DE3205381A1

DE3205381A1 - Gegentaktstromversorgungsschaltung fuer einen fernsehempfaenger

Info

Publication number: DE3205381A1
Application number: DE19823205381
Authority: DE
Inventors: Peter Eduard 8134 Adliswil Haferl
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1981-02-16
Filing date: 1982-02-16
Publication date: 1982-11-18
Also published as: EP0058552B1; PT74416A; ES8303815A1; ATE24367T1; SU1286122A3; JPH0338791B2; PL235099A1; EP0058552A1; DE3274781D1; FI820408L; FI75961C; DK65382A; JPS57164664A; PT74416B; DK164622C; JPS57152777A; GB2094085B; JPS63266973A; PL135074B1; DK164622B

Description

RCA 764 92A Sch/Vu
Brit. Anm. Nr. 8104750
vom 16. Februar 1981

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Gegentaktstromversorgungsschaltung für einen

Fernsehempfänger

Die Erfindung bezieht sich auf geregelte Ablenkschaltungen für Fernsehwiedergabesysteme. Bekannte Fernsehempfänger mit Netztrennung lassen eine Vielzahl von Stromversorgungsschaltungen erkennen. Bei einer Art kann ein 50 oder 60 Hz-Netztransformator zum Zwecke der elektrischen Isolierung verwendet werden. Dieser Netztransformator ist jedoch relativ schwer und umfangreich. Das von ihm erzeugte Streufeld kann bei einem Farbfernsehempfänger zu Farbreinheitsfehlern (infolge mangelnder Übereinstimmung der Farbauszugsbilder) führen. Weil der Netztransformator lediglich eine elektrische Isolation bewirkt, kann eine zusätzliche Spannungsregelschaltung notwendig sein.

Bei Fernsehempfängern mit großem Bildschirm verwendet man häufig eine geschaltete Stromversorgungsschaltung, jedoch ist eine solche relativ teuer und erfordert Spezialbauelemente wie einen Schalttransformator, Schalttransistoren und Gleichrichterdioden. Die Steuerschaltung kann einen überlast- und Kurzschlußschutz enthalten und daher kompliziert und

schwierig reparierbar sein und zu einer größeren Fehleranfälligkeit neigen. Benutzt man den Hochspannungs- oder Rücklauftransformator zur Netzisolation in einer synchron geschalteten Stromversorgungsquelle, dann kann eine komplizierte Steuerschaltung und außerdem eine getrennte Stromversorgungsquelle für das Anlaufen des Fernsehempfängers notwendig sein.

Ein Merkmal der Erfindung besteht in einer geschalteten Stromversorgungsquelle ohne Spezialbauelemente und mit einer vereinfachten Steuerschaltung. Die Stromversorgungsschaltung ist von Haus aus überlastungs- und kurzscblußsicher und benötigt keinen separaten Anlauftransformator.

Mit einer Ablenkwicklung ist zur Erzeugung eines Ablenkstromes während eines Ablenkzyklus ein Ablenkgenerator gekoppelt, der eine zur Bildung einer Rücklaufresonanzschaltung mit der Ablenkwicklung gekoppelte Rücklaufkapazität hat, damit während eines Rücklaufintervalls des Ablenkzyklus eine Rücklaufimpulsspannung erzeugt wird. Eine zweite Resonanzschaltung mit einer Induktivität ist mit der Rücklaufresonanzschaltung gekoppelt, so daß ein Energieaustausch zwischen den Resonanzschaltungen erfolgen kann. Mit der zweiten Resonanzschaltung und einer Energiequelle ist eine Schalteran-Ordnung gekoppelt, die unter Steuerung durch ein ablenkfrequentes Schaltsignal eine steuerbare Energiemenge von der Quelle in der zweiten Resonanzschaltung speichert.

Gemäß einem erfindungsgemäßen Gesichtspunkt bildet die Schalteranordnung mit der zweiten Resonanzschaltung eine selbstschwingende Anordnung zur Erzeugung freilaufender Schwingungen bei Fehlen des ablenkfrequenten Schaltsignals. Eine solche Anordnung erlaubt einen niedrigen Anlaufstrom und sorgt für eine Begrenzung der Energieübertragung bei Kurz-Schlüssen.

Gemäß einem anderen erfindungsgemäßen Gesichtspunkt enthält die Schalteranordnung einen ersten und einen zweiten steuerbaren Schalter, die mit der zweiten Resonanzschaltung gekoppelt sind. Jeder Schalter wird leitend, nachdem der andere Schalter gesperrt worden ist. Wenn der erste Schalter leitet, koppelt er die Energiequelle an die zweite Resonanzschaltung, um einen Energieaustausch dazwischen zu ermöglichen. Wenn der erste Schalter gesperrt ist, entkoppelt er die Quelle von der zweiten Resonanzschaltung. Wenn der zweite Schalter leitet, ermöglicht er' eine Energieübertragung zwischen der zweiten Resonanzschaltung und der Resonanzrücklaufschaltung.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1a und 1b in vereinfachter Form zwei Ausführungsformen

einer geregelten Ablenkschaltung gemäß der Erfindung; Fig. 2a und 2b detailliertere Ausführungsformen einer geregelten Ablenkschaltung nach der Erfindung; Fig. 3 eine Ausführungsform einer Reglersteuerschaltung für die in den Fig. 2a und 2b dargestellte Schaltung ;
Fig. 4 Schwingungsformen zur Erläuterung des Betriebes der Reglersteuerschaltung nach Fig. 3;

Fig. 5 bis 12 Schwingungsformen zur Erläuterung des Betriebs der Schaltungen nach den Fig. 1a, 1b, 2a und 2b;

Fig. 13 eine weitere Ausführungsform einer Reglersteuerschaltung für die in den Fig. 2a und 2b dargestellte Schaltung; und

Fig. 14 und 15 Schwingungsformen zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung nach Fig. 13.

In den Figuren sind die Spannungspfeile zwischen zwei Anschlüssen so gewählt, daß der negative Anschluß sich als Bezugsanschluß am Pfeilende befindet.

Die Fig. 1a und 1b veranschaulichen in einem vereinfachten Schaltbild eine geregelte Ablenkschaltung und eine Stromversorgungsschaltung gemäß der Erfindung für einen Fernsehempfänger. Bei der Ausführungsform nach Fig. 1a ist keine Leitungstrennung von dem Wechselspannungsnetz vorgesehen, die Schaltung nach Fig. 1b hat dagegen eine Netztrennung. Die Schalter S1 und S2 bilden mit einer Spule L1 und einem Kondensator C5 einen Sperrschwinger 30. Die beiden Schalter leiten abwechselnd unter Steuerung durch ein in den Fig. 1a und 1b nicht dargestelltes Mitkopplungssignal, das von einer an der Spule L1 entstehenden Spannung abgeleitet wird und einer Reglersteuerschaltung 26 zugeführt wird. In den Fig. 1a und 1b sind der Netzgleichrichter 24 mit seinem Filterkondensator C1, die Horizontalablenkschaltung 60 und der Rücklauftransformator Ti gezeigt. Nicht gezeigt sind dagegen in den Fig. 1a und Tb die verschiedenen Lastschaltungen des Fernsehempfängers, die an die Wicklungen des Rücklauftransformators angeschlossen sind.

Zur Beschreibung des freilaufenden Betriebs des Sperrschwingers 30 beispielsweise nach Fig. 1a sei angenommen, daß der Horizontalhinlaufschalter 35 der Horizontalablenkschaltung 60 nach Masse kurzgeschlossen ist. Der Sperrschwinger 30 schwingt frei mit einer durch die Werte der Spule L1 und des Kondensators C5 bestimmten Frequenz. Diese Frequenz kann halb so groß wie die Horizontalablenkfrequenz f„ oder noch niedriger gewählt werden. Die Frei-'lauffrequenz wird deshalb niedriger als die Horizontalablenkfrequenz gewählt, damit der Sperrschwinger bei der Erzeugung des Horizontalablenkstroms gut synchronisierbar ist, wenn er mit der Ablenkung synchron arbeitet. Wählt man jedoch die Freilauffrequenz zu niedrig, dann entstehen im Freilaufbetrieb unnötig hohe Spitzenströme in der Spule L1.

Die Bemessung des L/C-Veil.ältnisses der Spule L1 und des Kondensators C5 bestimmt den Spitzeneingangsstrom oder Spulenstrom i_, der im Freilaufbetrieb fließt, und bestimmt

damit die maximal verbrauchbare Leistung. Der Freilaufbetrieb tritt auch im Falle eines Lastkurzschlusses.an einer der Wicklungen des Rücklauftransformators T1 auf.

Die Schaltspannung V„„ über dem Schalter S2 und der im Freilaufbetrieb fließende Spulenstrom X₁ sind in den Figuren 5a und 5b gezeigt. Die Form der Schaltspannung am Schalter S1, die nicht dargestellt ist, liegt in 180° Gegenphase zu der Kurvenform nach Fig. 5a. Der größte Teil der durch die beiden Schalter fließenden Leistung ist Blindleistung, und daher ist der wirkliche Leistungsverbrauch sehr niedrig: Er ist gleich den Verlusten in den Schaltern S1 und S2 und in den Widerstandskomponenten der Spule L1 und des Kondensators C5.

Zur Beschreibung des synchronisierten Oszillatorbetriebs sei angenommen, daß der Horizontalausgangstransistor Q10 nach Fig. 1a horizontalfrequent geschaltet wird und einen Ablenkstrom in der Horizontalablenkwicklung L„ erzeugt,

ti und daß eine Rücklaufimpulsspannung V , die in Fig. 6a gezeigt ist, am Kollektor des Ausgangstransistors Q10 erzeugt wird. Zum Zeitpunkt t2 innerhalb des Horizontalhinlaufintervalls (Fig. 6a bis 6c) bis zum späteren Zeitpunkt t», dem Beginn des nächsten Horizontalrücklaufintervalls, ist der Schalter S2 offen und der Schalter S1 geschlossen. Der Spulenstrom i_T fließt durch den Schalter S1, die Spule L1 , den Kondensator C5 und den Hinlaufschalter 35 nach Masse. Zum Zeitpunkt t_ ist in der Spule L1 die Energie

2
I ..L/2 gespeichert, wobei L die Induktivität der Spule L1 und I . der zum Zeitpunkt t„ in der Spule L1 fließende Spitzenstrom ist.

Zum Zeitpunkt t_ (Fig. 6a-6c) wird der Horizontalausgangstransistor Q10 leitend. Die erzeugte Rücklaufimpulsspannung V wird der Reglersteuerschaltung 26 über eine Signalleitung s zur Synchronisierung des Leitendwerdens des Schalters S1 und zum Schließen des Schalters S2 zu Beginn des

Horizorntalrücklaufs zugeführt. Bei zwischen den Zeiten t_ bis t₂ geschlossenem Schalter S2 ist der Stromweg für den Spulenstrom i_L nun mit der Rücklaufresonanzschaltung 50 verbunden, welche den Rücklaufkondensator C_R, den S-Formungskondensator C„ und die Horizontalablenkwicklung L„ aufweist.

ο ti

Daher wird die zum Zeitpunkt t_Q in der Spule L1 gespeicherte Energie schnell in die Rücklaufresonanzschaltung 50 übertragen, wie dies durch den schnell absinkenden Strom i_T nach dem Zeitpunkt t- in Fig. 6c veranschaulicht ist. Der Strom i_L sinkt schnell ab, und wenn er den Wert Null erreicht, ist die gesamte in der Spule L1 gespeicherte Energie übertragen worden. Anschließend an den Nulldurchgangsaugenblick des Spulenstroms i_T während des Rücklaufs kehrt ein kleiner Teil der übertragenen Energie zur Spule L1 zurück, wie durch den negativen Strom i_T vor dem Zeitpunkt t., ange-

JLj t

deutet ist. Zum Zeitpunkt t.. , dem Ende des Horizontalrücklaufintervalls, werden die Dämpfungsdiode D, und die Basis-Kollektor-Strecke des Ausgangstransistors Q10 in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß der Kondensator C5 an Masse gekoppelt wird. Die während jedes Horizontaiablenkzyklus übertragene Energie stellt praktisch die Differenz zwischen den in der Spule L1 zu den Zeitpunkten t_Q und t.. gespeicherten Energiebeträgen dar.

Zwischen den Zeitpunkten t.. und t₂ kreist der Strom i, durch den Schalter S2, die Spule L₁, den Kondensator C5 und den nun geschlossenen Hinlaufschalter 35. Während dieses Intervalls entlädt sich die im Kondensator C5 gespeicherte Energie zurück in die Spule L1. Zum Zeitpunkt t~ öffnet die Reglersteuerschaltung 26 den Schalter S2 und schließt den Schalter S1. Die in der Spule L1 gespeicherte Energie wird nun bis zum Nulldurchgangsaugenblick t₃ des Spulenstroms i_L in den Hauptfilterkondensator C1 zurückübertragen. Vom Zeitpunkt t-, bis zum 3eginn des nächsten Rücklaufintervalls wird wieder Energie in der Sp -.Ie L1 für die nachfolgende Übertragung zur Rücklaufresonanzschaltung 50 und zu den mit den verschiedenen Wicklungen des Rücklauftransformators T1 gekoppelten Lastschaltungen gespeichert.

Die Schwingungsformen im rechten Teil der Fig. 6a bis 6c gelten für einen ablenksynchronen Betrieb des Sperrschwingers 30 bei geringer Belastung durch die mit den verschiedenen Wicklungen des Rücklauftransformators T1 gekoppelten Lastschaltungen im Vergleich zu den durch die linken Schwingungsformen veranschaulichten Belastungsfällen. Die Regelwirkung besteht in einer Konstanthaltung der Spitzenamplitude des Rücklaufimpulses V . Bei der niedrigeren Belastung ist im Gegensatz zum vorhin beschriebenen Fall mehr Energie in die Spule L1 am Ende des HorizontalrücklaufIntervalls zum Zeitpunkt ti zurückübertragen worden, und es ist auch mehr Energie zum Netzfilterkondensator C1 vom Zeitpunkt ti aus übertragen worden wegen des niedrigeren Leistungsverbrauchs durch die Lastschaltungen des Fernsehempfängers.

Es sei darauf hingewiesen, daß die in der Spule L1 zum Zeitpunkt t_fi für den Fall der linken Schwingungsformen in den Fig. 6a bis 6c und zum Zeitpunkt t„ in den rechten Schwingungsformen gespeicherten Energien praktisch unabhängig vom Ausmaß der Belastung im wesentlichen gleich sind. Der Spitzenwert der gespeicherten Energie hängt nun von der gleichgerichteten Netzspannungsamplitude ab. Die dann vom Sperrschwinger 30 übertragbare Maximalleistung ist daher begrenzt. Bei maximaler Belastung oder im Kurzschüußbetrieb ist die mittlere Spannung am Kondensator C5 etwa halb so groß wie die Amplitude der Eingangsspannung Vin. Mit abnehmender Last steigt die mittlere Spannung am Kondensator C5.

Der Betrieb der Schaltung nach Fig. Ib ist ähnlich, wie es für Fig. 1a beschrieben worden ist, weil die beiden Schaltungen elektrisch im wesentlichen äquivalent sind wegen der engen Kopplung zwischen den Wicklungen WT und W2 des Transformators T1 in Fig. 1b. An einer Windung W6 des Rücklauftransformators T1 entsteht die Rücklaufimpulsspannung, welche der Reglersteuerschaltung 26 über die Signalleitung s zugeführt wird.

Die Fig. 2a und 2b zeigen in detaillierter Form eine geregelte Ablenkschaltung für einen Fernsehempfänger nach der Erfindung. Eine Netzwechselspannung von 220 V und 50 Hz wird über Anschlüsse 21 und 22 zugeführt und durch einen GIeichrichter 24 vollweggleichgerichtet und durch einen Kondensator C gesiebt, so daß eine ungeregelte Eingangsgleichspannung Vin von beispielsweise 290 V am Anschluß 28 verfügbar ist. Zwischen den Anschluß 21 und einen Eingangsanschluß des Brückengleichrichters 24 ist ein Netzschalter 23 eingefügt. Der Stromrückführungsanschluß des Brückengleichrichters liegt an Erde oder Masse 25 und ist nicht von den Netzanschlüssen 21 und 22 isoliert. Zwischen dem Ausgangsanschluß des Brückengleichrichters 24 und dem Eingangsanschluß 28 liegt ein Strombegrenzungswiderstand R1.

Die ungeregelte Eingangsspannung Vin wird einem Sperrschwinger 30 zugeführt, der eine Schalteranordnung aus steuerbaren Schaltern S1 und S2, die im Gegentakt mit einer Resonanzschaltung 40 gekoppelt sind, aufweist. Die Resonanzschaltung 40 wird durch die Hauptwicklung WA einer Spule L1 und einen Kondensator C5 gebildet. Der Schalter S1 weist einen Transistor Q1 und eine Dämpfungsdiode D1 auf, die zwischen Kollektor und Emitter des Transistors geschaltet ist. Der Schalter S2 enthält einen Transistor Q2 und eine zwischen dessen Kollektor und Emitter geschaltete Dämpfungsdiode D2. Die HauptStromstrecken der Schalter S1 und S2 sind daher in beiden Richtungen leitend und in Reihe über die Eingangsspannungsquelle zwischen den Anschluß 28 und Erde 25 geschaltet. Die Hauptstromstrecken der Schalter S1 und S2 sind ferner auch an die Resonanzschaltung 40 angeschlossen, und zwar an einem gemeinsamen Ausgängsverbindungsanschluß 31 der Schalter S1 und S2 mit der Hauptwicklung WA der Spule L1.

In Fig. 2b enthält die Ηολ izontalablenkschaltung 60 eine

-ΙΟΙ Horizontalablenkwicklung L_TT, die in Reihe mit einem S-For-

mungs- oder Hinlaufkondensator C14 über einen Hinlaufschalter 35 gekoppelt ist. Der Hinlaufschalter 35 enthält einen Horizontalausgangstransistor Q1O und eine Dämpfungsdiode υ-,, wobei der Emitter des Transistors Q1O an Chassismasse 29 liegt, die von der Netzerde 25 isoliert ist. Ein Rücklaufkondensator C13 ist an die Ablenkwicklung L„ angeschlos-

sen und bildet mit ihr eine Resorianzrücklaufschaltung 50, wenn der Hinlaufschalter 35 gesperrt ist.

Ein Horizontaloszillator 34 liefert eine in Fig. 2b nicht dargestellte Rechteckschaltspannung über einen Widerstand R34 eines aus WiderständenR34 und R33 bestehenden Spannungsteilers an die Basis eines Treibertransistors Q11. Der Treibertransistor Q11 erzeugt ein horizontalfrequentes Schaltsignal, das über einen Treibertransformator T2 dem Horizontalausgangstransistor Q10 zugeführt wird, dessen Basis über den Widerstand R29 eines aus den Widerständen R29 und R30 bestehenden Spannungsteilers an die Sekundärwicklung des Treibertransformators T2 angeschlossen ist. Der Treibertransistor Q11 erhält seine Kollektor-Betriebsspannung von einer +25V-Leitung über einen Widerstand R31 und die Primärwicklung des Transformators T2. An den Verbindungspunkt des Widerstandes R31 mit der Primärwicklung des Trans- 5 formators T2 ist ein Kondensators C15 angeschlossen, über die Primärwicklung des Transformators T2 ist ferner eine Basisstromformungsschaltung mit einer Diode D15 und einem Widerstand R32 gekoppelt.

Vor der Mitte des HinlaufIntervalls innerhalb eines Horizontalablenkzyklus ist der Treibertransistor Q11 gesperrt, so daß dem Horizontalausgangstransistor Q10 eine Durchlaßvorspannung zugeführt wird. Unmittelbar vor dem Ende des Horizontalhinlaufintervalls gerät der Transistor QI1 in den Leitungszustand, so daß dem Horizontalausgangstransistor Q10 eine Sperrvorspannung zugeführt wird. Kurz danach hört der Kollektorstrom des Ausgangstransistors Q10 auf und leitet

damit das Horizontalrücklaufintervall ein. Während des HorizontalrücklaufintervalIs entsteht am Rücklaufkondensator C13 eine Rücklaufimpulsspannung V ..

Die in Fig. 2b dargestellte Rücklaufimpulsspannung V . gelangt an die Wicklung W2 eines Rücklauftransformators T1, so daß an den Wicklungen W3 bis W5 des Rücklauftransformators T1 Rücklaufimpulsspannungen entstehen. Zwischen die Rücklauftransformatorwicklung W2 und die isolierte Chassismasse 29 ist ein Gleichspannung sperrender Kondensator C12 geschaltet.

Zur Synchronisierung des Betriebs des Horizontalablenkgenerators 60 mit dem Bildinhalt des Videosignalgemisches des Fernsehempfängers wird dem Horizontaloszillator 34 über eine Leitung 18 ein Rücklaufimpuls 37 zugeführt, der an der Wicklung W3 des Rücklauftransformator erzeugt wird, und am Anschluß 36 wird dem Oszillator ein nicht dargestellter Horizontalsynchronimpuls zugeführt. Ein Regler 33 leitet aus der Spannung an der +25 V-Leitung eine Betriebsspannung von 12 V für den Horizontaloszillator 34 ab.

Die Spannung für die +25 V-Leitung wird aus dem Hinlaufteil der an der Rücklauftransformatorwicklung W4 entstehenden Spannung durch Gleichrichtung mittels einer Diode D7 und Siebung mittels eines Kondensators C16 erzeugt. Ein Widerstand R36 sorgt für eine Strombegrenzung. Die Versorgungsspannungen für andere Schaltungen 32 des Fernsehempfängers, wie etwa die Vertikalablenkschaltung, den Bildteil, den Tonteil und die Anodenhochspannung, werden aus Spannungen abgeleitet, die an verschiedenen anderen Rücklauftransformatorwicklungen entstehen, die zusammen als Wicklung W5 in Fig. 1 veranschaulicht sind.

Zur Ergänzung der in der .lorizontalablenkschaltung 60 und in den verschiedenen Lastschaltungen 32 des Fernsehempfängers entstehenden Verluste ist eine Wicklung W1 des Rück-

lauftransformators T1 mit der Sperrschwingerresonanzschaltung 40 gekoppelt und überträgt während des Horizontalrücklaufintervalls jedes Ablenkzyklus Energie.von der Resonanzschaltung 40 auf die Resonanzrücklaufschaltung 50 und die Empfängerlastschaltungen 32 einschließlich der Hochspannungslast schaltung.

Es sei nun angenommen, daß der Sperrschwinger 30 ablenksynchron arbeitet. Fig. 6, auf die zuvor schon hinsichtlich der Betriebsweise der vereinfachten Schaltungen nach Fig. 1a und 1b verwiesen wurde, zeigt, daß während des Hinlaufintervalls eines Horizontalablenkzyklus zu einem steuerbaren Zeitpunkt t„ der Schalter S1 leitend und der Schalter S2 nichtleitend wird, so daß die Quelle der ungeregelten Spannung Vin mit der Resonanzschaltung 40 verbunden wird. Der in der Wicklung WA der Spule L1 fließende Strom i_T beginnt zu wachsen. Zwischen den Zeitpunkten t„ bis t-., wenn der Spulenstrom i_T negativ ist, wird Energie zur Quelle 70 der Eingangsspannung Vin zurückgeführt. Nach dem Zeitpunkt t₃, dem Nulldurchgang des Spulenstromes i-, wird Energie von der Eingangsspannungsquelle 70 zur Resonanzschaltung 40, hauptsächlich in das Magnetfeld der Spule L1 übertragen. Zum Zeitpunkt t^, dem Beginn des Horizontalrücklaufintervalls t~ bis t₁, hat die in der Induktivität der Resonanzschaltung 40 gespeicherte Energie ein Maximum.

Zu Beginn des Horizontalrücklaufintervalls wird der Horizontalausgangstransistor Q10 gesperrt, so daß die Resonanzrücklaufschaltung 50 über den Transformator T1 mit der Resonanzschaltung 40 gekoppelt wird. Die in der Spule L1 gespeicherte Energie entlädt sich schnell in den Rücklaufkondensator C13. Während des HorizontalrücklaufIntervalls, wenn der Rücklaufkondensator C3 mit der Resonanzschaltung 40 transformatorgekoppelt ist, wächst die Resonanzfrequenz der Schaltung 40, so daß eine schnelle Energieentladung in die Spule L1 erfolgt.

Die anwachsende Rücklauf spannung V₃. sperrt den steuerbaren Schalter S1, so daß die Eingangsspannungsquelle von der Resonanzschaltung 40 abgekoppelt wird. Kurz danach wird der steuerbare Schalter S2 leitend und koppelt die Spule L1 und den Kondensator C5 in Reihe über die Rücklauftransformator— wicklung W1. Dadurch wird die Rücklaufimpulsspannung V über die Rücklauftransformatorwicklungen W2 und W1 der Resonanzschaltung 40 zugeführt. Dann wird Energie von der Resonanzschaltung 40 zur Resonanzrücklaufschaltung 50 übertragen.

Zwischen den Zeitpunkten t„ bis t.. nimmt der Spulenstrom i_L relativ schnell ab, bis praktisch die gesamte Energie der Spule L1 in den Rücklaufkondensator C13 beim Nulldurchgangsaugenblick des Stromes i_T zu einem Zeitpunkt zwischen t„ bis t^ übertragen ist. Zwischen dem Nulldurchgang und dem Zeitpunkt T1 (dem Ende des HorizontalrücklaufIntervalls) wird ein kleiner Energieanteil zur Spule L1 zurückgeführt, wie der Spitzenspulenstrom I ~ zum Zeitpunkt t.. erkennen läßt. Diese Rückenergie ist notwendig, um den Sperrschwinger 30 in Betrieb zu halten. Die während jedes Horizontalablenkzyklus übertragene Energie ist im wesentlichen die Differenz zwischen den in der Spule L1 zu den Zeitpunkten t_Q und t₁ gespeicherten Energiebeträgen.

Zwischen den Zeitpunkten t- und t„ kreist der Strom i, durch den Schalter S2, die Spule L1 und den Kondensator C5. Während dieses Intervalls entlädt sich die im Kondensator C5 gespeicherte Ladung in die Spüle L1. Zum Zeitpunkt t2 sperrt der Schalter S2 und der Schalter S1 wird leitend.

Die unmittelbar nach dem Zeitpunkt t„ in der Spule L1 gespeicherte Energie beginnt in den Filterkondensator C1 der EingangsSpannungsquelle 70 bis zum Nulldurchgang t_ des Spulenstroms i_T zurückzufließen. Vom Zeitpunkt t, bis zum Beginn des nächsten RücklaufIntervalls wird wiederum Energie in der Spule L1 zur anschließenden Rückübertragung in die Rücklaufresonanzschaltung 50 gespeichert. Eine durch die sich verändernde Belastung verursachte Modulation der Rücklaufzeit ist unbedeutend, weil der Sperrschwinger 30 wäh-

rend des Rücklaufintervalls für die Rücklaufresonanzschaltung als Stromquelle erscheint.

Zur Regelung des Energiepegels in der Ablenkschaltung, weleher sich in der Rücklaufimpulsspannung V ausdrückt, ist ein Niederspannungsanzapfungspunkt an der Wicklung W1 des Rücklauftransformators mit der Reglersteuerschaltung 26 verbunden, so daß dieser ein Abfühlwert V der Rücklaufimpulsspannung V zugeführt wird. Die Reglersteuerschaltung 26 reagiert auf Änderungen der Spannung V durch eine Impulsbreitenmodulation der Rechtecksteuerspannung 27, welche dem Regler für den Sperrschwinger 30 zugeführt wird.

Eine Regelung der Rücklaufimpulsspannung V und V erfolgt über die Veränderung des Tastverhältnisses des regelbaren Sperrschwingers 30 durch Veränderung des Sperrzeitpunktes t₂ für den steuerbaren Schalter S2. Der Sperrzeitpunkt für den Schalter S1 liegt in jedem Ablenkzyklus nahe dem Zeitpunkt t_Q fest, und zwar nach dem Beginn des Horizontalrücklaufintervalls.

In Fig. 2a liefern die Steuerwicklungen WB und WC der Spule L1 einen Mitkopplungsstrom für die Schaltertransistoren Q1 und Q2. Die Basisströme werden kapazitiv über Kondensatoren C2 und C3 gekoppelt, so daß die anfänglichen Anlaufbasisströme durch die Widerstände R2 und R8 nicht durch die Steuerwicklungen WB und WC kurzgeschlossen werden. Die Kondensatoren C2 und C3 liefern ferner negative Sperrspannungen, die zur Einleitung der Sperrvorspannung der Transistoren Q1 und Q2 benutzt werden. Dioden D3 und D4 bilden Entladungswege für die Kondensatoren C2 und C3.

Die Transistoren Q3 und Q4 steuern den Basisstromfluß in den Schaltertransistoren Q1 und Q2. Die relativen Lcitungsverhältnisse der Steuertransistoren Q3 und QA sind so aewählt, daß einer der Schaltertransistoren Q1 oder Q2 nicht leiten kann,

ehe der andere aufgehört hat zu leiten. Wenn die Spannung an den Schaltertransistoren Q1 oder Q2 ansteigt, dann wird der Steuertransistor Q3 oder Q4 durch seinen über den Widerstand R3 oder R9 der Spannungsteiler R3 bis R9 fließenden Basisstrom gesättigt und steuert den zugehörigen Schaltertransistor dadurch in den Sperrzustand.

Kurz vor dem Zeitpunkt t in Fig. 7, welcher dem Zeitpunkt

t₀, nämlich dem Beginn des HorizontalrücklaufIntervalls in Fig. 6 entspricht, befindet sich der Schaltertransistor Q1 in der Sättigung. Daher ist der Steuertransistor Q3 gesperrt, weil praktisch keine Spannung am Widerstand R5 entsteht. Der Steuertransistor Q4 ist jedoch gesättigt wegen des ihm durch den Widerstand R9 zugeführten Basisstroms und hält den Schaltertransistor Q2 im Sperrzustand. Die Spannung V_q2 am Schalter S2 und einem Parallelkondensator C4 hat die gleiche Größe wie die Eingangsspannung Vin.

Beginnt man beim Zeitpunkt t in Fig. 7, dann wird die Rück-

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laufimpulsspannung V über den Rücklauftransformator T1 zur Spule L1 gekoppelt, und an ihrer Steuerwicklung WB entsteht ein negativer Impuls, an ihrer Steuerwicklung WC dagegen ein positiver Impuls, wie die Kurvenformen in Fig. 8 zeigen. Den an den Wicklungen WB und WC entstehenden Rücklaufimpulsspannungen ist ein durch den Betrieb der Schalter S1 und S2 erzeugtes Schaltsignal überlagert. Die an der Steuerwicklung WB entstehende negative Impulsspannung, die zum Zeitpunkt t in Fig. 8 beginnt, läßt den nicht mit einem Punkt versehenen Anschluß der Steuerwicklung positiv werden und läßt den Steuertransistor Q3 leitend werden, so daß sich der Kondensator C2 entlädt und einen negativen Basisstrom im Schaltertransistor Q1 hervorruft, so daß dieser in den Sperrzustand überzugehen beginnt.

Vom Zeitpunkt t zum Zei_punkt t^ in Fig. 7 fließt der Strom i_T in der Hauptwicklung WA der Spule L1, der zuvor

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im Transistor Q1 geflossen ist, nun als ein Strom ±_c. in

den Spexcherkondensator C4 und entlädt den Kondensator damit, wie in den Fig. 7c und 7d gezeigt ist. Zum Zeitpunkt t, hat die Spannung am Kondensator C4 Null erreicht und wird durch die Diode D2 des Schalters S2 an Masse geklemmt.

Der Strom i_T fließt nun durch die Diode D2.

Die Kurvenform in Fig. 7b zeigt die langsame Abfallzeit der Schaltspannung ν_ς2 infolge der Entladung des Kondensators C4, und die Kurvenformen der Fig. 7c und 7d veranschaulichen, daß der gesamte Strom i_ während des Schaltintervalls

t bis t, der Schalter S1 und S2 in den Kondensator C4 fließt, a b

Der Kondensator C4 verhindert, daß die Schaltspannung V„2 sich unter der induktiven Strombelastung des Stroms i_x zu

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schnell ändert. Dadurch werden die Schalter S1 und S2 gegen Zerstörung durch den zweiten Durchbruch geschützt, und die Verlustleistung in den Schaltern S1 und S2 wird erheblich gesenkt.

Die langsame Anstiegs- und Abfallzeit von V₅₃ zeigt an, daß während der Schaltintervalle t bis t, und t bis t,- beide

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Schaltertransistoren Q1 und Q2 durch die Transistoren Q3 und Q4 gesperrt werden, die ihrerseits durch die in den Widerständen R3 und R9 fließenden Ströme gesteuert werden. Diese Anordnung verhindert das unerwünschte gleichzeitige Leiten der Transistoren Q1 und Q2, welches andernfalls auftreten würde wegen der gegenüber der Einschaltzeit längeren Abschaltzeit von Schalttransistoren.

Zum Zeitpunkt t in Fig. 7c wird der Spulenstrom i_T negativ.

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Nach dem Zeitpunkt t bis zum Zeitpunkt t fließt der negative Spulenstrom i_T als positiver Kollektorstrom in den in

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Durchlaßrichtung vorgespannten Schaltertransistor Q2. Wie Fig. 8 zeigt, ist zwischen den Zeitpunkten t bis t die Spannung an der Steuerwicklung WC positiv und sorgt somit für die notwendige Durchlaßvorspannung für den Schaltertransistor Q2.

Zu einem steuerbaren Zeitpunkt t in Fig, 7 schaltet die Steuerspannung 27 (Fig. 2a), die durch die Reglersteuerschaltung 26 nach Fig. 2a erzeugt worden ist, von einem niedrigen Wert auf einen hohen Wert um. Der positive Teil der Steuerspannung 27 wird über die Diode D7 dem Transistor Q4 zugeführt, um diesen einzuschalten. Bei leitendem Transistor Q4 wird eine durch den kondensator C3 erzeugte Sperrvorspannung dem Schaltertransistor Q2 nahe dem Zeitpunkt t in Fig. 7b zugeführt, um ihn zu sperren. Die Fig.

7c und 7d zeigen, daß der Strom i_L der Spule in den Kondensator C4 hineinfließt und den Kondensator auf eine positive Spannung am oberen Belag gegenüber dem unteren Belag auflädt. Zum Zeitpunkt t,- ist die Spannung am Kondensator C4 genausogroß wie die Eingangsspannung Vin und spannt die Diode D1 des Schalters S1 in Durchlaßrichtung vor. Vom Zeitpunkt t^ bis zum Beginn des nächsten Horizontalrücklaufintervalls t' leitet der Schalter S1 und verbindet den Eina

gangsanschluß 28 mit der Spule L1 der Resonanzschaltung 40, so daß ein Eingangsstrom i_Q vom Anschluß 28 zum Schalter S1 fließen kann, wie Fig, 7e zeigt.

Vom Zeitpunkt t_f bis zum Zeitpunkt tg, dem Nulldurchgang sowohl des Eingangsströmes i_fi als auch des Spulenstromes i_L führt die Diode D1 einen Rückstrom zurück zum Eingangsspannungsanschluß 28. Vom Zeitpunkt t zu einem Zeitpunkt t'

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führt der Schaltertransistor Q1 einen Durchlaßstrom vom Eingangsspannungsanschluß 28 zur Resonanzschaltung 40. Der Schaltertransistor Q1 ist zwischen den Zeitpunkten t bis t¹ durch den positiven Teil einer Spannung V_w„ leitend vorgespannt, die an der Wicklung WB der Spule L1 entsteht, wie Fig. 8 zeigt. Zum Zeitpunkt t¹ wiederholt sich die Betriebs-

abfolge des geregelten Sperrschwingers 30.

Die Spannung an der Hauptwicklung WÄ der Spule L1 gegenüber dem nicht mit einem Punkt versehenen Wicklungsanschluß ist gleich der Differenz zwischen der Schalterspannung V₅₂* die am Ausgangsanschluß 31 entsteht, und der Summe aus der

Rücklaufimpulsspannung V_w·, und der Spannung V_c5 am Kondensator C5 der Resonanzschaltung 40. Um sicherzustellen, daß sowohl an der Steuerwicklung WB als auch an der Steuerwicklung WC die richtigen Transistortreiberspannungen erzeugt werden, kann daher eine der Steuerwicklungen eine größere Windungszahl als die andere haben.

Eine Ausführungsform einer Reglersteuerschaltung 60 ist in Fig. 3 gezeigt. Eine Betriebsgleichspannung von +45 V für die Reglersteuerschaltung 26 wird durch Gleichrichtung der Rücklaufimpulse V erzeugt, die von einer Anzapfung der Rücklauftransformatorwicklung W1 (Fig. 2a) abgenommen werden. Eine Zenerdiode Z15 liefert eine Bezugsspannung V _f, die ebenfalls als geregelte Versorgungsspannung von 15V dient. Die Bezugsspannung V _f wird dem Emitter eines Vergleichstransistors Q5 zugeführt. Ein Teil der gleichgerichteten Rücklaufspannung V gelangt über Widerstände Ri4 und R18 zur Basis des Transistors. Durch den Vergleich wird eine Fehlerspannung V„ am Verbindungspunkt der widerstände R20 und R26 eines Spannungsteilers erzeugt, der an den Kollektor des Vergleichstransistors Q5 angeschlossen ist. Diese Fehlerspannung ist ein Maß für die Amplitudenabweichung des Horizontalrücklaufimpulses von der gewünschten Amplitude.

Die Fehlerspannung V_E wird der Basis eines Transistors Q6 eines Differenzverstärkers zugeführt, welcher die Transistoren Q6 und Q7 enthält. Die Basis des Transistors Q7 ist an einen eine Horizontalrampenspannung erzeugenden Kondensator C10 angeschlossen, der während jeder Horizontalhinlaufperiode über die Widerstände R23 und R16 aufgeladen wird. Die Horizontalrücklaufimpulsspannung V wird der Basis eines synchronisierenden Transistors Q8 zugeführt, welcher den Kondensator C8 während des RücklaufIntervalls entladen hält.

Die impulsbreitenmodulierte Steuerspannung 27 entsteht am Kollektor des Differenzverstärkertransistors Q6 und steuert

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über den Transistor Q4 (Fig. 2a) dien Leitungszustand des Schal ertransistors Q2 des regelbaren Sperrschwingers 30.

Eine Verschiebung der Pehlerspannuüg V„ führt zu einer Änderung der Leitungszeit des Differenzverstärkertransistors Q6 und damit zu einer Änderung des Tastverhältnisses des Schaltertransistors Q2 des Sperrschwingers 30. Bei einem Anwachsen der Amplitude der Rücklaufimpulsspannung V . w. e es durch die in Fig. 4a gestrichelt gezeichnete größere Amplitude veranschaulicht ist, beispielsweise infolge abnehmender Belastung durch die Lastschaltungen 32 nach Pig, 2b oder infolge eines Anwachsens der aus der Netzspannung abgeleiteten Eingangsspannung Vin nimmt die Fehle -spannung V_E ab, wie die gestrichelte Linie in Fig. 4b zeigt. Die vom Kondensator C10 erzeugte Horizontalrampenspannung V^ schneidet- die Fehlerspannung V_E früher und schaltet den Transistor Q6 früher ein, wie die gestrichelte Kurvenform in Fig. 4c andeutet. Durch das frühere Einschalten des Transistors Q6 wird der Schaltertransistor Q2 früher eingeschaltet, und die mittlere Spannung am Kondensator C5 sowie der mittlere Wert des durch die Diode D1 fließenden Rückstroms steigen damit an. Der steuerbare Schalter S1 wird somit früher innerhalb des Hinlaufintervalls leitend, wegen der höheren mittleren Spannung am Kondensator C5 wächst der Strom i_L jedoch langsamer bei abnehmender Belastung oder zunehmender Eingangsspannung Vin.

Die Steuerschaltung 26 erzeugt ein Steuersignal 27, die zu Beginn des Rücklaufs, wenn der Kondensator Q8 den Rampenkondensator C10 zu entladen beginnt, eine negativ gerichtete Flanke und unmittelbar nach dem Hinlaufende eine positiv gerichtete Flanke hat, wenn die Schaltungen 32 eine sehr geringe Belastung darstellen. Mit zunehmender Belastung verschiebt sich die positive Flanke auf die Hinlaufmitte zu, wo eine maximale Leistun^übertragung zwischen Primär- und Sekundärwxcklungen des Transformators T1 erreicht wird. Dies ist der Fall, wenn die Leitungszeit der Schalter S1 und S2 im wesentlichen gleich ist.

Sollte der Schalter S2 länger als der Schalter S1 leiten, dann wird der Betrieb des Sperrschwingers 30 unstabil. Daher sorgt die Reglerschaltung 26 für eine Bereichsbegrenzung, wenn die Lastschaltungen 32 übermäßigen Strom entnehmen.

Die Fehlerspannung V„ kann dann nicht weiter ansteigen, als

hi

es durch die Versorgungsspannung von 15V und die Wirkung des Spannungsteilers R20 und R26 bestimmt wird. Die Fehlerspannung V„ schneidet daher die Rampenspannung unmittelbar vor der Hinlaufmitte. Wegen des begrenzten Regelbereiches sinkt bei jeder übermäßigen Belastung die +45 V-Betriebsspannung. Diese Größenabsenkung wird über die Widerstände R14 und R19 auf die Basis eines Begrenzungstransistors Q9 gekoppelt, der in den Sättigungszustand gesteuert wird und einen zusätzlichen Ladestrom für den Rampenkondensator C10 liefert. Die strichpunktierte Kurve in Fig. 4b zeigt, daß die Rampen spannung V_,_1O nun viel schneller als im normalen Betrieb der Reglersteuerschaltung ansteigt, so daß der Differenzverstärkertransistor Q6 viel früher eingeschaltet wird, wie die strichpunktierte Kurve in Fig. 4c zeigt.

Die erheblich verkürzte Leitungszeit des Transistors Q6 führt zu einer ähnlich verkürzten Leitungszeit des Schaltertransistors Q2 und damit zu einer wesentlichen Verringerung der Gesamtleistungsübertragung von der ungeregelten Eingangsspannungsquelle zur Rücklaufresonanzschaltung 50,

Es war bereits gesagt worden, daß zur Aufrechterhaltung des Freilaufbetriebs des Sperrschwingers 30 während des Anlaufens und bei Kurzschlüssen die Steuerwicklungen WB und WC der Spule L1 regenerative Durchlaßvorspannungen an die Basen der Schaltertransistoren Q1 und Q2 liefern. Die Fig. 5a und 5b zeigen das Schaltsignal V„2 und den Strom i im Freilaufbetrieb. Unmittelbar vor dem Zeitpunkt T₁ in den Fig. 5a und 5b ist die nicht gezeigte Steuerwicklungsspannung V_WR positiv und sorgt für die Durchlaßvorspannung, welche notwendig ist, um den Schaltertransistor Q1 leitend zu halten. Die andere Steuerwicklungsspannung V„_c, die ebenfalls nicht dargestellt ist, ist negativ und hält den Schaltertransistcr Q2 im Sperrzustand.

Zwischen den Zeitpunkten T₁ bis T^ ist die Steuerspannung V„_B negativ und die Steuerspannung V_wc positiv, so daß der Schaltertransistor Q2 gesperrt ist. Zwischen T. und T₂ fließt der Spulenstrom i_r zuerst im Kondensator C4 und dann in der Diode C2, und zwischen T₂ und T₃ fließt der Spulenstrom i_T im Schaltertrans j stör Q2.

Zwischen den Zeitpunkten T-, bis T* ist die Steuerspannung V_WB positiv und die Steuerspannung V_wc negativ, so daß der Schaltertransistor Q1 leitend vorgespannt ist und der Schaltertransistor Q2 gesperrt ist. Zwischen T-, und T. fließt der Spulenstrom i_T zunächst im Kondensator C4 und dann in der

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Diode D1, und zwischen T₄ und TJ fließt der Strom im Schaltertransistor Q1. Die Freilaufbetriebsfolge wiederholt sich zum Zeitpunkt T'.

Im synchronisierten Zustand wird der Schalter S1 nur beim Auftreten der Rücklaufimpulsspannung gesperrt, und der Schalter S2 wird nur beim Auftreten der positiven Flanke der Steuerspannung 27 gesperrt. Daher müssen die Leitungszeiten für die Schalter S1 und S2 im Freilaufbetrieb gleich oder länger als das Horizontalhinlaufinterval1 sein, damit im Synchronbetrieb ein fehlerhaftes Schalten verhindert wird.

Es wurde bereits gesagt, daß beim anfänglichen Schließen des Netzschalters 23 der Sperrschwinger 30 frei zu schwingen beginnt. Während der Leitungszeit des Schaltertransistors Q1 wird Energie zur Resonanzrücklaufschaltung 50 übertragen, und dann beginnt sie mit der Horizontalrücklauffrequenz zu schwingen. Die Schwingspannung in der Rücklaufschaltung wird durch das gleichzeitige Leiten der Dämpfungsdiode D^ und der durch die Basis-Kollektor-Strecke des Horizontalausgangstransistors Q10 gebildete Diode auf Masse geklemmt. Diese Klemmwirkung führt zum Aufladen der Kondensatoren C12 und C14 und der Speicherung von Energie in diesen Kondensatoren.

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Wenn das Anlaufintervall zu Ende geht, wächst die Größe der Schwingspannung in der Resonanzrücklaufschaltung 50. Die Schwingspannung wird über die Anzapfung der Rücklauftransformatorwicklung W1 auf die ReglerSteuerschaltung 26 transformatorgekoppelt und durch die Diode D8 (Fig. 3) gleichgerichtet. Die Schwingspannung wird auch über die Rücklauftransformatorwicklung W4 und die Gleichrichterdiode D17 auf die +25 V-Leitung gekoppelt. Wenn die Spannungen auf den Leitungen für die Spannungen +45 V und +25 V um etwa ein Drittel ihrer normalen Betriebswerte anwachsen, dann beginnen der Horizontaloszillator 34 und die Schaltung 36 zu arbeiten und erzeugen horizontalfrequente Schaltsignale für den Horizontalausgangstransistor Q10 des Ablenkgenerators 60 und Steuerimpulse für den Schaltertransistor Q2 des Sperrschwingers 30.

Die Fig. 9 bis 12 zeigen ausgewählte Spannungs- und Stromformen für die geregelte Ablenkschaltung nach den Fig. 2a und 2b bei ausgewählten aufeinanderfolgenden Zeitpunkten während des AnlaufIntervalls von dem Augenblick an, wo die Eingangsspannung Vin 50% ihres normalen Betriebswertes in Fig. 9 erreicht hat, bis zu dem Zeitpunkt, wo die Eingangsspannung 100% ihres normalen Wertes in Fig. 12 erreicht hat.

Wenn die Eingangsspannung Vin kleiner als 50% ihres Normalwertes ist, dann wird der Freilaufbetrieb des Sperrschwingers 30 nicht durch Schwingungen der Rücklaufresonanzschaltung 50 beeinflußt. Bei 50% des Normalwertes der Spannung Vin ermöglicht die Schwingspannung der Rücklaufschaltung, daß die Sperrzeit des Reglerschaltertransistors Q1 mit dem zweiten Schwingspannungsimpuls synchronisiert wird, wie Fig. 9c zeigt, so daß der Sperrschwinger mit einer höheren als seiner Freilauf- oder Kurzschlußfrequenz schwingt.

Bei etwa 55% der Nominaleingangsspannung Vin ist der Sperrschwinger 30 voll mit der Horizontalablenkung synchronisiert, wie die Fig. 10a und 10c erkennen lassen. Wegen der noch niedrigen Eingangsspannung Vin kann noch nicht genug Leistung

von der Resonanzschaltung 40 zur Rücklaufresonanzschaltung 50 und den Lastschaltungen 32 übertragen werden. Da die Rücklaufimpulsspannung V mit niedriger Amplitude erzeugt wird, arbeitet die Reglersteuerschaltung 26 in einem Teilüberlastbetrieb, wobei der Steuertransistor Q9 für die Leistungsbegrenzung (Fig. 3) gesättigt ist. Bei gesättigtem Transistor Q9 entsteht eine steil ansteigende synchronisierende Rampenspannung V_r1n (siehe Fig. 1Od), und der Schaltertransistor Q2 wird früh gesperrt.

Bei 60% des Nominalwertes der Spannung Vin wird der Steuertransistor Q9 für die Leistungsbegrenzung gesperrt, wie durch die flache ansteigende Rampenspannung V_c-_O in Fig. 11d veranschaulicht ist. Die Rücklaufimpulsspannung V ist bis nahe ihrem Nominalwert angestiegen, wie Fig. 11a zeigt. Die übertragene Leistung liegt nahe beim Maximum, was durch die etwa gleichen Leitungszeiten der Schaltertransistoren Q1 und Q2 ersichtlich ist, wie durch das Tastverhältnis von nahezu 50% der Spannung ν_ς2 iⁿ Fig. 11c veranschaulicht ist.

Der Nominalwert oder 100% der Eingangsspannung Vin ist in Fig. 12 für eine Netzeingangsleistung von 60 Watt beispielsweise gezeigt. Im Gegensatz zum Fall der Fig. 9 und 11 liegt die Fehlerspannung in Fig. 12d unter 100% der Eingangsspannung Vin, so daß der Schaltertransistor Q1 länger und der Schaltertransistor Q2,kürzer leitet.

Es wurde bereits gesagt, daß während des Anlaufens eine Schwingspannung durch die Rücklaufresonanzschaltung 50 erzeugt wird. Während dieses Intervalls kann der Horizontalausgangstransistor Q10 beschädigt werden, wenn er zu einem Zeitpunkt in die Sättigung gesteuert wird, wo die Schwingspannung an seinem Kollektor erscheint. Um einen solchen Fall auszuschließen, ist die Rücklauftransformatorwicklung W3 über einen Widerstand F—5 und eine Diode D16 mit der Basis des Horizontaltreibertransistors Q11 verbunden. Jegliche positive Spannung an der Wicklung W3, etwa während der

Schwingungen beim Anlaufen, spannt den Horizontaltreibertransistor Q11 in die Sättigung vor und hält den Horizontalausgangstransistor Q1O im Sperrzustand. Die Wicklung W3, der Widerstand R35 und die Diode D16 schützen auch den Horizontalausgangstransistor Q1O während Fehlerzuständen, wie etwa bei Funktionsfehlern des Horizontaloszillators und Bildröhrenüberschlägen.

Fig. 13 zeigt eine weitere Ausführungsform der Reglerschaltung 26 unter Verwendung einer integrierten Vierfachvergleichsschaltung U1A bis U1D, wie etwa der RCA-Type CA339 der RCA Corporation, Somerville, New Jersey, USA. Ein Unterschied zwischen den Reglersteuerschaltungen der Fig. 3 und 13 besteht darin, daß die Schaltung nach Fig. 3 auf Änderungen der Spitzenamplitude der Rücklaufimpulsspannung V anspricht, während die Schaltung nach Fig. 13 auf die mittlere Rücklaufspannungsamplitude reagiert.

Die Reglersteuerschaltung 26 nach Fig. 13 arbeitet folgendermaßen. Horizontalrücklaufimpulse gemäß Fig. 14a werden über eine Diode D3 mit Widerständen R2 bis R6 und einem Kondensator C2 integriert. Am Kondensator C2 erscheint eine Fehlerrampenspannung 81, die mit einem Bezugsspannungspegel VrEF in einer Fehlerspannungsverstärkervergleichsschaltung U1A verglichen wird. Die Bezugsspannung V_REF wird durch Integration mit Hilfe eines Widerstandes R8 und eines Kondensators C4 aus einer Bezugsrampenspannung 83 abgeleitet, die von einem Widerstand R7, einem Kondensator C3 und einer Rampenschaltervergleichsschaltung UIB unter Entladung des Kondensators C3 erzeugt wird.

Fig. 14b zeigt Signalformen an den Anschlüssen 6 und 7 des Fehlerspannungsverstärkers U1A für hohe und niedrige Belastung des Rücklauf transformator T1 nach den Fig. 2a und 2b. Fig. 14c zeigt den Ausgangsimpuls am Anschluß 1 des Verstärkers U1A sowohl für hohe als auch niedrige Belastung.

Durch Integration der Ausgangsimpulse des Fehlerspannungsverstärkers U1A mit Hilfe des Widerstandes R12 und des Kondensators C6 erhält man eine verstärkte Fehlerspannung V , die dann mit der Bezugsrampenspannung 83 in einer Ausgangsimpulsgeneratorvergleichsschaltung U1C gemäß Fig. 14d verglichen wird. Aufgrund dieses Vergleichs wird ein impulsbreitenmodulierter Steuerimpuls 27' (Fig. 13) oder ein Impuls 27 (Fig. 2a) zur Steuerung des Leitens des Schaltertransistors Q2 abgeleitet.

Zur Vermeidung eines unstabilen Betriebs des Sperrschwingers 30 sorgt die Reglersteuerschaltung 26 nach Fig. 13 für eine Regelbereichsbegrenzung, so daß das Auftreten der positiven Flanke des Steuerimpulses 27' nicht über die Mitte des Hinlaufintervalls des Horizontalablenkzyklus hinaus verzögert werden kann. Die Vergleichsschaltung U1D nach Fig. 13 sorgt für diese Begrenzung. Sie vergleicht die Fehlerrampenspannung 81 mit der verstärkten Fehlerspannung V„. Im normalen Betrieb liegt der Bereich der verstärkten Fehlerspannungen V„ unterhalb des Bereichs der Fehlerrampenspannungen 81, wie Fig. 14b zeigt, so daß die Vergleichsschaltung U1D über diesen gesamten Bereich in einem Sperrzustand ist.

Bei Überlastung, wo die RücklaufimpulsSpannungen V und V eine wesentlich herabgesetzte Amplitude haben, aber noch vorhanden sind, schneidet die Fehlerrampenspannung 82 noch den Bezugsspannungspegel V_REF, wie Fig. 15b zeigt. Hätte* man jedoch die bereichsbegrenzende Vergleichsschaltung nicht in die Schaltung nach Fig. 13 eingesetzt, dann würde der am Anschluß 1 des Fehlerspannungsverstärkers UTA entstehende Ausgangsimpuls die in Fig. 15c gestrichelte Form haben. Dieser Impuls würde über eine relativ lange Dauer innerhalb eines Ablenkzyklus einen hohen Zustand aufweisen und eine relativ große Fehlerspannung V'* hervorrufen. 35

Der aus Fig. 15d ersichtliche Vergleich des Ausgangsspannungsgenerators U1C zwischen der Spannung V_E1 und der Bezugsrampen-

Spannung 83 würde zu dem in Fig. 15e gestrichelt gezeigten Steuerimpuls 27' führen. Die positive Flanke des gestrichelten Impulses 27' würde über die Mitte des Horizontalhinlaufs hinaus verzögert werden, so daß übermäßig viel Leistung zur Rücklaufresonanzschaltung 50 und den Lastschaltungen 32 (Fig. 2b) während eines Überlastungszustandes übertragen werden würde.

Um das Auftreten eines solchen Falles zu verhindern, wird die Fehlerspannung V„ dem negativen Eingangsanschluß des Bereichsbegrenzers U1D zugeführt, während die Fehlerrampenspannung 81 seinem positiven Eingang zugeführt wird. Bei einer überlastung hat die Fehlerspannung eine ausreichende Amplitude VU..¹ (Fig. 15b), um die Fehlerrampenspannung 81 zu schneiden, so daß am Anschluß 14 von U1D ein niedriger Ausgangspegel erscheint, wenn die Fehlerspannung V_.' über

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der Fehlerrampenspannung 81 liegt.

Die Ausgangssignale von U1A und U1D werden logisch kombiniert zu der ausgezogenen Impulsspannung in Fig. 15c. Diese Spannung hat einen Mittelwert V₁', der wesentlich kleiner als der Mittelwert V₁ des gestrichelten Impulses nach Fig. 14c ist, und auf diese Weise entsteht die bereits erwähnte niedrigere Größe V_E1' der Fehlerspannung.

Wenn die niedrigere Fehlerspannung V_ß1' mit der Bezugsrampenspannung 83 verglichen wird (Fig. 15d), dann entsteht der ausgezogene Steuerimpuls 27' nach Fig. 15e, dessen positive Flanke gerade vor der Hinlaufmitte auftritt, wie es sein soll, um den Regelbereich bei überlastzustand zu begrenzen. Ein noch weiteres Anwachsen der Belastung führt zu einer längeren Dauer des niedrigen Zustandes des Spannungsimpulses am Anschluß 1 von U1A. Damit wird die positive Flanke des Impulses 27' weiter zurück in Richtung zum Beginn des HinlaufIntervalls verschoben.

Durch Verbindung des Anschlusses 7 des Fehlerspannungsver-

stärkers U1A mit dem Anschluß 8 des Bereichsbegrenzers U1D über einen Widerstand R9 wird für eine leichte Hysterese im Betrieb des Bereichsbegrenzers U1D gesorgt: Dadurch wird der Betrieb des Bereichsbegrenzers U1D stabilisiert.

Wenn die Rücklaufimpulsspannungen V und V zusammenbrechen, wie es bei einem Kurzschluß oder bei sehr starker überlastung oder beim Abschalten des Fernsehempfängers durch Öffnen des Netzschalters 23 (Fig. 2a) der Fall sein kann, dann leitet eine Begrenzungsdiode D4 in der Schaltung nach Fig. 13, um den Pegel der integrierten Bezugsspannüng ^V _REF rasch abzusenken: Dadurch wird der Fernsehempfänger gegen Spannungsüberschwingungsbeanspruchungen geschützt.

Die Verstärkung des Fehlerspannungsverstärkers U1A hängt von der Amplitude der Fehlerrampenspannung 81 ab: Je niedriger die Amplitude ist, desto höher ist die Verstärkung. Der einstellbare Widerstand R5 verschiebt den Gleichspannungspegel der Fehlerrampenspannung 81 und erlaubt damit eine Einstellung der Amplitude der Rücklaufimpulsspannung

Nachfolgend sei ein Beispiel für die Bemessung der magnetischen Bauteile für die Schaltung nach den Fig. 2a und 2b angeführt:

L1: Kern, Philips U-U 25/20/13, Material 3 C 8 oder ähnlich; Luftspalt 1 mm pro Magnetkern;
WA 168 Windungen, 3 mH;
WB 7 Windungen;
WC 10 Windungen;
alle Windungen Kupferdraht von 0,6 mm Durchmesser

T1: Kern, Siemens U 47, Material N 27 oder ähnlich; Luftspalt .0,1 mm pro .lagnetkern; 10 VoIt/Windung;

W1 120 Windungen, Anzapfung bei 6 Windungen; W2 92 Windungen;

W3 6 Windungen; W4 21 Windungen; alle Windungen Kupferdraht von 0,5 mm Durchmesser

Isolation zwischen Primär- und Sekundärwicklung: 4000 Volt

Claims

PATENTANWÄLTE "* DR. DIETER V. BEZOLD DIPL. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER

MAR1A-THERESIA-STRASSE 22 POSTFACH 86 02 60

D-8OOO MUENCHEN 86

RCA 76492A Sch/Vu

Brit. Anm. Nr. 8104750

vom 16. Februar 1981

ZUGELASSEN BEIM EUROPAISCHEN PATENTAMT

EUROPEAN PATENT ATTORNEYS

MANDATAIRES en brevets europfxns

TELFFON 089/4 70 60 06 TELEX 522 630 TELEGRAMM SOMBUZ

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentanspruch

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Regler für eine Ablenkschaltung mit einer Ablenkwicklung und einem zur Erzeugung eines Ablenkstromes in der Ablenkwicklung während eines Ablenkzyklus mit der Ablenkwicklung gekoppelten Ablenkgenerator, der eine mit der Ablenkwicklung zur Bildung einer Resonanzrücklaufschaltung gekoppelte Kapazität enthält, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Resonanzschaltung (L1,C5) mit dem Ablenkgenerator (60) gekoppelt ist,und daß ein Schalter (S1,S2) vorgesehen ist, der von einem ersten Zustand, in welchem die zweite Resonanzschaltung (L1,C5) mit einer EingangsspannungsqueHe (24) gekoppelt ist, in einen zweiten Zustand, in welchem die zweite Resonanzschaltung (L1,C5) mit der Resonanzrücklaufschaltung (50) zur Energieübertragung zu dieser gekoppelt ist, umschaltbar ist, derart, daß über den Schaltzeitpunkt die von der Eingangsspannungsquelle (24) zum Ablenkgenerator (60) übertragene Energiemenge regelbar ist.

POSTSCHECK MÖNCHEN NR. 691 48-8O0

BANKKONTO HYPOBANi MÖNCHEN (BLZ 700 200 40) KTO. 6O 60 257 378 SWIFT HYPO DE MM