DE2948139A1

DE2948139A1 - Geregelte ablenkschaltung

Info

Publication number: DE2948139A1
Application number: DE19792948139
Authority: DE
Inventors: Peter Eduard Haferl
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1978-11-29
Filing date: 1979-11-29
Publication date: 1980-06-04
Also published as: GB2037113A; US4232254A; IT7927615A0; FI793669A; SE7909670L; FR2443175A1; PL219948A1

Description

RCA 7 2,66 1

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Gereqelte Ablenkscha L tung

Di(J Erfindung betrifft eine geregelte Stroinversorgungsschaltung für einen Fernsehempfänger.

Hei vielen transistorisierten Hör izontalablenkscha 1 tuiig« ·η von Fernsehempfängern überträgt der Hörizontalausgangs- oder -rücklauf transformator Energie¹ von einer geregelten B -Betriebsspannungsquelle zur Ablenkschaltung und zu anderen Lasten, welche an die Rück lauftransformatorwiek hingen angekoppelt sind. Typischerweise ist die Primärwicklung des Rück lauf transformator^ galvanisch an die Stromversorgungsschaltung und den Rück laufschalter angekoppelt. So fließt ein Lastgleichstrom in der Primärwicklung, welcher einen genügend großen Transformatorkern erfordert, damit der Kern nicht gesättigt wird.

Bei vielen Rück lauftransformatoren Ist mit der Primärwicklung eine Hoehspannungswick lung eng gekoppelt. Kurzschlüsse in den an die Hochspannungswicklung angeschlossenen Lasten rufen relativ hohe Primärwicklungsströme hervor. Die übertragene Energiemenge wird praktisch nur durch die relativ niedrigen Impedanzen der Versorgungsspannungsque1Ie, den Wicklungswiderstand, die Kernverluste und die Streuinduktiνitat begrenzt.

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ORIGINAL INSPECTED

2 O Λ Γι 1 T

-G-

Woiin die flor izont.i lablonkschal .titng m L L der Primärwicklung dos Rücklauf transformator gekoppelt ist, dann besteht keim· elektrische Isol !(Brunei /wischen tier Ablenkschaltung und den Netzklemmen der Stromversorgungsschal t ung . Der masseso i tige Anschluß der Ablenkschaltung wird ein heißer Anschluß, da er mit einem der Wechselspan η ung sne tzansch Hisse der St romversorgungsschaltung verbunden ist. Zur Vermeidung el> ktrischor Schläge und Unfälle erfordern Entwurf und Aufbau entsprechende Sorgfalt.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung enthält ein geregeltes Ablenksystem eine Energiequelle, an welche zur Speicherung von Energie aus dieser eine erste und eine zweite Resonanzschaltung angekoppelt sind. An die erste Resonanzschaltung ist eine Ablenkschaltung äugt koppelt, welche Energie aus ihr entnimmt. Mit der ersten bzw. zweiten Resonanzschaltung ist eine erste bzw. zweite Schalteranordnung gekoppelt, damit in den beiden Resonanzschaltungen Resonanzschwingungen erzeugt werden können. Die Leitungswinkelüberlappung der Resonanzschwingungen bestimmt die zur Ablenkschaltung übertragene Energiemenge-.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 eine geregelt*¹ Ablenkschaltung gemäß der Erfindung;

Fi(J. 2 bis 4 Schwingungs Lurmen, wie? sie im Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 1 auftre¹" ■! ;

Fig. 5 eine Ausführungsform der Catesteuerschaltung gemäß Fig. 1; Fig. 6 eine Ausführungsform «ler Regelsteuerschaltung gemäß Fig. 1;

Fig. 7 Schwingungsformen, wie sie in der Schaltung gemäß Fig. 6 auftreten;

Fig. 8 eine Ausführungsform der in Fig. 6 verwendeten Sperrschaltung;

Fig. ') Schwingungs formen, wie sie in der Schaltung gemäß Fig. 8 auftreten;

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Fig. 10 weitere Schwingungsformen in Verbindung mit Fig. 1;

Fig. 11 €^aine andere Ausführungsform einer geregelten Ablenkschaltung gemäß der Erfindung; und

Fig. 12 und 13 Schwingungsformen im Zusammenhang mit der Schaltung gemäß Fig. 11.

Wie Fig. 1 zeigt, liefert eine Quelle an einen Anschluß 21 eine ungeregelte B -Spannung für einen Fernsehempfänger, beispielsweise eine Gleichspannung von +300 V, welche durch einen Kondensator 22 gesiebt wird. Die Gleichspannung von -»300 V kann durch Doppelweggleichrientung der hier nicht veranschaulichten Netzwechsel spannung von 220 V gewonnen werden. Der neutrale Rückleit ung:;ansehluß der Wechsel spannungsnet .zk 1 emmen dient als nichti sol ieiter Massebezugsanschluß 40. Der Anschluß 21 ist über eine Sicherung 23 mit einem Anschluß einer Ei ngangsdrossel oder -induktivität 24 verbunden. Der andere Anschluß der Eingangsdrossel 24 ist üb(M einen St ιomeingangsanschluß 17 mit der Reihenschaltung eines Kondensator;; 25 und einer ersteti Wicklung 26a eines ersten Transformators 26 verbunden.

Der Transformator 2(> arbeitet teilweise als Horizontalausgangsoder -rück! auf transformator für eine Ilori zont al abl einschaltung 27. Diese⁵ Schaltung 27 weist einen Hinlauf schal ter 28 auf, sowie einen Rücklaufkondensator 29 und die Reihenschaltung einer Horizontalablenkwicklung 30 mit einem S-Formungskondensator 31. Der Hinlaufschalter 28 enthält einen Hörizontalendtransistör 32 und eine an dessen Basis angeschlossene Dämpfungsdiode 33. Der Diodendämpfungsstrom fließt durch die Basis-Kollektor-Strecke des Transistors 32.

Der Kollektor des Horizontalendtransistors 32 ist an ein Ende einer zweiten Wicklung 26b des Rück 1 auftransformators 26 angeschlossen. Ihr anderes Ende ist an einen Anschluß 35 eines Speicherkondensators 34 angeschlossen, dessen anderes Ende 36 über die Parallelschaltung einer Induktivität 37 mit einem Widerstand 38 an einen isolierten Massebezugsarischluß 39, etwa Chassismasse,

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angeschlossen ist. Der isolierte Massebezugsanschluß 39 und der zuvor erwähnte neutrale nichtisolierte Massebezugsanschluß 40 sind elektrisch voneinander entkoppelt, und dadurch wird ein Schutz gegen elektrische Schläge aus der Wechselspannungsnetzleitung erreicht.

Eine Horizontaloszillator- und Treiberschaltung 41 liefert horizontal frequente Treibersignale an den Transistor 32, wodurch Hinlauf- und Rücklaufintervalle innerhalb jedes Horizontalablenkzyklus bewirkt werden, wie in Fig. 2a durch die Spannung V₅₂ ^am Anschluß 52, dem Kollektor des Horizontalendtransistors 32, veranschaulicht ist.

Eine dritte Wicklung 26c des Rücklauftransformators 26 liefert Wechselstromsignale zur Gleichrichtung und Stromversorgung von Sekundärlasten 42, wie etwa die Vertikalablenkschaltung und die Videoschaltung. Eine Hochspannungswicklung 26d des Rücklauftransformators 26 ist zur Erzeugung einer Endanoden-Beschleunigungsspannung an eine Hochspannungsschaltung 43 angeschlossen.

In jedem Horizontalablenkzyklus wird eine geregelte Energiemenge durch die Wicklung 26a des Rücklauftransformators 26 zu den an die Wicklungen 26b bis 26d angekoppelten Schaltungen übertragen. Die Reihenschaltung des Kondensators 25 mit der Wicklung 26a bildet eine erste Resonanzschaltung 4 4 mit einer Wicklung 4 5a eines zweiten Transformators 45. Die Anode eines ersten Schalters, SCR 46, ist an die Wicklung 45a, seine Kathode an die Wicklung 26a angeschlossen.

Eine zweite Resonanzschaltung 47 enthält einen Kondensator 48 und eine Wicklung 45b des Transformators 45. Die Wicklungen 45a und 45b sind relativ lose miteinander magnetisch gekoppelt, und zwischen diesen Wicklungen besteht eine relativ beachtliche Streuinduktivität. Ein zweiter in beiden Richtungen leitender Schalter 49 enthält einen SCR 50 mit entgegengesetzt gepolter Diode 51 und ist zwischen die Wicklung 45b und den Kondensator 48 derart ge-

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schaltet, daß die Kathode des SCR 50 am nichtisolierten Massebezugsanschluß 40 liegt.

Wie die Fig. 2a bis 2f veranschaulichen, sind während eines ersten Teils des HorizontalhinlaufIntervalls nach dem Zeitpunkt T₁ sowohl der SCR 46 als auch der in beiden Richtungen leitende Schalter 49 gesperrt. Ein Eingangsstrom i„ überträgt gespeicherte Energie vom Anschluß 21 und der Eingangsdrossel 24 zum Ladekondensator 25 der ersten Resonanzschaltung 44 und zum Kondensator 48 der zweiten Resonanzschaltung 47, wie aus den Fig. 2b und 2c vor dem Zeitpunkt T, durch die Spannung V₃₅ am Kondensator 25 und die Schwingungsform 54, die Spannung V._ft am Kondensator 48, gezeigt ist. Die Eingangsdrossel 24 ist genügend groß bemessen, so daß diese als Quelle relativ konstanten Stroms i_n wirkt.

Nahe dem Zeitpunkt T₂ hat der Eingangsstrom i« den Kondensator 48 auf einen Wert +V_? etwas oberhalb der B -Spannung von +300 V_ aufgeladen. Eine Klemmdiode 55, die mit dem Verbindungspunkt zwischen Sicherung und Eingangsdrossel 24 über einen Widerstand 56 verbunden ist, wird leitend und klemmt die Spannung am Kondensator 48 auf die B -Spannung: Auf diese Weise begrenzt sie die maximale Menge der im Kondensator 48 gespeicherten Energie. Beginnend zum Zeitpunkt T„ überträgt der Strom i„ gespeicherte Energie von der Drossel 24 zum Kondensator 25 und lädt diesen weiter positiv auf. Der Strompfad für i_n enthält nun die Komponenten 24, 25, 26a, 55 und 56.

Fig. 2d zeigt, daß zu einem geregelten Zeitpunkt innerhalb des Horizontalhinlaufintervalles, in der Nähe des Zeitpunktes T^, der SCR 50 des Schalters 49 durch ein impulslagemoduliertes Signal 71, welches den Anschlüssen A-A, nämlich den Gate- und Kathodeanschlüssen des SCR 50 zugeführt wird, in den Leitungszustand geschaltet wird. Diese Signale werden über einen Transformator 48 von einer Regelschaltung 57 zugeführt. Über die Anschlüsse A-A ist ein Lastwiderstand 59 geschaltet.

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Bei leitendem Schalter 49 wird eine zweite Resonanzschaltung 47 gebildet, und es fließt ein Resonanzstrom :l₂ in der Wicklung 45b und dem Kondensator 48 dieser Resonanzschaltung 47. Fig. 2d zeigt, daß durch die Wicklung 45b ein sinusförmiger Strom i» fließt, welcher einen Zyklus der Schwingung zwischen den Zeitpunkten T₃ bis T₁₂ vervollständigt. Die Spannung über der Wicklung 45b, also die Kurvenform 62, die während der Leitzeit des Schalters 49 zwischen den Zeitpunkten T₃ bis T₁₂ gemäß Fig. 2 herrscht, ist gleich der Spannung V.- am Kondensator 48 und ist im übrigen, abgesehen von Ausgleichsschwingungen, gleich Null, wie die Kurvenform 60 zwischen den Zeitpunkten T₁ bis T^ zeigt.

In der Nähe des Zeitpunktes T₄ ist die Spannung am Kondensator 48 gleich Null, und der Strom i„ hat ein Maximum +1-, wie in den Fig. 2c und 2d veranschaulicht ist. Die vorher im Kondensator 48 gespeicherte Energie ist nun im Magnetfeld des Transformators 45 gespeichert. Zwischen den Zeitpunkten T. bis T, liefert der Transformator 45 Energie zurück zum Kondensator 48 und lädt diesen auf eine Spannung entgegengesetzter Polarität, nahe dem Zeitpunkt T_fi, auf. In der Nähe des Zeitpunktes T_ß geht auch die Stromleitung im Schalter 49 vom SCR 50 auf die Diode 51 über. Zwischen den Zeitpunkten T₆ bis T_gentlädt der Kondensator 48 Energie in die Wicklung 45b des Transformators 45, und zwischen den Zeitpunkten Tg bis T₁₂ wird Energie zum Kondensator 48 zurückgeführt, so daß dieser sich auf seine ursprüngliche Spannung positiver Polarität, jedoch auf einen kleineren Spannungswert V₃ ¹, wieder auflädt. Nahe dem Zeitpunkt T₁₂ sperrt der Schalter 49, wenn der Strom in der Diode 51 seine Richtung umkehren will. Zur Dämpfung von Abschaltschwingungen ist über die Wicklung 4 5b die Reihenschaltung eines Widerstandes 15 mit einem Kondensator 16 gekoppelt.

Nach einem vollständigen Schwingungszyklus der Resonanzschaltung 4 7 hat sich der Kondensator 48 von der Spannung +V₂ zu Beginn des Zyklus auf die niedrigere Spannung +V~' am Ende des Zyklus entladen. Wie nun erläutert wird, wird die Entladungsenergie des Kondensators 48 über den Transformator 45, hauptsächlich während

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eines großen Teils des Horizontalrücklauf Intervalls T₅ bis T...., zur ersten Resonanzschaltung 44 übertragen, und dann über die Primärwicklung 26a des Rücklauftransformators zu den Lastschaltungen, die mit den anderen Rücklauftransformatorwicklungen 26b bis 26d gekoppelt sind.

Nahe dem Zeitpunkt IV, dem Beginn des Rücklaufs, liefert eine Gatesteuerschaltung 61 (Fig. 1) ein Einschaltsignal an das Gate des SCR 46, so daß die erste Resonanzschaltung 44 gebildet wird. Fig. 2e zeigt, daß ein positiver Resonanzstrom I₁ in der Resonanzschaltung 44 während eines Halbzyklus der Schwingung zwischen den Zeitpunkten Tr bis T._ fließt, und dieses Intervall ist in Fig. 2 mit T₃ bezeichnet. Der Kondensator 25 entlädt sich von einer positiven Spannung +V₁ auf Null nahe dem Zeitpunkt T₇ und lädt sich zwischen den Zeitpunkten T₇ bis T₁ wieder auf eine Spannung -V₁' entgegengesetzter Polarität aber kleinerer Amplitude auf. Nahe dem Zeitpunkt T₁ wird der SCR 46 in den Sperrzustand umgepolt, wenn der Resonanzstrom I₁ seine Richtung umkehren will. Zur Dämpfung von Abschaltschwingungen sind auch hier über die Wicklung 45a ein Widerstand 13 in Reihe mit einem Kondensator 14 geschaltet.

Die Wicklungen 26a und 26b des Rücklauftransformators 26 sind relativ eng miteinander gekoppelt. Die an der Wicklung 26a entstehenden Hinlauf- und Rücklaufspannungen haben die gleiche Form wie die Spannung V₅₃ ^ⁿ Fig. 2a, wenn man die Auswirkungen einer am Speicherkondensator 34 entstehenden relativ kleinen Störspannung vernachlässigt. Der bei leitendem SCR 46 durch die Wicklung 26a fließende Strom i-g ist gleich i..-i₀, also gleich dem Resonanzstrom I₁ abzüglich des Eingangsstroms i_Q, wie Fig. 2e zwischen den Zeitpunkten Tr bis T_1n zeigt. Von der ersten Resonanzschaltung 44 wird über die Wicklung 26a in den Rücklauftransformator 26 zu den mit dessen verschiedenen anderen Wicklungen gekoppelten Lastschaltungen Energie übertragen, welche während des RücklaufIntervalls Leistung entnehmen, also etwa die Hochspannungsschaltung 43.

Die während des Rücklaufs übertragene Energie stammt prinzipiell aus zwei Quellen. Eine Quelle wird durch die Entladungsenergie des

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Kondensators 25 während eines Halbzyklus der Schwingung des Stroms I₁, wenn die Spannung am Kondensator 25 von V₁ auf V' absinkt, gebildet. Als zweite Quelle wirkt, wie bereits erläutert, die Entladungsenergie des Kondensators 68 während eines vollständigen Schwingungszyklus.

Der Resonanzstrom i„ erzeugt eine Resonanz-Magnetisierungsspannung über der Magnetisierungsinduktivität im elektrischen Ersatzschaltbild des Transformators 45. Diese Resonanz-Magnetisierungsspannungsquelle überträgt Energie vom Kondensator zur ersten Resonanzschaltung 44 und zu den mit dem Rücklauftransformator 26 gekoppelten Lasten. Zur Resonanzschaltung 44 kann Leistung übertragen werden, wenn der Strom i- eine Magnetisierungsspannungskomponente über der Wicklung 45a erzeugt, welche am nicht mit einem Punkt versehenen Anschluß positiv gegenüber dem mit einem Punkt versehenen Anschluß ist. Solch eine positive Magnetisierungsspannungskomponente entsteht über der Wicklung 45a während des Intervalls T. bis T„, welches auch als Intervall Ta bezeichnet ist, und in welchem die Ableitung di/dt des Stromes i~ gemäß Fig. 2d negativ ist. Diese Magnetisierungsspannungskomponente addiert sich zur Spannung am Kondensator 25 und ergibt einen anwachsenden Stromfluß in der Rücklaufwicklung 26a.

Der Gleichstrompfad für den Eingangsstrom i_Q verläuft vom Eingangsanschluß 17 über die Wicklung 4 5a, den SCR 46, die Wicklung 45b und den in beiden Richtungen leitenden Schalter 49 nach Masse. Da durch die Rücklauftransformatorwicklung 26a kein Gleichstrom fließen kann, muß der zeitliche Mittelwert des Stromes i^ der Resonanzschaltung 44 zwischen den Zeitpunkten T_ bis T₁₀ gleich dem zeitlichen Mittelwert des Eingangsstroms i_Q sein. In gleicher Weise muß der die Wicklung 45b durchfließende Strom i~ eine Gleichstromkomponente haben, die gleich dem Gleichstrommittelwert des Eingangsstroms i_Q ist. Wie Fig. 2d zeigt, ist die Amplitude des negativen Spitzenwertes -I₂' ^{des stromes} ⁱj ^{kleiner als die} Amplitude des positiven Spitzenstroms +I₂*

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Die Spannung V-- addiert sich zur Spannung am Kondensator 4 5 und führt zu einem Anwachsen des Stromes 26a. Die tatsächliche Energieübertragung von der Resonanzschaltung 47 zur Resonanzschaltung 44 tritt innerhalb eines Uberlappungsintervalls Tx auf, wenn sowohl der positive Resonanzstrom i.. in der Schaltung 44 fließt als auch der nicht mit einem Punkt versehene Anschluß der Wicklung 45a positiv gegenüber dem mit einem Punkt versehenen Anschluß ist. Das Überlappungsintervall Tx umfaßt daher die gemeinsamen Bereiche der Intervalle Tr und Ta. Anders ausgedrückt umfaßt das Intervall Tx die Leitungswinkelüberlappung der beiden Schalter 46 und 49. Das bedeutet, daß das Uberlappungsintervall Tx, innerhalb dessen Energie vom Kondensator 48 und der Resonanzschaltung 47 zur Resonanzschaltung 44 übertragen wird, gleich dem Intervall T,- bis T„ innerhalb des HorizontalrücklaufIntervalls ist.

Die relativ erhebliche Streuinduktivität zwischen den Wicklungen 45a und 45b verhindert, daß zu viel Energie von der Resonanzschaltung 47 übertragen wird, und ermöglicht eine Kommutierung der Diode 51 des Schalters 59 in den Sperrzustand. Wegen dieser erheblichen Streuinduktivität stimmen die Spannungen an den Wicklungen 4 5a und 45b in ihrer Kurvenform nicht überein. Fig. 2f veranschaulicht, daß die Spannung V-- über der Wicklung 45a nach der Zeit T₅ eine negative Komponente hat, wenn die Rücklauftransformatorwicklung 26a und der Kondensator 25 über die Wicklung 45a gekoppelt sind.

Ein größerer Energiebetrag wird in die Lastwicklungen des Rücklauftransformators 26 während des Rücklaufs übertragen, wenn ein größerer Strom I₁ während des Rücklaufs in der Resonanzschaltung 44 fließt. Da ein solcher vergrößerter Strom i.. als vergrößerte Last für die Resonanzschaltung 47 wirkt, muß das Uberlappungsintervall Tx größer sein, um eine größere Entladung des Kondensators 48 zu erlauben. Ist der Beginn des Halbzyklus der Schwingung des Stromes I₁ auf den Beginn des Rücklaufs nahe dem Zeitpunkt T₅ festgelegt, dann ergibt sich ein vergrößertes Uberlappungsintervall durch Verzögerung des impulslagemodulierten Signals 71 innerhalb des Hinlaufintervalls, welches zum SCR 50 des Schalters 49 gekoppelt wird.

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In den Fig. 3a bis 3e sind verschiedene Schwingungsformen, wie sie in der Schaltung gemäß Fig. 1 auftreten, für schwache Belastung - die ausgezogenen Linien - und für starke Belastung - die gestrichelten Linien -, wie beispielsweise in Fig. 3b, wo der volle Zyklus der Schwingung des Stroms i₂' der Resonanzschaltung 47 zu einem späteren, verzögerten Augenblick beginnt. Die Fig. 3c und 3d zeigen, daß das Uberlappungsintervall T · von T₅ bis T₉ ¹ verlängert ist. Gemäß Fig. 3c entsteht ein größerer Resonanzstrom I₁ und damit auch der Strom i_26a ^{in der} Wicklung 26a des Rücklauftransformators. Somit wird ein größerer Energiebetrag zu den anderen Wicklungslasten des Rücklauftransformators übertragen, wie es erforderlich ist, wenn die Strahlstrombelastung am Endanodenanschluß der Hochspannungsschaltung 4 3 anwächst.

Der Kondensator 48 ist am Ende seines einen Schwingungszyklus bei starker Belastung weiter entladen, wie Fig. 3d für den Zeitpunkt T₁-' zeigt. Fig. 3e läßt erkennen, daß die Änderungen von einem Spitzenwert zum anderen beim Kondensator 25 der Resonanzschaltung 44 unter starker Belastung während des einen Halbzyklus der Schwingung größer werden. Weil sich die Entladungsenergie des Kondensators 48 zu derjenigen des Kondensators 25 hinzuaddiert, fließt mit wachsendem Überlappungsintervall Tx ein zunehmender Resonanzstrom I₁', so daß der Kondensator 25 am Ende des Halbzyklus der Schwingung der Resonanzschaltung 44 stärker negativ geladen ist. Das zeitliche Integral des Eingangsstroms i_Q gleicht etwa der Entladung des Kondensators 25 zuzüglich der transformierten Entladung des Kondensators 48.

Die Wechselspannungen über den Kondensatoren 25 und 48 ändern sich mit der Belastung des Rücklauftransformators. Bei starker Belastung ist die Wechselspannung am Kondensator 25 hoch und am Kondensator 48 niedrig. Bei geringer Belastung ist die Wechselspannung am Kondensator 48 hoch und am Kondensator 25 niedrig. Bei fester Spannung B+ am Anschluß 21 führen also aufgrund von Belastungsänderungen auftretende Änderungen des Entladungsverhältnisses der Kondensatoren 25 und 48 dazu, daß die Rücklauftrans-

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formatorwicklung 26a praktisch an einen kapazitiven veränderbaren Spannungsteiler angekoppelt wird.

Der Maximalwert der übertragenen Energie ist auf die in den Kondensatoren 25 und 48 gespeicherte Energie begrenzt. Durch Klemmen der Maximalspannung am Kondensator 48 auf die B -Spannung mit Hilfe der Diode 55 wird weiterhin die maximale Größe des Resonanzstroms i_ begrenzt, so daß Wärmeverluste in der zweiten Resonanzschaltung 4 7 verringert werden.

Ebenso führt bei einer niedrigeren Netzwechselspannung eine Verzögerung des Beginns der Schwingung der zweiten Resonanzschaltung 47 zu einem größeren Uberlappungsintervall Tx¹, wie dies erforderlich ist. Zur übertragung derselben Energiemenge bei niedrigerer B -Spannung bleibt die Amplitude von I₁ relativ unverändert, jedoch ist eine weitergehendere Entladung des Kondensators 48 notwendig, um die niedrigere Ladung des Kondensators 25 zum Zeitpunkt T₅ zu kompensieren.

Bei höherer Netzwechselspannung oder geringerer Belastung ist ein kürzeres Überlappungsintervall Tx" notwendig. In den Fig. 4a bis 4e sind verschiedene Schwingungsformen, wie sie in der Schaltung gemäß Fig. 1 auftreten, verglichen, und zwar für nominale Netzwechselspannung - ausgezogene Linien - und für hohe Netzwechselspannung - gestrichelte Linien. Fig. 4b zeigt, daß ein voller Zyklus der Schwingung des Stroms i₂" der Resonanzschaltung 47 zu einem früheren Zeitpunkt T." beginnt. Aus den Fig. 4c und 4d ist ersichtlich, daß das Uberlappungsintervall Tx" zwischen den Zeitpunkten T₅ bis Tg" verkürzt ist. Gemäß Fig. 4c entsteht ein geringfügig kleinerer Resonanzstrom i." und damit Strom ing=· Wegen der höheren Spannung B+ wird jedoch derselbe Energiebetrag zu den Rücklauftransformatorlasten übertragen. Die Fig. 4d und 4e zeigen, daß die Spannung am Kondensator 48 am Ende eines vollständigen Schwingungszyklus bei hoher Netzwechselspannung größer als bei nominaler Netzwechselspannung ist, und das gleiche gilt für die mittlere Spannung am Kondensator 25. Fig. 4c läßt ebenfalls erkennen, daß die kürzere Uberlappungsperiode Tx" die Leitungszeit

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des SCR 46 verkürzt, weil die in der Wicklung 45a induzierte Spannung ihre Polarität am Ende von Tx" ändert und das Sperren des SCR 46 beschleunigt.

Die Größe der durch den Rücklauftransformator 26 übertragenen Energie hängt von der Größe der Überlappung des Intervalls Ta, also desjenigen Intervalls, währenddessen die Spannung am nicht mit einem Punkt versehenen Anschluß der Wicklung 4 5a positiv gegenüber dem mit einem Punkt versehenen Anschluß ist, mit dem Intervall Tr ab, also demjenigen Intervall, währenddessen in der Resonanzschaltung 44 ein Resonanzstrom I₁ fließt. Bei Einschaltung des SCR 46 durch die Gatesteuerschaltung 61 zu einem festen Augenblick innerhalb des Ablenkzyklus, nämlich zu Beginn des Rücklaufs, wird eine Regelung erreicht durch Veränderung des Einschaltens des zweiten Schalters 49 innerhalb jedes Ablenkzyklus, und damit also durch Veränderung des Überlappungsintervalls Tx.

Andererseits kann eine Veränderung des Intervalls Tx zum Zwecke der Regelung bewirkt werden durch Veränderung des Auftretens - innerhalb des Rücklaufs - des Intervalls Tr, währenddessen Resonanzstrom I₁ fließt, wobei dann die Einschaltzeit des Schalters 49 bei einem festen Zeitpunkt innerhalb des Hinlaufintervalls gehalten wird. Die Regelschaltung 57 würde dann ein impulslagemoduliertes Signal während des Rücklaufintervalls an das Gate des SCR 46 liefern. Die Gatesteuerschaltung 61 würde dann ein Gatesignal fester Lage an das Gate des SCR 50 liefern und den zweiten Schalter 49 zu einem festen Zeitpunkt innerhalb des Hinlaufs einschalten. Auf diese Weise kann ebenfalls ein veränderbares Überlappungsintervall innerhalb des Rücklaufs erhalten werden.

Aus den vorstehenden Erläuterungen ergibt sich insgesamt, daß Energie während des Hinlaufs durch Laden und während des Rücklaufs durch Entladen der Kondensatoren 25 und 48 übertragen wird. Energie wird unmittelbar durch den Rücklauftransformator 26 zu den einzelnen an die Rücklauftransformatorwicklungen 26b bis 26d angekoppelten Lastschaltungen übertragen. Somit fließt durch die mit der Ablenkwicklung gekoppelte Wicklung 26b des Rücklauftransformators

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keinerlei Strom, welcher den durch die anderen Lastwicklungen 36c und 36d fließenden Lastströmen entspricht. Insbesondere bewirken Strahlstromänderungen praktisch keine Änderungen des Mittelwertes des durch die Wicklung 26b fließenden Stromes, wie Fig. 10b erkennen läßt. Eine nicht dargestellte Wechselspannungsstörkomponente kann je nach Art der verwendeten Hochspannungsschaltung auftreten.

Aus Fig. 10b ist ersichtlich, daß der Strom i_?fi, , der in der Wicklung 26b während des HinlaufIntervalls zwischen den Zeitpunkten t bis t, fließt, wenn der Anschluß 52 in Fig. 1 über dem Hinlaufschalter 28 an Masse liegt, gleich einem relativ kleinen Wicklungsmagnetisierungsstrom mit einer von Spitze zu Spitze gemessenen Amplitude von beispielsweise 700 mA ist. Der Strom i_?f-_h kehrt seine Richtung während des RücklaufIntervalls zwischen den Zeitpunkten t, bis t um, wobei Widerstandsverluste der Ablenkschal^r bc

tung durch einen allgemeinen Stromanstieg während des ersten Abschnitts des Rücklaufs kompensiert werden.

Aus Fig. 10c kann man sehen, daß der Strom i„„, der durch den Hinlaufschalter 28 fließt, wenn dieser etwa vom Zeitpunkt t bis t,

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fließt, gleich der Summe des Magnetisierungsstroms ij&h ^und durch die Ablenkwicklung 30 fließenden Stroms ist. Der Strom i~„ ist damit relativ unabhängig von Videobelastungen und Netzspannungsschwankungen .

Bei geeigneter Wahl der Werte für die Bauelemente haben Netzwechselspannungsschwankungen und Lastbedingungen nur wenig Einfluß auf die Rücklaufimpulsamplitude oder -dauer. Zur Vermeidung einer nennenswerten Rücklaufimpulsmodulation sollten die Resonanz frequenzen der Resonanzschaltungen 44 und 47 - für den Rücklauf etwa gleich der Rücklauffrequenz sein, welche durch die Resonanzfrequenz des Rücklaufkondensators 29 mit der Horizontalablenkwicklung 30 gebildet wird.

Die Resonanzfrequenz des Kondensators 25 mit der Wicklung 45a der Resonanzschaltung 44 wird etwa gleich der Rücklauffrequenz

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gewählt. Die Resonanzfrequenz des Kondensators 48 mit der Wicklung 45b wird etwas niedriger als die Rücklauffrequenz gewählt. Wenn ein Resonanzstrom i„ in der zweiten Resonanzschaltung 47 vor dem Rücklauf fließt, dann erniedrigt die wachsende Belastung der Resonanzschaltung 47 durch die Resonanzschaltung 44 während des Rücklaufs die Güte Q der Resonanzschaltung 47 um einen Betrag, der von der herrschenden Streuinduktivität abhängt, so daß die Resonanzfrequenz der Rücklaufschaltung 4 7 während des Rücklaufs auf die Rücklauffrequenz vergrößert wird.

Während des Hinlaufintervalls, wo nur Eingangsstrom -i« in dor Wicklung 26a fließt, wird Energie über die Wicklung 26a zu jeglicher Lastschaltung übertragen, welche Leistung während des Hinlaufintervalls entnimmt, also irgendeine an die Wicklung 26c angekoppelte Stromversorgungsschaltung, die mit Hinlaufgleichrichtung arbeitet. Da während des Hinlaufs durch die Wicklung 26b und den Kondensator 34 sowohl positive als auch negative Ströme fließen, arbeitet der Kondensator 34 als Energiespeicher oder Schwungradelement, um während des Hinlaufs Leistungserfordernisse jeglicher induktiver Sekundärlasten 42, welche an die Rücklauftransformatorwicklung 26c angekoppelt sind, zu kompensieren.

Fig. 5 veranschaulicht eine Ausführungsform einer Gatesteuerschaltung 61 (füi den SCR 46), welche ein Gateeinschaltsignal fester Lage an den SCR 46 liefert, welches im wesentlichen mit dem Beginn des Rücklaufintervalls zusammenfällt. Ein Anschluß einer Wicklung 45c des zweiten Transformators 4 5 ist an die Kathode des SCR 46 angekoppelt. Der andere Anschluß der Wicklung 45c ist an das Gate des SCR 46 über eine Diode 63, einen Kondensator 64 und einen Strombegrenzungswiderstand 65 angekoppelt. Ein Lastwiderstand 67 liegt zwischen Gate-und Kathodenanschlüssen des SCR 46. Die Wicklung 45c ist relativ fest mit der Wicklung 45b gekoppelt. Die an der Wicklung 4 5c entstehende Spannung hat daher die gleiche Kurvenform wie die Schwingungen 60 und 62 gemäß Fig. 2c. Die an die Gate-Kathoden-Strecke des SCR 46 angelegte Spannung ist von T₄ bis Τ- positiv. Jedoch wird der SCR 46 zum Zeitpunkt T. nicht in

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den Leitungszustand geschaltet, weil sein Gate gegenüber der Kathode negativ ist, und zwar wegen der Horizontalhinlaufspannung, welche dem Gate von einer Wicklung 26e des Rücklauftransformator 26 über eine Diode 66 zugeführt wird.

Nahe dem Beginn des Rücklaufs zum Zeitpunkt T₅ wird der mit einem Punkt versehene Anschluß der Wicklung 26e positiv, so daß die Diode 66 in Sperrichtung vorgespannt wird. Die positive Spannung der Wicklung 4 5c an der Anode der Diode 63 gelangt nun in Wechselspannung skopplung über den Kondensator 64 zum Gate des SCR 46. Dieser wird in den Leitungszustand geschaltet und leitet den zuvor beschriebenen Halbzyklus der Resonanzenergieübertragung der ersten Resonanzschaltung 44 ein.

über Gate- und Kathodenanschlüsse des SCR 46 ist ein Kondensator 48 geschaltet, welcher einen Nebenschlußweg für Ausgleichsschwingungen bildet. Ein ähnlicher Nebenschlußweg für Ausgleichsschwingungen wird durch den Kondensator 69 gebildet, der von der Kathode der Diode 63 zur Kathode des SCR 46 geschaltet ist.

Die Kathode der Diode 63 ist an die Anode einer Klemmdiode 55 angeschlossen. Wie bereits früher gesagt worden ist, wird zum Zeitpunkt T~ gemäß Fig. 2c der Kondensator 48 durch den Eingangsstrom i_Q auf eine Spannung aufgeladen, die etwas größer als die B -Spannung am Anschluß 21 ist. Die Dioden 63 und 65 werden in Durchlaßrichtung vorgespannt und bewirken ein Klemmen der Spannung am Kondensator 48. Bei leitenden Dioden 63 und 55 entlädt nun der Kondensator 64 die Gatestromladung aus dem Kondensator 46, die sich während des vorausgegangenen Rücklaufintervalls angesammelt hat. über dem Kondensator 64 liegt ein Widerstand 70 relativ hohen Wertes, der jegliche Ladung vom Kondensator 64 abführt, welche verbleiben würde, nachdem die Netzwechselspannung vom Anschluß 21 abgetrennt ist.

Da die Spannung an der Wicklung 45c die Einschaltsignalleistung für das Gate des SCR 46 liefert, arbeitet dieser auch als Unterbrecher im Fall einer Fehlfunktion im Betrieb des in beiden Rich-

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tungen leitenden Schalters 49. Sollte der Schalter 49 beispielsweise einen Kurzschluß haben, dann werden keine Gatesignale für den SCR 46 an der Wicklung 45c erzeugt. Der SCR 46 wird daher nichtleitend und trennt den Gleichstromweg für den Eingangsstrom i» auf und bewirkt einen Eingangsschutz gegen Kurzschlüsse.

Wenn das Gatesignal für den SCR 46 zeitlich so festgelegt ist, daß es mit dem Rücklaufbeginn zusammenfällt, dann erfolgt eine Regelung durch Veränderung des von der Regelschaltung 57 gelieferten impulslagemodulierten Signals 71 innerhalb jedes Hinlaufintervalls. Fig. 6 veranschaulicht eine Ausführungsform der Regelschaltung 57. Eine Spannungsversorgungsschaltung 72 liefert eine Speisegleichspannung von beispielsweise 15V. Eine Netzwechselspannungsquelle 73 ist über einen Transformator 74 an einen Doppelwegbrückengleichrichter 75 angeschlossen, und die Spannung wird durch einen Kondensator 76 gesiebt, so daß eine gefilterte Gleichspannung von +15V zur Verfügung steht.

Zur Synchronisierung des Betriebs der Regelschaltung 57 mit der Horizontalablenkung werden Horizontaltreibersignale 77 von der Horizontaloszillator- und -treiberschaltung 41 gemäß Fig. 7b einem Eingang 78 zugeführt, an dem der Kollektor eines Horizontaltreibertransistors 79 liegt. Der Horizontaltreibertransistor 79 wird horizontalfrequent geschaltet in Synchronismus mit Signalen, die seiner Basis über einen Widerstand 80 von einem synchronisierten Horizontaloszillator 81 zugeführt werden. Die Treibersignale 77 gelangen vom Transformator 82 über einen Widerstand 83 auf die Basis des Horizontalendtransistors 32, so daß Horizontalhinlauf- und -rücklaufSignale erzeugt werden, wie Fig. 7a zeigt. Die Kollektorspannung wird dem Transistor 79 über einen Widerstand 84 und die Primärwicklung des Transformators 82 von der +15 V-Spannungsquelle zugeführt, über der Primärwicklung des Transformators 72 liegt zu Dämpfungszwecken eine Reihenschaltung aus einem Widerstand 85 mit einem Kondensator 86. Vom Widerstand 84 führt ein Kondensator 87 nach Masse.

Die Horizontaltreibersignale werden der Basis des Transistors 88

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über einen Widerstand 89 zugeführt. Am Anschluß 90, also am Kollektor des Transistors 88, entstehen invertierte Treibersignale V_q , wie Fig. 7c zeigt. Der Transistor 88 und ein Transistor 91 sind zu einem Integrator zusammerigeschaltet, wobei der Kollektor des Transistors 88 über einen Kondensator 92 an der Basis des Transistors 91 liegt. Der Verbindungspunkt von Kondensator 92 und Kollektor des Transistors 88 liegt über einem Widerstand 93 an der +15V-Spannungsquelle. Der Emitter des Transistors 91 liegt über eine Diode 94 an Masse. Dieser Integratortyp ist als Boxcar-Integrator bekannt.

Impulsbreitenmodulierte Signale V„r, wie sie in Fig. 7d veranschaulicht sind, entstehen am Kollektor des Transistors 91 am Anschluß 95 und werden einer Reglertreiberstufe 96 zur Erzeugung der impulslagemodulierten Signale 71 an den Anschlüssen A-A zugeführt.

Zum Zeitpunkt t_n nimmt das Horizontaltreibersignal 77 gemäß Fig.7b einen hohen Wert an und bringt den Transistor 88 in die Sättigung. Der Kondensator 92, der durch die +15 V-Spannungsquelle auf etwa 15 Volt aufgeladen wird, beginnt sich zu entladen, wobei von einem Anschluß 93 Strom über einen Widerstand 97 fließt. Der Entladestrom wird durch eine veränderbare Stromquelle 170 erzeugt, und seine Größe wird eingestellt durch Abfühlen des Energiepegels innerhalb der Horizontalablenkschaltung 27.

Der Kollektor des Transistors 91 ist mit der Basis eines Transistors 98 der Reglertreiberstufe 96 und über einen Widerstand 99 mit der +15 V-Spannungsquelle gekoppelt. Der Emitter des Transistors 98 liegt über eine Diode 100 am Kollektor des Transistors 91 und über einen Widerstand 102 am Kollektor eines Transistors 101. Dessen Kollektor ist außerdem über einen Kondensator 103 und eine Diode 104 an Masse geführt. Seine Basis liegt über einen Widerstand 105 an Masse. Der Emitter des Transistors 101 liegt an dem mit einem Punkt versehenen Anschluß der Primärwicklung des Transformators 58, dessen nicht mit einem Punkt gekennzeichneter Anschluß an den Verbindungspunkt von Kondensator 103 und Diode 104 geführt ist.

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Bei leitendem Transistor 88, beginnend zum Zeitpunkt t-, wird der vom Anschluß 93 kommende Strom von der Basis des Transistors 91 abgeleitet, so daß dieser gesperrt wird. Der Transistor 98 wird eingeschaltet und lädt den Kondensator 103 von der +15 V-Spannungsquelle auf.

Nach Verstreichen eines Zeitintervalls, das durch die Größe des vom Anschluß 93 fließenden Stromes bestimmt wird, hat sich der Kondensator 92 genügend auf die entgegengesetzte Polarität aufgeladen, um den Transistor 91 einschalten zu lassen. Der Transistor 98 wird gesperrt. Bei gesperrtem Transistor 98 und leitendem Transistor 91 schaltet die negative Vorspannung am Emitter des Transistors 101, welche von der Ladung des Kondensators 103 stammt, den Transistor 101 ein. Basisstrom für den Transistor 101 wird vom Kondensator 103 über den Widerstand 102, die Diode 100, den Transistor 91, die Diode 94 und den Widerstand 1O5 geliefert.

Bei leitendem Transistor 101 entlädt sich der Kondensator 103 über die Primärwicklung des Transistors 58. Zum Zeitpunkt t2 entsteht gemäß Fig. 7e ein impulslagemoduliertes Signal 71, welches bei Zuführung zum zweiten Schalter 49 die Resonanzschwingung der zweiten Resonanzschaltung 47 und die Energieübertragung zur ersten Resonanzschaltung 44 und zu den an den Rücklauftransformator 26 angeschlossenen Lastschaltungen einleitet.

Der Transistor 91 bleibt zwischen den Zeiten t_ bis t. leitend. Zwischen den Zeiten t~ bis t₃ bewirkt der Strom vom Anschluß 93 einen genügend großen Basisstrom für den Transistor 91, um diesen in der Sättigung zu halten. Zwischen t₃ und t₄ haben die Treibersignale 77 eine geringere Spannung, so daß der Transistor 88 sperrt. Der Kondensator 92 lädt sich über den Widerstand 193, die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 91 und die Diode 94 auf 15 Volt auf. Während dieses Intervalls hält Strom vom Anschluß 93 und der Ladestrom des Kondensators 92 den Transistor 91 in der Sättigung. Zum Zeitpunkt t₃' hat der Kondensator 92 seine Aufladung beendet, wie der abgerundete Anstieg der Kurvenform V_qo veranschaulicht. Nahe dem Zeitpunkt t₄ beginnt wieder ein neuer Ent-

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ladezyklus.

Die genaue zeitliche Lage des Impulssignals 71 wird durch die Entladungsgeschwindigkeit des Kondensators 92 bestimmt, die festgelegt wird durch die Größe des von der einstellbaren Stromquelle 170 gelieferten Stroms. Der Energiepegel innerhalb der Horizontalablenkschaltung 27 wird über die Gleichspannung V₃₅ abgefühlt, welche am Speicherkondensator 34 am Anschluß 35 entsteht und in Fig. 7f dargestellt ist. Die Spannung am Anschluß 35 ist das Integral oder der Gleichspannungswert der Rücklaufimpulsspannung, wie sie am Kollektor des Horizontalendtransistors 32 entsteht. Die Spannung V^c ist ein empfindliches Maß für die Rücklaufimpulsamplitude und reagiert schnell auf Änderungen der Hochspannungsund Ablenkamplituden.

über einen Widerstand 110 wird der Basis eines Transistors 107 eine proportional zur Spannung V₃₅ geteilte Spannung zugeführt, und die Basis des Transistors 107 ist der Eingangsanschluß einer als Differenzschaltung ausgebildeten Vergleichsschaltung 106 mit Transistoren 107 und 108 und einem Emitterwiderstand 109. Die geteilte Spannung wird am Abgriff eines Widerstandes 113 eines Widerstandsspannungsteilers 111 bis 114 abgegriffen, der an den Anschluß 35 angekoppelt ist. Mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 111 und 112 ist ein Kondensator 115 verbunden, der horizontalfrequente Störkomponenten der Spannung V₃₅ wegfiltert. Vom Abgriff des Widerstands 113 ist ein Kondensator 116 zum Verbindungspunkt der Widerstände 113 und 114 geführt, um von der Vergleichsschaltung 106 jegliche Kontaktstörungen beim Verstellen des Potentiometerabgriffs abzuleiten.

Einem zweiten Eingang der Vergleichsschaltung 106, also der Basis des Transistors 108, wird über einen Widerstand 118 eine Bezugsspannung zugeführt, die an einer Zenerdiode 117 entsteht. Die Vorspannung der Zenerdiode 117 erfolgt vom Anschluß 35 aus über einen Widerstand 119; weiterhin liegt ein Kondensator 120 über der Zenerdiode 117.

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AIs Ausgang der veränderbaren Stromquelle 170 dient der Kollektor des Transistors 108, welcher mit dem Anschluß 93 verbunden ist. Die Spannung V₃₅ am Anschluß 35 wirkt als Spannungsquelle für die Stromzuführung zum Anschluß 93 über einen Widerstand 121.

Der Transistor 108 arbeitet als veränderbare Nebenschlußimpedanz zum Ableiten einer regelbaren Quellenstrommenge vom Widerstand 121 nach Masse und damit zur Veränderung der Amplitude des Entladestroms, welcher vom Anschluß 93 zum Kondensator 92 fließt.

Sollte die Spannung V₃C absinken, sei es infolge einer zunehmenden Belastung durch die Lastschaltungen des Rücklauftransformators 26 oder infolge einer Abnahme der B -Spannung am Anschluß 21, dann ist ein größeres Uberlappungsintervall Tx erforderlich, in welchem Strom in beiden Resonanzschaltungen 44 und 47 fließt, wie bereits erläutert. Die Impedanz des Nebenschlußtransistors 108 sinkt mit abnehmender Spannung V,c. Zum Kondensator 92 fließt weniger Entladestrom, so daß das Einschalten des Transistors 91 bis zum Zeitpunkt t₃ verzögert wird, wie Fig. 7d durch die gestrichelte negativ gerichtete Flanke V_g5a des impulsbreitenmodulierten Signals Vg₅ veranschaulicht. Weiterhin zeigt Fig. 7e, daß zum Zeitpunkt t₃ ein verzögertes impulslagenmoduliertes Gatesignal 71a erzeugt wird, welches für die erforderliche Vergrößerung des Uberlappungsintervalls Tx sorgt.

Bei abnehmender Belastung des Rücklauftransformators 26 oder zunehmender B⁺-Spannung steigt die Nebenschlußimpedanz des Transistors 108, so daß ein vergrößerter Entladestrom zum Kondensator 92 fließt. Das Einschalten des Transistors 91 rückt auf den Zeitpunkt t.. vor, wie Fig. 7d durch die gestrichelte negativ gerichtete Flanke V_g5b zeigt. Fig. 7e zeigt weiter, daß zum Zeitpunkt t₁ ein vorverlegtes impulslagemoduliertes Gatesignal 71b erzeugt wird, so daß das Uberlappungsintervall Tx größer wird.

Der am weitesten vorgerückte Zeitpunkt t^ des Regelbereiches t.. bis t₃ ergibt sich bei maximaler Nebenschlußimpedanz des Transistors 108, also wenn dieser gesperrt ist. Der am stärksten verzö-

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gerte Zeitpunkt t₃ ergibt sich, wenn der Transistor 107 gesperrt ist. Zum Zeitpunkt t.. sperrt die negativ gerichtete Flanke des Treibersignals 77 den Transistor 88 und schaltet den Transistor 91 ein, so daß ein Impuls 71a entsteht.

Unmittelbar nach Zuführung gleichgerichteter Netzwechselspannung zum Anschluß 21 liegt ein Startintervall vor, zu dessen Beginn die Kondensatoren 25, 34 und 48 sowie die Filterkondensatorer. der Lastschaltungen des Rücklauftransformators 26 noch ungeladen sind. Um zu verhindern, daß große anfängliche Einschaltströme fließen und große Überspannungen entstehen, sorgt die Regelschaltung 57 für eine allmähliche oder verringerte Energieübertragung durch den Rücklauftransformator 26 während dieses AnlaufIntervalls, wie nun erklärt werden soll.

Ein astabiler Multivibrator 122 enthält Transistoren 123 und 124 sowie Widerstände 125 bis 129 sowie eine Integrationsschaltung mit der Reihenschaltung eines Widerstandes 130 und eines Kondensators 131, die zwischen den Kollektor des Transistors 123 und die Basis des Transistors 124 geschaltet sind. Die durch zwei Pegel definierte Ausgangsspannung des Multivibrators 122, die an einem Ausgangsanschluß 133 am Kollektor des Transistors 124 entsteht, wird der Basis eines Transistors 134 über einen Widerstand 135 zugeführt. Die Basis des Transistors 134 liegt über einen Widerstand 139 an einem Anschluß 78 und über einen Widerstand 140 an Masse. Der Kollektor des Transistors 134 liegt über einen Widerstand 136 an der +15 V-Spannung und über einen Widerstand 138 an der Basis eines Transistors 137, dessen Kollektor wiederum an den Anschluß 93 gekoppelt ist, während sein Emitter an der Basis des Transistors 88 liegt. Die Basis des Transistors 88 ist ferner über einen Widerstand 141 an Masse geführt.

Im Betrieb wird die Netzwechselspannung dem Anschluß 21 zugeführt undAam Ausgang des Doppelweggleichrichters 75 die Spannung von +15 V erscheint, dann tritt am Ausgangsanschluß 133 des astabilen Multivibrators 122 infolge der Sättigung des Transistors 124 eine niedrige Spannung auf. Es werden Horizontaltreibersignale 77 er-

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zeugt und Schaltsignale der Basis des Horizontalendtransistors zugeführt.

Bei leitendem Transistor 124 fließt wenig Strom durch den Widerstand 135. Der Transistor 134 wirkt als Inverter für das Signal 77 und führt das invertierte Signal über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 137 zur Basis des Transistors 88. Damit werden an der Basis des Transistors 88 invertierte und nichtinvertierte Signale 77 addiert, so daß der Transistor 88 immer in der Sättigung bleibt. Demnach bleibt der Transistor 91 gesperrt, und es werden keine Impulse 71 erzeugt.

Die Spannung am Ausgangsanschluß 133 des astabilen Multivibrators 122 ändert sich auf ihren höheren Pegel, wenn der Transistor 124 gesperrt wird. Dies tritt ein nach Verstreichen eines vorbestimmten Sperrintervalls, welches durch die RC-Zeitkonstante bestimmt ist, die dem Kondensator 131 zugeordnet ist. Für die unten angegebenen Werte der Schaltelemente beträgt dieses Sperrintervall etwa eine Sekunde.

Während des einsekündigen Sperrintervalls innerhalb des Anlaufintervalls ändert sich die Spannung am Kondensator 25 der ersten Resonanzschaltung 44 und am Kondensator 48 der zweiten Resonanzschaltung 47 von der B -Spannung am Anschluß 21 auf die Spannungen, die an den entsprechenden Spannungsteilerwiderständen 18 und 19 entstehen, welche zwischen den Stromeingangsanschluß 17 und die nicht isolierte Masse 14 geschaltet sind, wie dies Fig. 1 zeigt.

Nach Ablauf des Sperrintervalls steigt die Spannung am Ausgangsanschluß 133 und bringt den Transistor 134 in die Sättigung, womit der Transistor 137 gesperrt wird. Der Transistor 88 erhält nun an seiner Basis nur das Signal 77 und beginnt seinen Betrieb, indem er dem Transistor 91 das Signal V_g_ zuführt. Der Transistor 91 schaltet ein, wobei er Basisstrom in Wechselstromkopplung über den Kondensator 92 erhält. Da zu diesem Zeitpunkt die Spannung am Anschluß 35 noch Null ist, fließt kein Entladestrom über den Wi-

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derstand 97. Daher treten die allerersten Impulse des Signals 91 zum Zeitpunkt t, auf, wie der Impuls 71a in Fig. 7e zeigt.

Wenn keine Spannung an der Rücklauftransformatorwicklung 26e gemäß Fig. 5 auftritt, dann steuert die Gatesteuerschaltung 61 den SCR 46 unmittelbar wenn der mit einem Punkt versehene Anschluß der Wicklung 45c des Transformators 45 negativ wird, in den Leitungszustand. Strom I₁ der ersten Resonanzschaltung 44 fließt für einen relativ langen Halbzyklus der Schwingung in die Wicklung 26a des Rücklauftransformators wegen der starken Belastung beim Einschalten. Von den Kondensatoren 25 und 48 wird Energie zum Kondensator 34 der Horizontalablenkschaltung 27 übertragen. Weil die allerersten Impulse 71 zum Zeitpunkt t, auftreten, erfolgt eine maximale Energieübertragung durch den Transformator 26 und damit ein schneller Anstieg der Spannung ν,η·

Zu Beginn des Anlaufintervalls sind die Basisspannungen der Transistoren 107 und 108 Null. Somit kann kein Ableitungsstrom durch den Transistor 108 fließen. Wenn die Spannung V₃₅ schnell ansteigt, dann erhöht sich der Strom durch die Widerstände 121 und 97 in gleichem Maße, so daß die auftretenden Impulse 71 zum Zeitpunkt t₁ verschoben werden. Die geringere Leistungsübertragung während des Anlaufs wird teilweise durch die Werte der Widerstände 121 und 97 und des Kondensators 92 bestimmt.

Die der Basis des Transistors 108 zugeführte Spannung wird relativ langsam entwickelt, weil der Kondensator 120 relativ groß ist und damit eine relativ lange RC-Zeitkonstante hat. Der Transistor 108 bleibt daher in Sperrichtung vorgespannt, wenn der Kondensator 120 sich relativ langsam auf die Zenerspannung der Zenerdiode 117, die beispielsweise 6,2 V betragen kann, auflädt. Der im Widerstand 121 fließende Strom wird nicht durch den Transistor 108 abgeleitet, sondern der gesamte Strom kann den Kondensator 92 entladen. Eine RC-Dämpfungsschaltung zum Dämpfen des anfänglichen Einschaltstromes weist einen Widerstand 142 und einen Kondensator 143 auf. Diese Schaltung ist an den Anschluß 93 angeschlossen.

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Bei in Sperrichtung vorgespanntem Transistor 108 tritt die negativ gerichtete Flanke des impulsbreitenmodulierten Signals V_g5 in extrem früher Lage zum Zeitpunkt t.. auf. Ebenso wird das Auftreten des impulslagemodulierten Signals 71 in die extreme Lage t.. vorverlegt, so daß es zu einer Verringerung des Uberlappungsintervalls Tx und einer allmählichen Energieübertragung während des Anlaufintervalls kommt.

Diese frühe zeitliche Lage wird beibehalten, bis die Spannung an den Basen sowohl des Transistors 107 als auch des Transistors gleich sind, und dann beginnt der Transistor 108 zu leiten und bewirkt eine Verzögerung des Impulses 71 und eine vermehrte Energieübertragung zur Ablenkschaltung 27. Die Spannung V_₅ beginnt langsam auf ihren Dauerwert von beispielsweise etwa 120 V anzusteigen mit einer Geschwindigkeit, die dem langsamen Spannungsanstieg am Kondensator 120 entspricht. Bei den angegebenen Werten für die Bauelemente erreicht die Spannung 135 ihren Endzustand etwa eine Sekunde, nachdem die 60%-Ladung am Kondensator 34 sich zuerst aufgebaut hat.

Um zu verhindern, daß der astabile Multivibrator 122 den normalen Betrieb der Transistoren 88 und 81 stört, wird der Ausgang 133 im eingeschwungenen Zustand mit Hilfe des Transistors 132, der den Kollektor des Transistors 123 nach Masse kurzschließt, auf seinem hohen Spannungspegel gehalten. Die Basis des Transistors 132 ist über einen Widerstand 220 mit dem Kondensator 120 gekoppelt, und wenn dieser während des letzten Teils des Anlaufintervalls auf etwa ein Volt aufgeladen ist, dann leitet der Transistor 132 in der Sättigung und bildet einen Kurzschlußweg am Kollektor des Transistors 123.

Falls während des Anlaufintervalls am Kondensator 120 nicht genügend Spannung entsteht, um den Transistor 132 einzuschalten, dann schaltet der astabile Multivibrator die Ausgangsspannung am Anschluß 133 für ein weiteres einsekündiges Sperrintervall auf seinen niedrigen Spannungswert. Der Transistor 88 bleibt während dieses Intervalls in der Sättigung und verhindert die Erzeugung

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von Impulsen 71 und die Triggerung des zweiten Schalters 49. Die Kondensatoren 25 und 48 können sich wieder während dieses Sperrintervalls aufladen, und es kann wieder Energie übertragen werden, wenn die Spannung am Ausgangsanschluß 133 des astabilen Multivibrators wieder ihren oberen Pegel annimmt.

Um in Fehlerfällen die normale Betriebsweise der Regelschaltung 57 gemäß Fig. 6 zu unterbinden, fühlt eine Sperrschaltung 147 einen Fehlerzustand in den einem Fehlereingangsanschluß 36 zugeführten Signalen ab. Diese Signale überwachen beispielsweise den Stromfluß in der zweiten Wicklung 26b und im Kondensator 34. Ein Sperrausgangssignal wird dann von einem Anschluß 146 abgekoppelt und bewirkt, daß der Kollektor des Transistors 91 auf Masse gelegt wird, so daß eine Wiederaufladung des Kondensators 103 und folglich die Erzeugung von Impulsen 71 zur Triggerung des Schalters 49 unterbunden wird. Die Spannung am Kondensator 34 sinkt auf Null ab, und in den Wicklungen des Rücklauftransformators 26 werden keine weiteren Rücklaufimpulse mehr erzeugt, so daß die Ablenkschaltung 27 außer Betrieb gesetzt wird.

Um für einen automatischen Neustart nach dem Sperren zu sorgen, entlädt sich der Kondensator 120 über den Widerstand 220. Hat sich der Kondensator 120 genügend weit entladen, um den Transistor zu sperren, dann wird der Betrieb des astabilen Multivibrators aufs Neue ermöglicht. Die Spannung am Anschluß 133 geht nach Null, und der Transistor 134 beginnt erneut zu arbeiten als Inverter für das Signal 77. Der Transistor 134 hält über den Transistor 137 den Transistor 88 in der Sättigung und setzt die Sperrschaltung 147 über den Anschluß 145 zurück. Weiterhin entlädt sich der Kondensator 120 vollständig über den Widerstand 118, die Kollektor-Basis-Strecke des Transistors 108, die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 137, wenn dieser leitet, und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 88. Der Transistor 137 leitet während jedes Horizontalablenkzyklus in dem Intervall, wo Horizontaltreibersignale 77 auf die Basis des Transistors 134 gelangen und diesen sperren.

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Nach einem einsekündigen Sperrintervall wird die Spannung am Ausgangsanschluß 133 auf ihren höheren Pegel umgeschaltet und bringt dadurch den Transistor 134 zum Leiten in den Sättigungszustand. Es beginnt ein neues Startintervall. Die Kondensatoren 25 und werden durch über den Eingangsanschluß 17 zugeführten Strom auf die Spannungen aufgeladen, welche durch die Spannungsteilerwiderstände 18 und 19 bereitgestellt werden. Die Entladung der Kondensatoren 25 und 48 über den Rücklauftransformator 26 während dieses Neustartintervalls und die nachfolgende Betriebsweise der Schaltung gehen in der bereits beschriebenen Weise vor sich.

Eine Ausführungsform der Sperrschaltung 147 ist in Fig. 8 veranschaulicht. Das abgefühlte Fehlersignal ist der durch die Wicklung 26b fließende Strom i₂6b' ^{der für normale} Betriebsbedingungen in Fig. 10b dargestellt ist. Der Strom i,,, fließt hauptsächlich durch die Stromfühlinduktivität 37, über welche ein Dämpfungswiderstand 38 geschaltet ist.

Die Induktivität 37 wirkt als Tiefpaßfilter. Während des Rücklaufs zwischen den Zeiten t bis t, gemäß Fig. 9 kehrt der Strom iogv, seine Richtung um. Die vorherrschende Frequenzkomponente ist die relativ hohe Rücklauffrequenzkomponente von etwa 44 kHz. über der Induktivität 37 entsteht am Fehlereingangsanschluß 36 eine Spannung V,g, wie in Fig. 9c dargestellt.

Während des Hinlaufintervalls zwischen den Zeiten t, bis t, ist die vorherrschende Frequenzkomponente des Stromes i^ci-, wesentlich niedriger, nämlich etwa 4 kHz. Die Impedanz der Induktivität 37 ist so während des Hinlaufs wesentlich kleiner, und es entsteht am Fehlereingangsanschluß 36 während des Hinlaufintervalls eine sehr kleine Spannung.

Sollte beispielsweise während des nächsten Ablenkzyklus, beginnend zum Zeitpunkt t,, eine Fehlfunktion auftreten, wie etwa ein Kurzschluß des SCR 46, dann ist die Fehlersignalspannung V₃₆ ¹ während des Hinlaüfintervalls, beginnend zum Zeitpunkt t , nicht länger unbedeutend, wie aus Fig. 9c ersichtlich ist. Vielmehr geht bei

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kurzgeschlossenem SCR 46 die erste Resonanzschaltung 44 während des Hinlaufs in Vollzyklusschwingungen über, wobei Energie durch den Rücklauftransformator 26 zwischen dem Kondensator 34 und der Resonanzschaltung 44 übertragen wird.

Die Spannung V,,-¹ weist vom Zeitpunkt t, eine gedämpfte Schwingung mit der Resonanzfrequenz der Schaltung 44 auf, welche nahe der Rücklauffrequenz liegt. Diese Schwingspannung wird über eine Filterschaltung mit einem Widerstand 148 und Kondensatoren 149 und 150 zu einem Eingangsanschluß 152 eines Sperrverriegelungsschalters

153 gekoppelt. Die Spannung V₁^₂ ^am Anschluß 152 ist somit eine leicht phasenverschobene Spannung ähnlich der Spannung am Anschluß 36, wie Fig. 9d nach dem Zeitpunkt t^ erkennen läßt.

Der Verriegelungsschalter 153 enthält komplementäre Transistoren

154 und 155, die in einer Mitkopplungsschaltung zusammengeschaltet sind,und Widerstände 156 bis 160. Der Kollektor des Transistors 154 ist über eine Diode 161 an den Ausgangsanschluß 146 der Sperrschaltung 147 angeschlossen.

über den Kondensator 150 ist eine Diode 151 geschaltet, welche jegliche negativen Halbwellen der Schwingspannung V₁^₂ abschneidet, wie dies in Fig. 9d für die Zeiten t_f bis t zu sehen ist. Unter Fehlerbedingungen, wenn am Anschluß 36 eine Fehlersignalspannung V₃₆ entsteht, wird die positive Spannung V. ,-9 ^zum Zeitpunkt t_f dem Eingangsanschluß 152 zugeführt und betätigt den Verriegelungsschalter 153. Der Ausgangsanschluß 146 liegt über dem Transistor 154 an Masse, so daß der Kollektor des Transistors 91 in Fig. 6 geerdet ist. Die Regeltreiberstufe 96 ist bei betätigtem Verriegelungsschalter 153 gesperrt, so daß keine Gateimpulse 71 den Schalter 49 einschalten können. All die Versorgungsspannungen der Lastschaltungen am Rücklauftransformator 26 verschwinden relativ schnell, so daß der normale Betrieb des Fernsehempfängers unterbunden wird.

Auf diese Weise kann die Sperrschaltung 147 durch überwachung des in dem isolierten Schaltungsteil (Wicklung 26b) fließenden Stromes

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einen Fehlerzustand in den mit der Wicklung 26a gekoppelten nicht isolierten Schaltungsteilen feststellen.

An den Kollektor des Transistors 155 ist über einen Widerstand 158 ein erster Klemmtransistor 162 angeschlossen, dessen Basis über einen Widerstand 163 an Masse und außerdem über einen Widerstand 164 am Anschluß 145 liegt. Der Verriegelungsschalter 153 wird abgeschaltet, wenn der Klemmtransistor 162 leitend wird und dabei den Basisstrom vom Transistor 154 ableitet. Der Transistor 162 wird mit der Horizontalfrequenz ein- und ausgeschaltet, nachdem der astabile Multivibrator 122 während des zuvor beschriebenen Neustartintervalls wieder in Betrieb gesetzt wird, und schaltet die Spannung am Ausgangsanschluß 133 auf ihren niedrigeren Pegel. Der Transistor 134 ist gesperrt, solange das Signal 77 seinen niedrigeren Pegel einnimmt, so daß die +15 V-Spannungsquelle zum Anschluß 145 gelangen kann und so periodisch den Transistor 162 einschaltet.

Ein zweiter Klemmtransistor 165 klemmt die Spannung am Anschluß 152 während der ganzen Dauer jedes RücklaufIntervalls auf Masse. Durch dieses Klemmen wird ein irrtümliches Einschalten des Verriegelungsschalters 153 unter normalen Betriebsbedingungen vermieden, wenn die Spannung am Anschluß 36 während des letzten Teils des Rücklaufs positiv wird.

Ein Transistor 166 ist mit seinem Kollektor an die Basis des Transistors 165 und über einen Widerstand 167 an die +15 V-Spannungsquelle angeschlossen. Die Basis des Transistors 166 liegt über einen Widerstand 168 an Masse und ist über einen Widerstand 169 an einen Anschluß 144 der Sperrschaltung 147 angeschlossen.

Vom Anschluß 78 in Fig. 6 kommende horizontalfrequente Treibersignale 77 werden dem Anschluß 44 zugeführt, durch den Transistor 166 invertiert und auf die Basis des Transistors 165 gekoppelt. Die Fig. 9c und 9d zeigen, daß der Transistor 165 den Anschluß 152 während des Intervalls t bis t_f an Masse klemmt, wenn die Treibersignale klein sind, und damit auch den Anschluß 152 wäh-

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rend des RücklaufIntervalls t, bis t auf Masse klemmt, wie dies erforderlich ist.

In der nachstehenden Tabelle sind ausgewählte Parameter für die Schaltung und die Bauelemente einer typischen Ausführungsform der zuvor beschriebenen Schaltungen angeführt:

Widerstand 13 1000Ω

15 1000Ω

18 2,2ΜΩ

19 1ΜΩ
38 100Ω 56 33Ω
59 100Ω 6 5 100Ω 6 7 100Ω 70 100kΩ 89 10kΩ 93 2,2ΚΩ 97 12kΩ 99 4^Ω

100Ω

1000Ω

2,2kfi

2,2kΩ

47kΩ

4,7kΩ

2,2ΚΩ

2 2ΟΩ

68kΩ 68kΩ 68ΟΟΩ

Widerstand 1	25	4, 7kfi
1	26	4,7kft
1	27	68ΟΩ
1	28	100kΩ
1	29	47kΩ
1	30	10Ok Ω
1	35	10kΩ
1	36	A,IkQ
1	38	4,7kß
1	39	10kΩ
1	40	4,7kfi
1	41	4^Ω
1	42	33kΩ
1	48	1000Ω
1	56	4,7kΩ
1	57	10kΩ
1	58	2,2kfi
1	59	2,2kfi
1	60	1000Ω
1	63	4,7kΩ
1	64	10kΩ
1	67	4_/7kΩ
1	68	4,7kΩ
1	69	10kΩ
1	71	1000Ω

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Kondensator 14	1000 pF
16	2200 pF
22	40OuF
25	O,O47uF
29	1200OpF
31	O,68uF
34	O,47uF
48	O,O68uF
64	0,1uF
68	470OpF
69	Ο,Ο22μΡ
92	220OpF
103	O,O47uF
115	1uF
116	10μΡ
120	100μΡ
131	2,2uF
143	1UF
149	O,47uF
150	0,01uF
Induktivität 24	5OmH
30	1 ,2mH
37	50μΗ
Transformator 45:

Wicklungen 45a und 45b (jeweils 75 Windungen 10 χ 0,2 mm Litzendraht), jeweils eine Induktivität von 310 μΗ. Streuinduktivität
zwischen den Wicklungen 45a und 45b gleich 250 μΗ. Wicklung 45c
zwölf Wicklungen mit 0,4 mm Kupferdraht über die Wicklung 45b gewickelt. Kern: 10 χ 60 mm, N22-Ferritkern.

Tranformator 26:

Kern: Standard U57 Ferritkern mit 0,1 mm Luftspalt. Wicklung 26a: 25 Windungen von 2 χ 0,4 mm Kupferdraht; Windung 26b: 116 Windungen mit 0,3 mm Kupferdraht; Wicklung 26d: 880 Windungen mit
0,12 mm Kupferdraht; Wicklung 26e: 5 Windungen mit 0,4 mm Kupfer-

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draht. In jeder Wicklung werden 10 Volt pro Windung induziert. Die Isolationsfestigkeit zwischen den Wicklungen 26a und 26b ist größer als 4000 V mit einem Koronakriechweg von 8 mm.

Hochspannungsschaltung 43:

Hochspannungsverdreifacher zur Lieferung einer Endanodenspannung von etwa 23 kV bei einem Innenwiderstand von etwa 0,88 ΜΩ.

Fig. 11 zeigt eine andere geregelte Horizontalablenkschaltung gemäß der Erfindung, die ähnlich arbeitet wie die Schaltung gemäß Fig. 1. Identisch bezeichnete Elemente in den beiden Schaltungen haben die gleiche Funktion. Die Schaltung nach Fig. 11 verwendet jedoch als Regelschalter für die erste Resonanzschaltung 44 anstelle eines SCR allein einen in beiden Richtungen leitenden Schalter 246. Dieser enthält einen SCR 246a mit antiparallel geschalteter Diode 246b.

Verschiedene Strom- und Spannungsformen, die an den entsprechend bezeichneten Stellen in der Schaltung nach Fig. 11 auftreten, sind in den Fig. 12 und 13 dargestellt. Die ausgezogenen Linien entsprechen einer geringen Strombelastung, beispielsweise bei einem Strahlstrom nahe Null, während die gestrichelten Linien einer starken Strombelastung von etwa 1 mA Strahlstrom entsprechen.

Wie in Fig. 12c anhand des Stromes i~ der Resonanzschaltung 47 zu sehen ist, wird der in beiden Richtungen leitende Schalter 49 zu einem geregelten Zeitpunkt t. innerhalb des HinlaufIntervalls t_Q bis t, in den Leitungszustand geschaltet. Der Strom i_ durchläuft zwischen den Zeiten t.. bis t, einen vollständigen Schwingungszyklus, über den Transformator 4 5 wird Energie von der zweiten Resonanzschaltung 4 7 zur ersten Resonanzschaltung 44 und den Rücklauf lastschaltungen, welche an den Rücklauftransformator 26 angeschlossen sind, während Teilen des Intervalls Ta übertragen, also im Intervall t_? bis t., wo die zeitliche Ableitung di/dt des Stroms i„ negativ ist. Während dieses Intervalls wirkt die Wicklung 4 5b als Spannungsquelle für die Energieübertragung, wie dies bereits im Zusammenhang mit Fig. 1 erläutert worden war.

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Von der ersten Resonanzschaltung 44 wird Energie zu den mit dem RUcklauftransformator 26 gekoppelten rücklaufversorgten Lastschaltungen beginnend zum Zeitpunkt t₃, dem Beginn des RücklaufIntervalls, übertragen. Zu diesem Zeitpunkt t, schaltet die Gatesteuerschaltung 261 den Schalter 246 ein und es fließt ein Resonanzstrom i.. in der ersten Resonanzschaltung 44, wie Fig. 12b zeigt, während Fig. 13c die Spannung V_., am Schalter 246 veranschaulicht. Weil der Schalter 246 in beiden Richtungen leitet, fließt sowohl positiver als auch negativer Strom I₁, der zwischen den Zeitpunkten t_ bis t₇ einen vollständigen Schwingungszyklus durchläuft. Zum Zeitpunkt t_ sperrt der Schalter 246.

Während des Rücklaufs wird Energie zu den Lastschaltungen des Rücklauftransformators 46 im Intervall Tr, also zwischen t.. bis t,-übertragen, wenn ein positiver Resonanzstrom i.. fließt. Nach einem vollständigen Schwingungszyklus beider Resonanzströme i. und ihat sich der Kondensator 25 von einer Spannung +V am Zeitpunkt t, auf eine weniger positive Spannung +V ' am Zeitpunkt t.. entladen,

a /

und der Kondensator 48 hat sich von einer Spannung +V, zum Zeitpunkt t₁ auf eine weniger positive Spannung +Vl¹ zum Zeitpunkt tg entladen.

Um eine Regelung zu erreichen, wird die Leitungswinkelüberlappung, oder das Überlappungsinterval1 Tx von t₃ bis t^, welches beiden Zeitintervallen Ta und Tr gemeinsam ist, verändert, und zwar beispielsweise durch Veränderung des Einschaltaugenblickes des Schaltes 49. Die gestrichelten Kurvenformen in den Fig. 12c und 13e lassen erkennen, daß bei starker Strahlbelastung der Einschaltaugenblick auf den Zeitpunkt t.. ' verzögert wird, so daß das Uberlappungsintervall auf Tx¹, also t₃ bis t^', vergrößert wird, wie dies für eine verstärkte Energieübertragung zur in Fig. 11 nicht dargestellten Hochspannungsschaltung notwendig ist.

Trotz der erhöhten Energieübertragung ändern sich die in der Rücklaufsekundärwicklung 26b und im Hinlaufschalter 28 fließenden Ströme nur relativ wenig zwischen geringer und starker Belastung, wie aus Fig. 12d anhand des Stromes ^₂Gb' ^{der in der Rücklauf}sekundär-

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wicklung 26b fließt, und in Fig. 12e anhand des im Hinlaufschalter 28 fließenden Stromes i_?o erkennbar ist.

Die geregelte Horizontalablenkschaltung gemäß Fig. 11 enthält nicht die Klemmdiode 55 und den Widerstand 56 der Schaltung nach Fig. 1, so daß Wärmeverluste vermieden werden, die bei leitender Diode 55 auftreten würden. Die Fig. 13d und 13e lassen erkennen, daß der Kondensator 48 in der Schaltung nach Fig. 11 sich aus dem Eingangsstrom i_n während des gesamten Intervalls, wo der Schalter 49 nicht leitet, auflädt. Ohne die Diode 55 wird der Maximalbetrag der übertragbaren Rücklaufenergie weiter begrenzt, weil dem Kondensator 25 nicht länger Strom zugeführt wird, um diesen aufzuladen, wenn die Spannung am Kondensator 48 die B -Spannung übersteigt. Daher wird in der Regelschaltung 57 keine Schutzschaltung benötigt, und die Induktivität 37 und der Widerstand 38 der Fig. 1 fehlen in der Schaltung nach Fig. 11. Sollte die an die Rücklaufwicklungen angekoppelte Last einen Kurzschluß bekommen, dann hört die Energieübertragung auf, weil sich die Kondensatoren 25 und 48 nicht entladen können.

Die in Fig. 11 dargestellte Gatesteuerschaltung 261 für das Einschalten des SCR 246a des Schalters 246 zu Beginn des Rücklaufs enthält eine Rücklaufwicklung 26e und eine Wicklung 45c des Transformators 45, die magnetisch mit der Wicklung 45b gekoppelt ist. An dem nicht durch einen Punkt gekennzeichneten Anschluß der Wicklung 45c entsteht zwischen den Zeiten t_? bis t. eine positive Spannung; diese wird durch einen Kondensator 262 und einen Widerstand 263 leicht geglättet und über Widerstände 264 und 265 dem Gate des SCR 246a zugeführt. Zwischen das Gate des SCR 246a und die Wicklung 26e ist ein Kondensator 268 geschaltet, der einen Nebenschluß für Ausgleichsschwingungen bildet. Der SCR 246a wird während des Hinlaufs nicht in den Leitungszustand geschaltet, weil die positive Spannung von der Wicklung 45c vom Gate des SCR 246a bei leitendem Transistor 266 abgeführt wird, wobei der Strompfad von der Wicklung 45c über die Widerstände 263 und 264, den Transistor 266, eine Diode 267 und die Wicklung 26e zurück zur Wicklung 45c verläuft.

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Der Transistor 266 leitet während des Hinlaufs, weil er durch die an der Wicklung 26e entstehende Hinlaufspannung in Durchlaßrichtung vorgespannt wird, welche der Basis des Transistors 266 über einen Widerstand 269 des Widerstandsspannungsteilers 269, 270 zugeführt wird. Zu Beginn des Rücklaufs ist der Transistor 266 gesperrt, so daß die positive Spannung an der Wicklung 45c den SCR 246a zum Zeitpunkt t₃ in den Leitungszustand schalten kann.

Nachstehend seien ausgewählte Schaltungs- und Bauelementparameter für die in Fig. 11 dargestellte Schaltung gegeben:

Widerstand

Kondensator

13:	1000Ω
15:	1000Ω
263:	47Ω
264:	100Ω
265:	10Ω
269:	4 7ΟΩ
270:	1000Ω
14:	100OpF
16:	220OpF
22:	33O_WF
25:	0,1uF
29:	12OOOpF
31:	O,68uF
35:	Ο,47μΡ
48:	Ό,1 uF
262:	Ο,Ο22μ:
268	4 7OOpF

Induktivität 24: 5OmH
30: 1,2mH

Transformator 45: Kern: Startkern 12 χ 60 mm, N27-Material oder

U-U-Kern 52 χ 35 mm.

Wicklung 45a:

Induktivität 160μΗ; Streuinduktivität gemessen bei kurzgeschlossener Wicklung 45b 115μΗ.

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Wicklung 4 5b: Induktivität 200μΗ; Streuinduktivität gemessen bei

kurzgeschlossener Wicklung 45a 145μΗ.

Wicklung 45c: 1/12 der Windungszahl der Wicklung 45b. Transformator 26: Ebenso wie Transformator 26 in Fig. 1.

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Leerseite

Claims

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1), Geregeltes Ablenksystem mit einer Energiequelle, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste und eine zweite Resonanzschaltung (44 bzw. 47) mit dor Energiequelle (B+) zur Speicherung von Energie aus dieser Quelle gekoppelt sind, daß mit der ersten Resonanzschaltung zur Ableitung von Energie aus dieser eine Ablenkschaltung (27) gekoppelt ist, und daß mit der ersten bzw. zweiten Resonanzschaltung (44 bzw. 47) eine erste bzw. zweite Schalteranordnung (46;246 bzw. 49) zur Erzeugung von Resonanzschwingungen in der ersten und in der zweiten Resonanzschaltung gekoppelt sind, derart, daß die Leitungswinkelüberlappung der Resonanzschwingungen die Größe der Energieübertragung zur Ablenkschaltung steuert.

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2) Ablenksystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit der ersten und der zweiten Resonanzschaltung zur Energieübertragung zwischen diesen Schaltungen ein Transformator (45) magnetisch gekoppelt ist.

3) Ablenksystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Resonanzschaltung (44) an eine erste Wicklung (26a) eines Rücklauf transformator (26) angekoppelt ist und daß die Ablenkschaltung an eine zweite Wicklung (26b) des Rücklauftransformators angekoppelt ist.

4) Ablenksystem nach Anspruch 1, 2 oder 3, gekennzeichnet durch eine Regelschaltung (57), die unter Steuerung durch einen im Ablenksystem herrschenden Energiepegel ein Einschaltsignal für die zweite Schalteranordnung (49) zu einem veränderbaren Zeitpunkt innerhalb eines HinlaufIntervalls zur Veränderung der Leitungswinkelüberlappung 1iefert.

5) Ablenksystem nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch eine zweite Steuerschaltung (61;261) zur Lieferung eines Einschaltsignals für die erste Schalteranordnung (46;246) zu deren Einschaltung zu Beginn eines RücklaufIntervalls.

6) Ablenksystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Steuerschaltung (6 1; 26 1) eine Wicklung (45c) des Transformators (45) zur Lieferung des Einschaltsignals für die erste Schalteranordnung (46; 246) for Deginn des RücklaufIntervalls sowie eine dritte Wicklung (26a) des Rücklauftransformators enthält, die mit der zweiten Steuerschaltung (61;r 26 1) zur Unterbindung des Einschaltsignals bis zum Beginn des Rücklauf Intervalls gekoppelt ist.

7) Ablenksystem nach Anspruch 3, 4 oder 5, gekennzeichnet durch eine Regelschaltung (61;261), die unter Steuerung durch einen Energiepegel des Ablenksystems ein Einschaltsignal an die erste Schalteranordnung (46;246) zu einem veränderbaren Zeitpunkt innerhalb eines RücklaufIntervalls zur Veränderung der Leitungswinkel-

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Überlappung liefert.

8) Ablenksystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Steuerschaltung (57) mit der zweiten Schalteranordnung (49) zu deren Einschaltung in einem festen Augenblick innerhalb des HinlaufIntervalls gekoppelt ist.

9) Ablenksystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Resonanzschaltung (44) einen ersten Kondensator (25) enthält, der in Reihe mit der ersten Wicklung (26a) geschaltet ist.

10) Ablenksystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß an einen ersten Anschluß (35) der zweiten Wicklung (26b) ein Speicherkondensator (34) und an einen zweiten Anschluß (52) der zweiten Wicklung (26b) ein Hinlaufschalter (28) der Ablenkwicklung angekoppelt ist.

11) Ablenksystem nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch eine Hochspannungswicklung (26d) des Rücklauftransformator (26) zur Lieferung einer Endanodenspannung.

12) Ablenksystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß mit der zweiten Wicklung (26b) eine Fehlerfühlschaltung (37) zum Abfühlen eines Kurzschlusses der ersten Schalteranordnung (46; 246) gekoppelt ist.

13) Ablenksystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Fehlerfühlschaltung eine in Reihe mit der zweiten Wicklung (26b) geschaltete Stromfühlimpedanz (37) enthält.

14) Ablenksystem nach Anspruch 1, bei welcher die Ablenkschaltung eine Ablenkwicklung aufweist und ein mit dieser gekoppelter Schalter erste und zweite Ablenkintervalle bildet, dadurch gekennzeichnet , daß mit der ersten und der zweiten Resonanzschaltung (44 bzw. 47) eine Übertragungseinrichtung (Transformator 45) zur Energieübertragung zwischen der ersten

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2^CJ4Ü!39

und der zweiten Resonanzschaltung gekoppelt ist und daß mit der ersten und der zweiten Schalteranordnung (46;246 bzw. 49) eine Steuereinrichtung (57,61) gekoppelt ist, die unter Steuerung durch einen Energiepegel der Ablenkschaltung das Leiten des ersten und zweiten Schalters steuert, derart, daß die Überlappung der Leitungswinkel des ersten und zweiten Schalters die Energieüber tragung zur Ablenkschaltung bestimmt.

15) Geregeltes Ablenksystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in Reihe m:t der Energiequelle (B+) ein erster und ein zweiter Kondensator (25 bzw. 48) zur Speicherung von Energie aus der Quelle gekoppelt sind, daß in Reihe mit dem ersten Kondensator (25) eine erste Wicklung (26a) eines Rücklauftransformators (26) gekoppelt ist, daß mit einer zweiten Wicklung (26b) dos Rücklauftransformators ein Hinlaufschalter (28) einer Ablenkschaltung (27) gekoppelt ist, daß ein zweiter Transformator (45) mit einer ersten Wicklung (45a) an den ersten Kondensator (25) und mit einer zweiten Wicklung (45b) an den zweiten Kondensator (48) zur Bildung eines ersten bzw. zweiten Resonanzkreises (44 bzw. 47) gekoppelt ist, daß die erste und die zweite Wicklung des zweiten Transformators magnetisch lose miteinander gekoppelt sind, so daß eine wesentliche Streuinduktivität zur Begrenzung der Energieübertragung zwischen dem ersten und dem zweiten Resonanzkreis gebildet wird, und daß mit dem ersten und dem zweiten Schalter eine Steuerschaltung (57,61) zur Steuerung des Leitungszustandes des ersten und des zweiten Schalters gekoppelt ist, welche unter Steuerung durch einen Energiepegel der Ablenkschaltung die Leitungsüberlappung der ersten und zweiten Resonanzschwingungen verändert.

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