein Strom -i,„, wie Fig. 2d zeigt, und vollendet die Entladung des Rücklaufkondensators 36. Zum Zeitpunkt t, ist der Rücklaufimpuls Vr-i gleich Null, und die Dämpfungsdiode 28 des Hinlaufschalters 24 beginnt während des nächsten HinlaufintervalIs einen Hinlaufstrom i_. zu leiten.

Weil das Einschalten des Schalters 40 bis zum Zeitpunkt t.. phasenverzögert wird, kann der durch den Schalter 40 als Schalterstrom i_4n fließende Kommutierungsstrom i._ nicht einen vollen Schwingungszyklus vollenden. Der Kommutierungskondensator 44 kann sich nicht über den Schalter auf seine Ursprungsspannung V₄₃ entladen, die er vor dem Zeitpunkt t., dem Beginn der Kommutierungsstromschwingung, gehabt hat, aufladen. Der Mittelwert

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des Schalterstromes 40 ist nicht Null, sondern eine Gleichstromkomponente I_DC/ welche die Entladung des Kondensators über den Schalter 40 darstellt, wie dies in Fig. 2e gezeigt ist.

Wenn der Nebenschlußschalter 40 während des Rücklaufs gesperrt ist, dann wird durch den positiven Nebenschlußstrom i_„ ein positiver Wiederaufladestrom für den Kondensator 44 gebildet. Der Strom i__g muß daher einen Mittel- oder Gleichstromwert von I_DC haben, wie Fig. 2d zeigt. Da der Gesamtnebenschlußstrom i keine Gleichstromkomponente haben kann, wie vorstehend erläutert worden war, muß der negative Nebenschlußstrom -i,₈ eine Gleichstromkomponente derselben Größe haben, nämlich vom Wert -I_Dfl. Das heißt, daß die gesamte Ladung q , also der schraffierte Bereich unter iog/ welcher vom Rücklaufkondensator 37 abgezweigt wird, gleich der gesamten Ladung q sein, die durch den negativen Strom -i-„ zum Anschluß 55 zurückgeführt wird.

Durch Regelung des Grades, auf welchem der Schalter 40 zu Beginn des Rücklaufs den Kommutierungskondensator 44 entladen läßt, dargestellt durch die Gleichstromkomponente des Schalterstromes i_4nr läßt sich die Größe der vom Rücklaufkondensator 37 abgeleiteten Stromes regeln. Schließt man einen größeren Teil der Ladung vom Rücklaufkondensator 37 kurz, indem man innerhalb des Hinlaufs den Einschaltaugenblick für den Schalter 40 zunehmend phasenverzögert, dann erhält man ein scheinbares oder effektives Anwachsen der Kapazität des Rücklaufkondensators 37 und damit ein Anwachsen der Dauer des Rücklaufimpulses VV₁, unter der Annahme, daß die Impulshöhe oder Spitzenspannung V konstantgehalten wird. Damit ist der Rücklaufimpuls V₅₁ breiter, wenn der Schalter zu einem Zeitpunkt t. eingeschaltet wird, als wenn der Schalter vor dem Zeitpunkt t„ eingeschaltet wird und überhaupt kein Nebenschlußstrom i fließt. Die Rücklaufimpulsamplitude V läßt sich konstant halten durch Rückkopplung der an der Wicklung 22f des Rücklauftransformators entstehenden Spannung zu der geregelten Spannungsversorgungsschaltung 21 gemäß Fig. 1.

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Um die Rücklaufimpulsbreite weiter anwachsen zu lassen, verzögert man den Einschaltaugenblick des Nebenschlußschalters 40 bis zu einem Zeitpunkt t.. ' , der noch später als der bereits erwähnte Zeitpunkt t.. liegt. Dieser Fall ist im rechten Teil der Fig. 2 anhand der Schwingungsformen 2a¹ bis 2h¹ dargestellt. Der Kommutierungsstrom i ..j kann nun noch weniger als einen vollen Schwingungszyklus vollenden, ehe der Rücklauf zum Zeitpunkt t~ ' beginnt, als es in der zuvor beschriebenen Situation der Fall war, wie nun die Fig. 2e' bis 2f' veranschaulichen. Der Kommutierungskondensator 44 wird stärker als im vorigen Fall entladen, wobei der Kondensator 44 sogar eine Spannung negativer Polarität annimmt.

Zur positiven Wiederaufladung des Kommutierungskondensators 44 auf den Spitzenwert V₄₃ ¹, den er vor Beginn des Rücklaufs gehabt hat, ist nun eine Auf ladegleichstromkomponente I_n/-,¹ erforderlich, wie die Fig. 2e" und 2h¹ zeigen. Wegen der anwachsenden Phasenverzögerung des Einschaltmomentes für den Schalter 40 auf den Zeitpunkt t ' ist die Gleichstromkomponente I_DC' im rechten Teil der Fig. 2e' größer als die Gleichstromkomponente I_DC im linken Teil der Fig. 2e. Der zur Wiederaufladung des Kondensators 44 benötigte positive Nebenschluß strom i->_g i^st gemäß Fig. 2d' größer. Damit ist die vom Rücklaufkondensator 37 abgezweigte positive Ladung q ' ebenfalls größer, und dasselbe gilt für die vom Kondensator 37 abgezweigte negative Ladung q ', die als ein negativer Strom i-o von der Diode 38 am Anschluß 55 in den Rücklaufkondensator 36 fließt.

Da der Nebenschlußstrom i einen größeren Wert hat, hat der Rücklaufablenkstrom I₃₇ gemäß Fig. 2c¹ einen kleineren Wert. Die über dem Rücklaufkondensator entstehende Spitzenrücklaufspannung V₁' ist gemäß Fig. 2g¹ kleiner. Die Spitzenrücklaufspannung V₁' wird zu einem früheren Zeitpunkt t₃' erreicht, wo der Rücklaufstrom I₃₇ sich vor der Mitte des Hinlaufs zum Zeitpunkt t₄' umkehrt, wie Fig. 2c¹ und 2g¹ zeigen. Die Diode 38 beginnt zum Zeitpunkt t,- ' zu leiten, wenn die Spannung am Rücklaufkondensator 37 Null erreicht, wie dies die Fig. 2c¹, 2d' und 2g¹ zeigen.

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Der Resonanzrücklauf endet zum Zeitpunkt t_fi', wie anhand der Impulsspannung V₅₁ ¹ zu sehen ist.

Da von dem Rücklaufkondensator 37 größere Beträge sowohl positiver Ladung q ' als auch negativer Ladung q ' abgezweigt werden, vergrößert sich die scheinbare oder effektive Rücklaufkapazität, welche mit der Ablenkwicklung 26 gekoppelt ist, und es vergrößert sich auch die Rücklaufimpulsbreite von T_R, in Fig. 2a das Intervall von t₂ bis tg, auf T ', in Fig. 2a¹ das Intervall von t₂' bis tg'. Anders ausgedrückt: Weil die Spannung V₃₇ am Rücklaufkondensator 37 dazu beiträgt, den Rücklaufablenkstrom i__g schnell umzukehren, verringert sich durch Abzweigen eines größeren Stromes vom Kondensator 37 die Spannung an diesem, so daß die Stromumkehr weniger schnell auftritt und der Rücklaufimpuls breiter wird.

Die geregelte Spannungsversorgungsschaltung 21 regelt eine Größe, beispielsweise entweder V oder V_. Durch Regeln des Einschalt-

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augenblickes des Nebenschlußschalters 40 kann die Rücklaufimpulsbreite unabhängig geregelt werden, und damit wird eine andere Größe, beispielsweise die Hinlaufspannung V_, geregelt. Durch Regelung der Impulsbreite können weiterhin auch andere Parameter geregelt werden. Wird beispielsweise der Rücklaufimpuls Vc₁ ' durch die Schaltung 21 auf einer konstanten Amplitude V gehalten, dann erhöht sich bei zunehmender Impulsbreite die Hinlaufspannung über dem Hinlaufkondensator 25 auf V ', wie die Linie 53' in Fig. 2a¹ zeigt. Eine vergrößerte Hinlaufspannung führt zu einer Vergrößerung des von Spitze zu Spitze gemessenen Ablenkstromes i_?fi gegenüber dem entsprechenden Spitzenwert von I_ ' (siehe Fig. 2a' und 2b¹). Damit läßt sich beispielsweise die Bildbreite über die Rücklaufimpulsdauer durch Regelung des Leitungszustandes des Nebenschlußschalters 40 regeln. Verändert man den EinschaItZeitpunkt des SCR 41 vertikalfrequent parabolisch, dann ändert sich gleichermaßen auch der von Spitze zu Spitze gemessene Ablenkstrom 1^_n/ und man erhält eine Ost-West-Raster-

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korrektur.

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Lastschaltungsbedingte Modulationen der Rücklaufimpulsbreite lassen sich kompensieren. Beispielsweise spiegelt sich eine Erhöhung der Tonverstärkerbelastung der Versorgungsspannung V und der zweiten Wicklung 22c von O auf 10 Watt teilweise in der Wicklung 22b wieder und führt zu einem erhöhten Strom i_?„ in der Wicklung 22d, die parallel zur Ablenkwicklung 26 liegt, so daß der Rücklaufimpuls schmaler wird. Die Regelschaltung 48 fühlt die Abnahme der Impulsbreite ab, wie noch erläutert werden wird, und verzögert den Einschaltaugenblick des Schalters 40 über den Zeitpunkt t₁ hinaus, um eine konstante Breite des Rücklaufimpulses 51 und einen konstanten Ablenkstrom i-g aufrechtzuerhalten, wie dies im linken Teil der Fig. 2a bis 2h durch die gestrichelten Schwingungsformen veranschaulicht ist.

Der regelbare Nebenschlußschalter 40 arbeitet als geregelte Stromsenke zur Regelung der Größe des positiven Stroms i__g und der Ladung q , welche vom Rücklaufkondensator 37 abgezweigt werden. Der ITR-Schalter 40 kann damit beispielsweise durch einen Transistor oder SCR ersetzt werden, dessen Leitungswinkel (Stromflußwinkel) innerhalb des Hinlaufs verändert wird, so daß veränderbare Ladungsbeträge vom Rücklaufkondensator 37 abgezweigt werden. Die Funktion der Diode 42 wird nun durch die Dioden 38 und 3 9 übernommen.

Eine Ausführungsform einer Gate-Regelschaltung 48 ist in Fig.3 dargestellt. Eine horizontalfrequente Rechteckspannung V-η gemäß Fig. 4a wird von der Horizontaloszillator- und Treiberschaltung 29 erzeugt und durch Widerstände 61 und 62 herabgeteilt, sowie über einen Kondensator 63 auf die Basis eines Transistors 64 einer Boxcar-Gate-Impulsformerschaltung 19 wechselspannungsgekoppelt. über den Widerstand 62 ist ein Kondensator 65 geschaltet. Die Rechteckspannung V„q wird nach Invertierung auch der Basis des Horizontalendtransistors 27 des Hinlaufschalters 24 zugeführt, was jedoch in Fig. 3 nicht im einzelnen gezeigt wird.

Der obere Spannungspegel der Spannung V₂₉ reicht vom Zeitpunkt T₁ gerade vor Beginn des Rücklaufs bis zum Zeitpunkt T₄ gerade

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nach Beginn des Hinlaufs, während der Horizontalrücklauf zwischen den Zeitpunkten T_ bis T_ erfolgt. Der niedrigere Spannungspegel der Spannung V₃₉ reicht vom Zeitpunkt T. bis zum Zeitpunkt T, und liegt völlig innerhalb des Hinlaufintervalls T_ bis T₇.'

Zum Zeitpunkt T. schaltet die Spannung V₃₉ auf ihren niedrigeren Wert um und spannt den Transistor 64 gemäß Fig. 4d durch die Spannung V, an der Basis dieses Transistors in Sperrichtung vor. Ein Ladestrom i,,- regelbarer Größe, der von einem Ladestrom-Eingangsanschluß 91 in einen Ladewiderstand 66 fließt, lädt den Kondensator 63. Die Spannung V, beginnt anzuwachsen. Zu einem regelbaren Zeitpunkt T₅ innerhalb des Hinlaufs erreicht V, den Schwellwert V_be und schaltet den Transistor 64 ein, siehe Fig. 4d, und in Fig. 4e die Kollektorspannung V des Transistors 64.

Eine Differenzierschaltung mit Widerständen 67 und 68 und einem Kondensator 69 differenziert zum Zeitpunkt T₁- die Rückflanke der Spannung V zu einem negativen Impuls an der Basis eines Transistors 70. Damit entsteht am Kollektor des Transistors 70 eine Impulsspannung 40g, die zum Zeitpunkt T,- beginnt (siehe Fig. 4f) . Der Impuls 40g gelangt auf das Gate des SCR 41 des Nebenschlußschalters 40 und schaltet diesen zum Zeitpunkt T- ein, so daß in der bereits beschriebenen Weise die Stromschwingung in der Resonanzkommutatorschaltung 43 beginnt. Der Emitter des Transistors 70 liegt über einen Widerstand 71 an einer Spannung von +15 Volt, und eine Gate-Impuls-Kurvenformungsschaltung mit einem Widerstand 72 und einem Kondensator 73 ist an das Gate des SCR 41 angeschlossen.

Eine Breitenmodulationsregelschaltung 90 regelt den Ladestrom i_cc durch den Widerstand 66 und bestimmt auf diese Weise die Ein-

sehaltZeitpunkte der Transistoren 64 und 70 und damit des Nebenschlußschalters 40. Über der Rücklauftransformator-Sekundärwicklung 22g der Breitenmodulationsregelschaltung 90 entsteht ein Rücklauf impulsteil der Spannung ν"_22σ/ der mit einer Diode 56, einem Strombegrenzungswiderstand 57 und einem Kondensator 58 spitzengleichgerichtet wird, wie Fig. 4b sowohl mit der Spannung

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V₂₂ als auch der Spannung Vrg über den Kondensator 58 veranschaulicht. Der Kondensator 58 entlädt sich leicht während des HinlaufIntervalls, und der Entladestromweg enthält einen Widerstand 59, ein Potentiometer 74 und die Basis-Emitter-Diode eines Transistors 60. Damit ist eine Komponente der an der Basis des Transistors 60 liegenden Spannung eine Spannung, welche die Rücklaufimpulsamplitude V_n der Spannung V„„ gemäß Fig. 4b darstellt.

is. ZZCj

Die Spannung V₂₂ der Rücklauftransformatorwicklung wird auch einer Integrierschaltung 80 mit einem Kondensator 75 und einem Widerstand 76 zugeführt, über Basis und Emitter des Transistors 60 ist ein Kondensator 77 geschaltet. Während des Rücklaufs lädt sich der Kondensator 75 über die Wicklung 22g, den Widerstand 76 und die Basis-Emitter-Diode des Transistors 60 auf. Während des Hinlaufs enthält der Entladeweg des Kondensators 75 die Wicklung 22g, die Widerstände 76, 74 und 59 und den Kondensator 58. Die integrierte Spannung V_q am Anschluß 78, dem Verbindungspunkt des Kondensators 75 mit dem Widerstand 76, ist in Fig. 4b dargestellt.

Der zeitlich integrierte Rücklaufteil der Rücklauf spannung V₂₂ hängt von der Rücklaufamplitude V_R und der Impulsbreite T_R ab. Der zeitlich integrierte Hinlaufteil der Rücklaufspannung V₂₂ hängt von der Hinlaufamplitude -V_T und der Hinlaufdauer T_T ab.

Da an der Rücklauftransformatorwicklung 22g im Mittel keine Gleichspannung auftritt, muß die zeitlich integrierte Rücklaufspannung gleich der zeitlich integrierten Hinlaufspannung sein. Damit ist der Hinlaufintegrationsteil der Spannung V₇₃ ein Maß für die Rücklaufimpulsbreite. Ein Anwachsen der Rücklaufimpulsbreite führt zu einem Anwachsen des Hinlaufintegrationsspannungsanteils von V₇₃.

Ein Integrations- oder Glättungskondensator 82 ist über einen Widerstand 79 und einen Widerstand 81 an eine Spannungsquelle von +15 Volt angeschlossen. Über den Widerstand 81 liegt der Kollektor des Transistors 60 an der Spannung +15 Volt. Die Span-

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nung am Kondensator 82 ergibt sich aus der Integration der Kollektorspannung V des Transistors 60, welche in Fig. 4c gezeigt ist. Die Kollektorspannung V_cn hängt von der an die Basis des

bU

Transistors 60 angelegten Spannung ab, welche die algebraische proportionale Summe der spitzengleichgerichteten Rücklaufspannung Vco und der aus der Rücklauftransformatorwicklungsspannung V₂₂ integrierten Rücklaufspannung V_₈ ist.

Der Ladestrom i_ßgr welcher den Zeitpunkt innerhalb des Hinlaufs bestimmt, wo der Gateimpuls 40g erzeugt wird, ändert sich umgekehrt mit dem durch den Transistor 60 fließenden Nebenschlußstrom. Eine Abnahme der Rücklaufimpulsbreite, beispielsweise durch erhöhte Tonverstärkerbelastung, führt zu einer Abnahme der Größe des negativen integrierten Hinlaufspannungsteils von V^„. Während des Hinlaufs wird vom Transistor 60 weniger Basisstrom abgezweigt, so daß die Nebenschlußleitung des Transistors 60 stärker wird und der zur Basis des Transistors 64 fließende Ladestrom i_fi6 abnimmt. Später wird innerhalb des Hinlaufs ein Gateimpuls 40g abgeleitet, welcher zu der gewünschten Vergrößerung der Breite des Rücklaufimpulses führt.

Es ist bereits gesagt worden, daß die Kondensatoren 58 und 75 sich während des Rücklaufs aufladen. Die Spannung Vr₈ stellt die positive Spitzenamplitude des Rücklaufimpulses über der Wicklung 22g dar, und die Spannung V-_o stellt während des Hinlaufs die

/ O

integrierte Rücklaufspannung über der Wicklung 22g, jedoch mit negativer Polarität, dar. Während des Hinlaufs sind die Entladewege mit den Widerständen 59, 74 und 76 für die Kondensatoren 58 und 75 die gleichen. Jegliche Spannung am Verbindungspunkt der Widerstände 74 und 76, die nicht gleich V, des Transistors 60 ist, steuert diesen Transistor entweder in die Sättigung oder in den Sperrbereich. Damit verhindert wird, daß der Transistor 60 während des Hinlaufs durch Impulsspitzen oder Überschwingungen vom Transistor 22 entweder in die Sättigung oder in das Sperrgebiet gesteuert wird, ist eine erste Integrationsschaltung 85 zwischen Kollektor und Basis des Transistors 60 geschaltet: Sie enthält einen Kondensator 83 und einen Widerstand 84 mit einer

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Zeitkonstanten während des Hinlaufs von beispielsweise 50 Mikrosekunden, so daß die Kollektorspannung des Transistors 60 die in Fig. 4c gezeigte Form hat.

Wie Fig. 4c ebenfalls zeigt, wird der Transistor 60 während jeder Rücklaufperiode in die Sättigung gesteuert, weil sich der Kondensator 75 über dem Widerstand 76 und die Basis-Emitter-Diode des Transistors 60 entlädt. Eine zweite Integrationsschaltung mit Widerständen 81 und 79 und einem Kondensator 82 glättet die Spannung VV-. noch weiter als Quelle für den Strom l_ce- am Punkt 91 .

Das Ausgangssignal der Breitenmodulationsregelschaltung 90 ist relativ unempfindlich gegen Amplitudenschwankungen des von Spitze zu Spitze gemessenen Wertes ν_π = V„ + V_m der Rücklaufspannung

r is. I

V₀₀ . Wenn V anwächst, wachsen auch V_n und V_m. Die spitzengleich-

Z Z g -sr Ss. -L

gerichtete Rücklaufimpulsspannung V₅g wächst ebenso wie auch die Amplitude des negativen integrierten Hinlaufspannungsteils der Spannung V₇o· Wenn V₁-Q und V_7R an der Basis des Transistors 60 algebraisch summiert werden, dann heben sich diese Zuwächse auf. Eine Unempfindlichkeit der Schaltung 90 gegenüber Änderungen der Rücklaufspannungsspitzenamplituden ist notwendig, damit Impulsamplitudenschwingungen infolge von Wechselwirkungen zwischen der geregelten Spannungsversorgungsschaltung 21 und der Impulsmodulationsregelschaltung 90 unterbunden werden.

Die Breitenmodulationsregelschaltung 90 mißt die Rücklaufimpulsbreite als Differenz zwischen Spitzenrücklaufspannung V_R, bestimmt durch die Spannung V_gß, und integrierter Rücklaufspannung oder der äquivalenten integrierten Hinlaufspannung, bestimmt durch die Spannung V₇„. Die resultierende Fehlerspannung wird dann an der Basis des Transistors 60 mit Massepotential verglichen. Die zu den Kondensatoren 58 und 75 gehörigen Zeitkonstanten werden etwa gleich gewählt, damit man während des Großteils des Hinlaufs eine relativ flache oder konstante Spannung erhält. Der Kondensator 75 dient weiterhin der Isolation des eine relativ kleine Amplitude aufweisenden HinlaufSpannungsteils der Rücklaufspannung V₃₂ von der Basis des Transistors 60, damit

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thermische Änderungen der Basis-Emitter-Spannung nicht die Rücklaufzeit beeinflussen. Infolge des relativ großen Wertes der in Reihe geschalteten Widerstände 59 und 74 können diese Widerstände als Teil einer Stromquelle angesehen werden, die keine Maßnahmen zur thermischen Kompensation erfordert.

Um eine vorbestimmte Rücklaufimpulsbreite zu erhalten, kann man das Verhältnis der Widerstände R₅₉ + R₇. zum Widerstand R_7fi einjustieren. Dieses Verhältnis ist gleich dem Verhältnis der Widerstände V_R zu V„ oder äquivalent dem Verhältnis T zu T_R. Eine Justierung des veränderbaren Widerstandes 74 im Sinne eines typischen Verhältnisses von Acht ergibt eine Rücklaufimpulsbreite von etwa 11,6 με.

Der veränderbare Widerstand 74 dient somit zur Regelung der Raster- oder Bildbreite. Durch Erhöhung seines Wertes vergrößert sich das erwähnte Verhältnis, so daß die Rücklaufimpulsbreite und damit der von Spitze zu Spitze gemessene Ablenkstrom abnimmt. In diesem Sinne ist die den Fall eines relativ schmalen Impulses veranschaulichende Figur 2a mit der einen breiteren Impuls veranschaulichenden Fig. 2a¹ zu vergleichen.

Durch Veränderung der Rücklaufimpulsbreite und damit der von Spitze zu Spitze gemessenen Ablenkstromamplitude nach einer Parabelfunktion mit einer Vertikalablenkfrequenz von 1/T (wobei T gleich einem Halbbildintervall der Vertikalablenkung ist) kann auch eine Ost-West-Rasterkorrektur erreicht werden. Hierzu wird die Basisspannung des Transistors 60 parabolisch vertikalfrequent verändert, indem der Basis in Wechselspannungskopplung über einen Kondensator 86 und einem Widerstand 87 eine vertikalparabolische Spannung 89 zugeführt wird, die von einem üblichen Vertikalparabelgenerator 88 erzeugt wird. Diese vertikalparabolische Spannungsänderung an der Basis des Transistors 60 führt zur Erzeugung von Gateimpulsen 40g, deren Phasenlage sich vertikalfrequent parabolisch ändert, wie es für eine Ost-West-Rasterkorrektur erforderlich ist.

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Zur Begrenzung der maximalen Rücklaufimpulsbreite, die mit der Gateregelschaltung 48 erreichbar ist, ist eine Bereichsbegrenzungsschaltung 95 an den Ladestrom-Eingangsanschluß 91 angeschlossen. Zu große Rücklaufimpulsbreite führt zu einer zu großen Horizontalablenkstromamplitude, so daß die Verlustleistung innerhalb der Horizontalablenkschaltung erheblich anwächst.

Die Bereichsbegrenzungsschaltung 95 enthält einen Transistor 92, dessen Basis über einen Widerstand 93 eines die Widerstände 93 und 94 enthaltenden Spannungsteilers an den Rücklaufkondensator 37 angekoppelt ist. Ein Teil des Ladestroms i_f-_fi wird von einer +15 Volt-Spannungsquelle über einen Widerstand 96, einen Widerstand 97 und eine Diode 98 abgeleitet. An den Verbindungspunkt des Widerstandes 97 mit der Diode 98 ist ein Glättungskondensator 99 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 92 liegt am Verbindungspunkt der Widerstände 96 und 97.

Ein Anwachsen der Rücklaufimpulsbreite an der Rücklauftransfοrmatorwicklung 22b führt zu einer Verringerung der Impulsamplitude am Rücklaufkondensator 37, wie es durch die Spannung V-₇ im rechten Teil der Fig. 2g¹ gezeigt ist. Der Transistor 92 leitet weniger, und damit fließt von der +15 Volt-Spannungsquelle ein höherer Strom durch die Diode 98 zum Ladestrom-Eingangsanschluß 91.

Der Ladestrom ±_rc wächst an und verhindert eine zu starke Ver-66

zögerung des Einschaltens des Transistors 64, so daß der Gateimpuls 40g nicht mit zu starker Verzögerung erzeugt wird, und dadurch wird ein Anwachsen der Rücklaufimpulsbreite begrenzt.

Fig. 5 zeigt eine Horizontalablenkschaltung 120 mit einer anderen Ausführung 148 der Gateregelschaltung, mit welcher der SCR 41 der Rücklaufstromnebenschlußschaltung 54 in den Leitungszustand geschaltet wird. Die in gleicher Weise wie in den Fig. 1, 3 und 5 arbeitenden Elemente sind auch gleich bezeichnet. Der Ladestrom i_cc, der zur Basis des Transistors 64 der Boxcar-Gate-

DD

Impulsformerschaltung 19 fließt, kommt von einem Ladestrom-Eingangsanschluß 191 einer Impulsbreitenregelschaltung 190^

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Die Spannung am Kondensator 30 stellt die Hinlaufspannung V_T dar und damit auch, wie bereits erwähnt, die Rücklaufimpulsbreite. Die Spannung am Kondensator 30 wird über einen Widerstand 201 dem Ladestrom-Eingangsanschluß 191 zugeführt. Ein Abnehmen beispielsweise der Rücklaufimpulsbreite führt zu einer Abnahme der mittleren Spannung am Kondensator 30 und damit zu einer Abnahme des

Ladestroms i._rrr welcher zur Basis des Transistors 66 fließt, und ob

damit wird innerhalb des Hinlaufs die Erzeugung des Gateimpulses 40g in der erforderlichen Weise verzögert.

Um sicherzustellen, daß das Ausgangssignal der Breitenmodulationsregelschaltung 190 relativ unempfindlich gegen Amplitudenänderungen der von Spitze zu Spitze gemessenen Ablenkspannung V ist, richtet man die Rücklaufspannung an der Rücklauftransformatorwicklung 22g mit einer Diode und einem Kondensator 203 gleich und koppelt sie über einen Widerstand 204 auf den Ladestrom-Eingangsanschluß 191. Eine Diode 205 unterdrückt negative Spannungsamplituden am Anschluß 191. Ein Kondensator 206 sorgt für einen hochfrequenten Nebenschluß am Anschluß 191, und die Reihenschaltung eines Widerstandes 207 mit einem Kondensator 208 bewirkt eine zusätzliche Filterung.

Nachstehend seien einige Parameterwerte für die in den Fig. 1 und 3 veranschaulichten Schaltungen angegeben:

Widerstand 46	22ΟΟΩ
57	3,3Ω
59	82ΟΟΩ
61	1000Ω
62	1000 Ω
66	22kΩ
67	47ΟΟΩ
68	47ΟΟΩ
71	33Ω
72	100Ω
74	47ΟΟΩ
76	1200Ω

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Widerstand	79	47ΟΟΩ
	81	47ΟΟΩ
	84	1ΟΟΟΩ
	87	47kn
	93	20kft
	94	1000 Ω
	96	47ΟΟΩ
	97	100Ω
Kondensator	25	0,68 uF
	30	0,47 UF
	36	0,018 uF
	37	0,033 \iF
	44	0,047 uF
	47	2200 pF
	58	0,047 uF
	63	2200 pF
	65	220 pF
	69	1000 pF
	73	4700 pF
	75	0,22 uF
	77	4700 pF
	82	0,47 UF
	83	4700 pF
	86	10 UF
	99	0,47 UF
Induktivität	45	280 UH
Ablenkwick lung	26	1 ,2 mH
		1,2Ω
Spitzenspannung der Vertikalparabel 89	10 V_ce

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Claims

PATENTANWÄLTE DR. DIETER V. SEZOLD

DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

MARIA-THERE8IA-STRA56E 29

Postfach 86 02 60 D-6OOO MUENCHEN 66

TELEFON OS9/47 69 06 476819

AB SEPT. 1980s 4 70 60 TELEX 339 638 TELEGRAMM SOMBEZ

RCA 73769/Sch/Vu
U.S. Ser. No. 042,593
vom 24. Mai 197 9

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

Tj Ablenkschaltung mit regelbarem Rücklauf mit einer Ablenkwicklung und einer mit dieser gekoppelten Quelle einer Hinlaufspannung, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Ablenkwicklung (26) ein Hinlaufschalter (24) zur Erzeugung eines Hinlaufablenkstroms in der Ablenkwicklung während eines Hinlaufintervalls eines Ablenkzyklus "gekoppelt ist, daß ein Rücklaufkapazitätsnetzwerk (52) mit der Ablenkwicklung (26) zur Bildung einer Resonanzrücklaufschaltung (51) mit der Ablenkwicklung während eines Rücklaufintervalls jedes Ablenkzyklus gekoppelt ist, wobei der Rücklaufablenkstrom dog) während des Rücklaufintervalls in das Netzwerk (53) hineinfließt, und daß mit dem Rücklaufkapazitätsnetzwerk (52) eine regelbare Nebenschlußschaltung (54) zur Ableitung eines Teils (i_) des Rücklaufablenkstroms (i__c) von mindestens einem Teil des Netzwerkes im Sinne einer Steuerung der Rücklaufimpulsbreite gekoppelt ist.

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2) Ablenkschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Rücklaufkapazitätsnetzwerk (52) einen ersten und einen zweite in Reihe geschalteten Kondensator (36 bzw. 37) enthält und daß die regelbare Nebenschlußschaltung (54) als Nebenschluß zum zweiten Rücklaufkondensator (57) geschaltet ist.
3) Ablenkschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die regelbare Nebenschlußschaltung (54) einen ersten und einen zweiten Nebenschlußpfad (3 9,40 bzw. 38) zur Ableitung des Rücklaufstroms (i ) vom zweiten Rücklaufkondensator (37) bildet, und daß ein steuerbarer Schalter (40) in den ersten Nebenschlußweg (39,40) geschaltet ist und die Größe des Rücklaufstroms (i_4o) einer ersten Polarität, welcher von dem zweiten Rücklaufkondensator (37) abgeleitet wird, bestimmt.
4) Ablenkschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem steuerbaren Schalter (40) eine Regelschaltung (48) gekoppelt ist, welche unter Steuerung durch eine erste Größe (Parameter) in der zu regelnden Ablenkschaltung den Leitungszustand des steuerbaren Schalters (40) im Sinne einer Regelung der Rücklaufimpulsbreite zur Regelung der ersten Größe verändert.
5) Ablenkschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Resonanzschaltung (43) kapazitiv mit dem steuerbaren Schalter (40) zur Regelung des Gleichstromflusses durch den steuerbaren Schalter im Sinne einer Regelung der ersten Größe gekoppelt ist.
6) Ablenkschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzschaltung (43) den steuerbaren Schalter (40) kommutiert.
7) Ablenkschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter einen SCR (41) mit einer antiparallel geschalteten Diode (42) aufweist.

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8) Ablenkschaltung nach Anspruch 1, 2, 3, 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine regelbare Spannungsquelle (21) mit der Ablenkschaltung gekoppelt ist und unter Steuerung durch eine von der ersten verschiedene zweite Größe den Energiefluß zur Ablenkschaltung regelt.
9) Ablenkschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Größe die Rücklaufimpulsbreite darstellt.
10) Ablenkschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Größe eine z.eitintegrierte Spannung umfaßt, die über einer Rücklauftransformatorwicklung (22 ) während des Hinlauf- oder RücklaufIntervalls auftritt.
11) Ablenkschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Größe eine vertikalfrequente Komponente (89) zur Durchführung einer Ost-West-Rasterbreitenregelung enthält.

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