DE3205381A1 - Gegentaktstromversorgungsschaltung fuer einen fernsehempfaenger - Google Patents
Gegentaktstromversorgungsschaltung fuer einen fernsehempfaengerInfo
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Description
RCA 764 92A Sch/Vu
Brit. Anm. Nr. 8104750
vom 16. Februar 1981
Brit. Anm. Nr. 8104750
vom 16. Februar 1981
RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)
Gegentaktstromversorgungsschaltung für einen
Die Erfindung bezieht sich auf geregelte Ablenkschaltungen
für Fernsehwiedergabesysteme. Bekannte Fernsehempfänger mit
Netztrennung lassen eine Vielzahl von Stromversorgungsschaltungen erkennen. Bei einer Art kann ein 50 oder 60 Hz-Netztransformator
zum Zwecke der elektrischen Isolierung verwendet werden. Dieser Netztransformator ist jedoch relativ
schwer und umfangreich. Das von ihm erzeugte Streufeld
kann bei einem Farbfernsehempfänger zu Farbreinheitsfehlern
(infolge mangelnder Übereinstimmung der Farbauszugsbilder) führen. Weil der Netztransformator lediglich eine elektrische
Isolation bewirkt, kann eine zusätzliche Spannungsregelschaltung notwendig sein.
Bei Fernsehempfängern mit großem Bildschirm verwendet man
häufig eine geschaltete Stromversorgungsschaltung, jedoch ist eine solche relativ teuer und erfordert Spezialbauelemente
wie einen Schalttransformator, Schalttransistoren und Gleichrichterdioden. Die Steuerschaltung kann einen überlast-
und Kurzschlußschutz enthalten und daher kompliziert und
schwierig reparierbar sein und zu einer größeren Fehleranfälligkeit
neigen. Benutzt man den Hochspannungs- oder Rücklauftransformator
zur Netzisolation in einer synchron geschalteten Stromversorgungsquelle, dann kann eine komplizierte
Steuerschaltung und außerdem eine getrennte Stromversorgungsquelle für das Anlaufen des Fernsehempfängers notwendig
sein.
Ein Merkmal der Erfindung besteht in einer geschalteten Stromversorgungsquelle ohne Spezialbauelemente und mit einer
vereinfachten Steuerschaltung. Die Stromversorgungsschaltung ist von Haus aus überlastungs- und kurzscblußsicher
und benötigt keinen separaten Anlauftransformator.
Mit einer Ablenkwicklung ist zur Erzeugung eines Ablenkstromes
während eines Ablenkzyklus ein Ablenkgenerator gekoppelt, der eine zur Bildung einer Rücklaufresonanzschaltung mit
der Ablenkwicklung gekoppelte Rücklaufkapazität hat, damit während eines Rücklaufintervalls des Ablenkzyklus eine Rücklaufimpulsspannung
erzeugt wird. Eine zweite Resonanzschaltung mit einer Induktivität ist mit der Rücklaufresonanzschaltung
gekoppelt, so daß ein Energieaustausch zwischen den Resonanzschaltungen erfolgen kann. Mit der zweiten Resonanzschaltung
und einer Energiequelle ist eine Schalteran-Ordnung gekoppelt, die unter Steuerung durch ein ablenkfrequentes
Schaltsignal eine steuerbare Energiemenge von der Quelle in der zweiten Resonanzschaltung speichert.
Gemäß einem erfindungsgemäßen Gesichtspunkt bildet die Schalteranordnung
mit der zweiten Resonanzschaltung eine selbstschwingende Anordnung zur Erzeugung freilaufender Schwingungen
bei Fehlen des ablenkfrequenten Schaltsignals. Eine solche Anordnung erlaubt einen niedrigen Anlaufstrom und
sorgt für eine Begrenzung der Energieübertragung bei Kurz-Schlüssen.
Gemäß einem anderen erfindungsgemäßen Gesichtspunkt enthält
die Schalteranordnung einen ersten und einen zweiten steuerbaren Schalter, die mit der zweiten Resonanzschaltung gekoppelt
sind. Jeder Schalter wird leitend, nachdem der andere Schalter gesperrt worden ist. Wenn der erste Schalter leitet,
koppelt er die Energiequelle an die zweite Resonanzschaltung, um einen Energieaustausch dazwischen zu ermöglichen. Wenn
der erste Schalter gesperrt ist, entkoppelt er die Quelle von der zweiten Resonanzschaltung. Wenn der zweite Schalter leitet,
ermöglicht er' eine Energieübertragung zwischen der zweiten Resonanzschaltung und der Resonanzrücklaufschaltung.
In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:
Fig. 1a und 1b in vereinfachter Form zwei Ausführungsformen
einer geregelten Ablenkschaltung gemäß der Erfindung; Fig. 2a und 2b detailliertere Ausführungsformen einer geregelten
Ablenkschaltung nach der Erfindung; Fig. 3 eine Ausführungsform einer Reglersteuerschaltung
für die in den Fig. 2a und 2b dargestellte Schaltung ;
Fig. 4 Schwingungsformen zur Erläuterung des Betriebes der Reglersteuerschaltung nach Fig. 3;
Fig. 4 Schwingungsformen zur Erläuterung des Betriebes der Reglersteuerschaltung nach Fig. 3;
Fig. 5 bis 12 Schwingungsformen zur Erläuterung des Betriebs der Schaltungen nach den Fig. 1a, 1b, 2a
und 2b;
Fig. 13 eine weitere Ausführungsform einer Reglersteuerschaltung für die in den Fig. 2a und 2b dargestellte
Schaltung; und
Fig. 14 und 15 Schwingungsformen zur Erläuterung der Betriebsweise
der Schaltung nach Fig. 13.
In den Figuren sind die Spannungspfeile zwischen zwei Anschlüssen
so gewählt, daß der negative Anschluß sich als Bezugsanschluß am Pfeilende befindet.
Die Fig. 1a und 1b veranschaulichen in einem vereinfachten
Schaltbild eine geregelte Ablenkschaltung und eine Stromversorgungsschaltung gemäß der Erfindung für einen Fernsehempfänger.
Bei der Ausführungsform nach Fig. 1a ist keine
Leitungstrennung von dem Wechselspannungsnetz vorgesehen, die Schaltung nach Fig. 1b hat dagegen eine Netztrennung.
Die Schalter S1 und S2 bilden mit einer Spule L1 und einem Kondensator C5 einen Sperrschwinger 30. Die beiden Schalter
leiten abwechselnd unter Steuerung durch ein in den Fig. 1a und 1b nicht dargestelltes Mitkopplungssignal, das
von einer an der Spule L1 entstehenden Spannung abgeleitet wird und einer Reglersteuerschaltung 26 zugeführt wird. In
den Fig. 1a und 1b sind der Netzgleichrichter 24 mit seinem Filterkondensator C1, die Horizontalablenkschaltung 60 und
der Rücklauftransformator Ti gezeigt. Nicht gezeigt sind dagegen in den Fig. 1a und Tb die verschiedenen Lastschaltungen
des Fernsehempfängers, die an die Wicklungen des Rücklauftransformators
angeschlossen sind.
Zur Beschreibung des freilaufenden Betriebs des Sperrschwingers 30 beispielsweise nach Fig. 1a sei angenommen,
daß der Horizontalhinlaufschalter 35 der Horizontalablenkschaltung
60 nach Masse kurzgeschlossen ist. Der Sperrschwinger 30 schwingt frei mit einer durch die Werte der
Spule L1 und des Kondensators C5 bestimmten Frequenz. Diese Frequenz kann halb so groß wie die Horizontalablenkfrequenz
f„ oder noch niedriger gewählt werden. Die Frei-'lauffrequenz
wird deshalb niedriger als die Horizontalablenkfrequenz gewählt, damit der Sperrschwinger bei der Erzeugung
des Horizontalablenkstroms gut synchronisierbar ist, wenn er mit der Ablenkung synchron arbeitet. Wählt man
jedoch die Freilauffrequenz zu niedrig, dann entstehen im Freilaufbetrieb unnötig hohe Spitzenströme in der Spule L1.
Die Bemessung des L/C-Veil.ältnisses der Spule L1 und des
Kondensators C5 bestimmt den Spitzeneingangsstrom oder Spulenstrom i_, der im Freilaufbetrieb fließt, und bestimmt
damit die maximal verbrauchbare Leistung. Der Freilaufbetrieb tritt auch im Falle eines Lastkurzschlusses.an einer
der Wicklungen des Rücklauftransformators T1 auf.
Die Schaltspannung V„„ über dem Schalter S2 und der im
Freilaufbetrieb fließende Spulenstrom X1 sind in den Figuren
5a und 5b gezeigt. Die Form der Schaltspannung am Schalter S1, die nicht dargestellt ist, liegt in 180° Gegenphase
zu der Kurvenform nach Fig. 5a. Der größte Teil der durch die beiden Schalter fließenden Leistung ist Blindleistung,
und daher ist der wirkliche Leistungsverbrauch sehr niedrig: Er ist gleich den Verlusten in den Schaltern S1 und
S2 und in den Widerstandskomponenten der Spule L1 und des Kondensators C5.
Zur Beschreibung des synchronisierten Oszillatorbetriebs sei angenommen, daß der Horizontalausgangstransistor Q10
nach Fig. 1a horizontalfrequent geschaltet wird und einen Ablenkstrom in der Horizontalablenkwicklung L„ erzeugt,
ti und daß eine Rücklaufimpulsspannung V , die in Fig. 6a gezeigt
ist, am Kollektor des Ausgangstransistors Q10 erzeugt wird. Zum Zeitpunkt t2 innerhalb des Horizontalhinlaufintervalls
(Fig. 6a bis 6c) bis zum späteren Zeitpunkt t», dem Beginn des nächsten Horizontalrücklaufintervalls,
ist der Schalter S2 offen und der Schalter S1 geschlossen. Der Spulenstrom iT fließt durch den Schalter S1, die Spule
L1 , den Kondensator C5 und den Hinlaufschalter 35 nach Masse.
Zum Zeitpunkt t_ ist in der Spule L1 die Energie
2
I ..L/2 gespeichert, wobei L die Induktivität der Spule L1 und I . der zum Zeitpunkt t„ in der Spule L1 fließende Spitzenstrom ist.
I ..L/2 gespeichert, wobei L die Induktivität der Spule L1 und I . der zum Zeitpunkt t„ in der Spule L1 fließende Spitzenstrom ist.
Zum Zeitpunkt t_ (Fig. 6a-6c) wird der Horizontalausgangstransistor
Q10 leitend. Die erzeugte Rücklaufimpulsspannung V wird der Reglersteuerschaltung 26 über eine Signalleitung
s zur Synchronisierung des Leitendwerdens des Schalters S1 und zum Schließen des Schalters S2 zu Beginn des
Horizorntalrücklaufs zugeführt. Bei zwischen den Zeiten t_
bis t2 geschlossenem Schalter S2 ist der Stromweg für den
Spulenstrom iL nun mit der Rücklaufresonanzschaltung 50 verbunden,
welche den Rücklaufkondensator CR, den S-Formungskondensator
C„ und die Horizontalablenkwicklung L„ aufweist.
ο ti
Daher wird die zum Zeitpunkt tQ in der Spule L1 gespeicherte
Energie schnell in die Rücklaufresonanzschaltung 50 übertragen, wie dies durch den schnell absinkenden Strom iT
nach dem Zeitpunkt t- in Fig. 6c veranschaulicht ist. Der
Strom iL sinkt schnell ab, und wenn er den Wert Null erreicht,
ist die gesamte in der Spule L1 gespeicherte Energie übertragen worden. Anschließend an den Nulldurchgangsaugenblick
des Spulenstroms iT während des Rücklaufs kehrt ein
kleiner Teil der übertragenen Energie zur Spule L1 zurück, wie durch den negativen Strom iT vor dem Zeitpunkt t., ange-
JLj t
deutet ist. Zum Zeitpunkt t.. , dem Ende des Horizontalrücklaufintervalls,
werden die Dämpfungsdiode D, und die Basis-Kollektor-Strecke des Ausgangstransistors Q10 in Durchlaßrichtung
vorgespannt, so daß der Kondensator C5 an Masse gekoppelt wird. Die während jedes Horizontaiablenkzyklus übertragene
Energie stellt praktisch die Differenz zwischen den in der Spule L1 zu den Zeitpunkten tQ und t.. gespeicherten
Energiebeträgen dar.
Zwischen den Zeitpunkten t.. und t2 kreist der Strom i, durch
den Schalter S2, die Spule L1, den Kondensator C5 und den
nun geschlossenen Hinlaufschalter 35. Während dieses Intervalls entlädt sich die im Kondensator C5 gespeicherte Energie
zurück in die Spule L1. Zum Zeitpunkt t~ öffnet die
Reglersteuerschaltung 26 den Schalter S2 und schließt den Schalter S1. Die in der Spule L1 gespeicherte Energie wird
nun bis zum Nulldurchgangsaugenblick t3 des Spulenstroms iL
in den Hauptfilterkondensator C1 zurückübertragen. Vom Zeitpunkt
t-, bis zum 3eginn des nächsten Rücklaufintervalls wird
wieder Energie in der Sp -.Ie L1 für die nachfolgende Übertragung
zur Rücklaufresonanzschaltung 50 und zu den mit den
verschiedenen Wicklungen des Rücklauftransformators T1 gekoppelten
Lastschaltungen gespeichert.
Die Schwingungsformen im rechten Teil der Fig. 6a bis 6c
gelten für einen ablenksynchronen Betrieb des Sperrschwingers 30 bei geringer Belastung durch die mit den verschiedenen
Wicklungen des Rücklauftransformators T1 gekoppelten Lastschaltungen im Vergleich zu den durch die linken Schwingungsformen
veranschaulichten Belastungsfällen. Die Regelwirkung besteht in einer Konstanthaltung der Spitzenamplitude
des Rücklaufimpulses V . Bei der niedrigeren Belastung ist im Gegensatz zum vorhin beschriebenen Fall mehr Energie
in die Spule L1 am Ende des HorizontalrücklaufIntervalls
zum Zeitpunkt ti zurückübertragen worden, und es ist auch mehr Energie zum Netzfilterkondensator C1 vom Zeitpunkt
ti aus übertragen worden wegen des niedrigeren Leistungsverbrauchs
durch die Lastschaltungen des Fernsehempfängers.
Es sei darauf hingewiesen, daß die in der Spule L1 zum Zeitpunkt tfi für den Fall der linken Schwingungsformen in
den Fig. 6a bis 6c und zum Zeitpunkt t„ in den rechten Schwingungsformen gespeicherten Energien praktisch unabhängig
vom Ausmaß der Belastung im wesentlichen gleich sind. Der Spitzenwert der gespeicherten Energie hängt nun von der
gleichgerichteten Netzspannungsamplitude ab. Die dann vom Sperrschwinger 30 übertragbare Maximalleistung ist daher begrenzt.
Bei maximaler Belastung oder im Kurzschüußbetrieb
ist die mittlere Spannung am Kondensator C5 etwa halb so groß wie die Amplitude der Eingangsspannung Vin. Mit abnehmender
Last steigt die mittlere Spannung am Kondensator C5.
Der Betrieb der Schaltung nach Fig. Ib ist ähnlich, wie es
für Fig. 1a beschrieben worden ist, weil die beiden Schaltungen elektrisch im wesentlichen äquivalent sind wegen
der engen Kopplung zwischen den Wicklungen WT und W2 des Transformators T1 in Fig. 1b. An einer Windung W6 des Rücklauftransformators
T1 entsteht die Rücklaufimpulsspannung, welche der Reglersteuerschaltung 26 über die Signalleitung
s zugeführt wird.
Die Fig. 2a und 2b zeigen in detaillierter Form eine geregelte Ablenkschaltung für einen Fernsehempfänger nach der Erfindung.
Eine Netzwechselspannung von 220 V und 50 Hz wird über Anschlüsse 21 und 22 zugeführt und durch einen GIeichrichter
24 vollweggleichgerichtet und durch einen Kondensator C gesiebt, so daß eine ungeregelte Eingangsgleichspannung
Vin von beispielsweise 290 V am Anschluß 28 verfügbar ist. Zwischen den Anschluß 21 und einen Eingangsanschluß
des Brückengleichrichters 24 ist ein Netzschalter 23 eingefügt. Der Stromrückführungsanschluß des Brückengleichrichters
liegt an Erde oder Masse 25 und ist nicht von den Netzanschlüssen 21 und 22 isoliert. Zwischen dem Ausgangsanschluß des Brückengleichrichters 24 und dem Eingangsanschluß
28 liegt ein Strombegrenzungswiderstand R1.
Die ungeregelte Eingangsspannung Vin wird einem Sperrschwinger
30 zugeführt, der eine Schalteranordnung aus steuerbaren Schaltern S1 und S2, die im Gegentakt mit einer Resonanzschaltung
40 gekoppelt sind, aufweist. Die Resonanzschaltung 40 wird durch die Hauptwicklung WA einer Spule L1 und
einen Kondensator C5 gebildet. Der Schalter S1 weist einen
Transistor Q1 und eine Dämpfungsdiode D1 auf, die zwischen Kollektor und Emitter des Transistors geschaltet ist. Der
Schalter S2 enthält einen Transistor Q2 und eine zwischen dessen Kollektor und Emitter geschaltete Dämpfungsdiode D2.
Die HauptStromstrecken der Schalter S1 und S2 sind daher
in beiden Richtungen leitend und in Reihe über die Eingangsspannungsquelle zwischen den Anschluß 28 und Erde 25 geschaltet.
Die Hauptstromstrecken der Schalter S1 und S2 sind ferner auch an die Resonanzschaltung 40 angeschlossen,
und zwar an einem gemeinsamen Ausgängsverbindungsanschluß 31 der Schalter S1 und S2 mit der Hauptwicklung WA der Spule
L1.
In Fig. 2b enthält die Ηολ izontalablenkschaltung 60 eine
-ΙΟΙ Horizontalablenkwicklung LTT, die in Reihe mit einem S-For-
mungs- oder Hinlaufkondensator C14 über einen Hinlaufschalter
35 gekoppelt ist. Der Hinlaufschalter 35 enthält einen
Horizontalausgangstransistor Q1O und eine Dämpfungsdiode υ-,, wobei der Emitter des Transistors Q1O an Chassismasse
29 liegt, die von der Netzerde 25 isoliert ist. Ein Rücklaufkondensator C13 ist an die Ablenkwicklung L„ angeschlos-
sen und bildet mit ihr eine Resorianzrücklaufschaltung 50,
wenn der Hinlaufschalter 35 gesperrt ist.
Ein Horizontaloszillator 34 liefert eine in Fig. 2b nicht dargestellte Rechteckschaltspannung über einen Widerstand
R34 eines aus WiderständenR34 und R33 bestehenden Spannungsteilers
an die Basis eines Treibertransistors Q11. Der Treibertransistor
Q11 erzeugt ein horizontalfrequentes Schaltsignal, das über einen Treibertransformator T2 dem Horizontalausgangstransistor
Q10 zugeführt wird, dessen Basis über den Widerstand R29 eines aus den Widerständen R29 und
R30 bestehenden Spannungsteilers an die Sekundärwicklung des Treibertransformators T2 angeschlossen ist. Der Treibertransistor
Q11 erhält seine Kollektor-Betriebsspannung von einer +25V-Leitung über einen Widerstand R31 und die
Primärwicklung des Transformators T2. An den Verbindungspunkt des Widerstandes R31 mit der Primärwicklung des Trans-
5 formators T2 ist ein Kondensators C15 angeschlossen, über
die Primärwicklung des Transformators T2 ist ferner eine Basisstromformungsschaltung mit einer Diode D15 und einem
Widerstand R32 gekoppelt.
Vor der Mitte des HinlaufIntervalls innerhalb eines Horizontalablenkzyklus
ist der Treibertransistor Q11 gesperrt, so daß dem Horizontalausgangstransistor Q10 eine Durchlaßvorspannung
zugeführt wird. Unmittelbar vor dem Ende des Horizontalhinlaufintervalls
gerät der Transistor QI1 in den Leitungszustand, so daß dem Horizontalausgangstransistor Q10
eine Sperrvorspannung zugeführt wird. Kurz danach hört der Kollektorstrom des Ausgangstransistors Q10 auf und leitet
damit das Horizontalrücklaufintervall ein. Während des
HorizontalrücklaufintervalIs entsteht am Rücklaufkondensator
C13 eine Rücklaufimpulsspannung V ..
Die in Fig. 2b dargestellte Rücklaufimpulsspannung V . gelangt
an die Wicklung W2 eines Rücklauftransformators T1, so daß an den Wicklungen W3 bis W5 des Rücklauftransformators
T1 Rücklaufimpulsspannungen entstehen. Zwischen die Rücklauftransformatorwicklung W2 und die isolierte Chassismasse
29 ist ein Gleichspannung sperrender Kondensator C12
geschaltet.
Zur Synchronisierung des Betriebs des Horizontalablenkgenerators 60 mit dem Bildinhalt des Videosignalgemisches
des Fernsehempfängers wird dem Horizontaloszillator 34 über
eine Leitung 18 ein Rücklaufimpuls 37 zugeführt, der an der Wicklung W3 des Rücklauftransformator erzeugt wird,
und am Anschluß 36 wird dem Oszillator ein nicht dargestellter Horizontalsynchronimpuls zugeführt. Ein Regler 33 leitet
aus der Spannung an der +25 V-Leitung eine Betriebsspannung von 12 V für den Horizontaloszillator 34 ab.
Die Spannung für die +25 V-Leitung wird aus dem Hinlaufteil der an der Rücklauftransformatorwicklung W4 entstehenden
Spannung durch Gleichrichtung mittels einer Diode D7 und Siebung mittels eines Kondensators C16 erzeugt. Ein Widerstand
R36 sorgt für eine Strombegrenzung. Die Versorgungsspannungen für andere Schaltungen 32 des Fernsehempfängers,
wie etwa die Vertikalablenkschaltung, den Bildteil, den Tonteil und die Anodenhochspannung, werden aus Spannungen
abgeleitet, die an verschiedenen anderen Rücklauftransformatorwicklungen
entstehen, die zusammen als Wicklung W5 in Fig. 1 veranschaulicht sind.
Zur Ergänzung der in der .lorizontalablenkschaltung 60 und
in den verschiedenen Lastschaltungen 32 des Fernsehempfängers
entstehenden Verluste ist eine Wicklung W1 des Rück-
lauftransformators T1 mit der Sperrschwingerresonanzschaltung
40 gekoppelt und überträgt während des Horizontalrücklaufintervalls
jedes Ablenkzyklus Energie.von der Resonanzschaltung 40 auf die Resonanzrücklaufschaltung 50 und die
Empfängerlastschaltungen 32 einschließlich der Hochspannungslast
schaltung.
Es sei nun angenommen, daß der Sperrschwinger 30 ablenksynchron arbeitet. Fig. 6, auf die zuvor schon hinsichtlich
der Betriebsweise der vereinfachten Schaltungen nach Fig. 1a und 1b verwiesen wurde, zeigt, daß während des Hinlaufintervalls
eines Horizontalablenkzyklus zu einem steuerbaren Zeitpunkt t„ der Schalter S1 leitend und der Schalter
S2 nichtleitend wird, so daß die Quelle der ungeregelten Spannung Vin mit der Resonanzschaltung 40 verbunden wird.
Der in der Wicklung WA der Spule L1 fließende Strom iT beginnt
zu wachsen. Zwischen den Zeitpunkten t„ bis t-., wenn
der Spulenstrom iT negativ ist, wird Energie zur Quelle 70
der Eingangsspannung Vin zurückgeführt. Nach dem Zeitpunkt
t3, dem Nulldurchgang des Spulenstromes i-, wird Energie
von der Eingangsspannungsquelle 70 zur Resonanzschaltung 40, hauptsächlich in das Magnetfeld der Spule L1 übertragen.
Zum Zeitpunkt t^, dem Beginn des Horizontalrücklaufintervalls
t~ bis t1, hat die in der Induktivität der Resonanzschaltung
40 gespeicherte Energie ein Maximum.
Zu Beginn des Horizontalrücklaufintervalls wird der Horizontalausgangstransistor
Q10 gesperrt, so daß die Resonanzrücklaufschaltung 50 über den Transformator T1 mit der Resonanzschaltung
40 gekoppelt wird. Die in der Spule L1 gespeicherte Energie entlädt sich schnell in den Rücklaufkondensator
C13. Während des HorizontalrücklaufIntervalls, wenn der Rücklaufkondensator
C3 mit der Resonanzschaltung 40 transformatorgekoppelt ist, wächst die Resonanzfrequenz der Schaltung
40, so daß eine schnelle Energieentladung in die Spule L1 erfolgt.
Die anwachsende Rücklauf spannung V3. sperrt den steuerbaren
Schalter S1, so daß die Eingangsspannungsquelle von der Resonanzschaltung
40 abgekoppelt wird. Kurz danach wird der steuerbare Schalter S2 leitend und koppelt die Spule L1 und
den Kondensator C5 in Reihe über die Rücklauftransformator— wicklung W1. Dadurch wird die Rücklaufimpulsspannung V über
die Rücklauftransformatorwicklungen W2 und W1 der Resonanzschaltung 40 zugeführt. Dann wird Energie von der Resonanzschaltung
40 zur Resonanzrücklaufschaltung 50 übertragen.
Zwischen den Zeitpunkten t„ bis t.. nimmt der Spulenstrom iL
relativ schnell ab, bis praktisch die gesamte Energie der Spule L1 in den Rücklaufkondensator C13 beim Nulldurchgangsaugenblick
des Stromes iT zu einem Zeitpunkt zwischen t„ bis
t^ übertragen ist. Zwischen dem Nulldurchgang und dem Zeitpunkt
T1 (dem Ende des HorizontalrücklaufIntervalls) wird
ein kleiner Energieanteil zur Spule L1 zurückgeführt, wie der Spitzenspulenstrom I ~ zum Zeitpunkt t.. erkennen läßt.
Diese Rückenergie ist notwendig, um den Sperrschwinger 30 in Betrieb zu halten. Die während jedes Horizontalablenkzyklus
übertragene Energie ist im wesentlichen die Differenz zwischen den in der Spule L1 zu den Zeitpunkten tQ und
t1 gespeicherten Energiebeträgen.
Zwischen den Zeitpunkten t- und t„ kreist der Strom i, durch
den Schalter S2, die Spule L1 und den Kondensator C5. Während
dieses Intervalls entlädt sich die im Kondensator C5 gespeicherte Ladung in die Spüle L1. Zum Zeitpunkt t2
sperrt der Schalter S2 und der Schalter S1 wird leitend.
Die unmittelbar nach dem Zeitpunkt t„ in der Spule L1 gespeicherte
Energie beginnt in den Filterkondensator C1 der EingangsSpannungsquelle 70 bis zum Nulldurchgang t_ des
Spulenstroms iT zurückzufließen. Vom Zeitpunkt t, bis zum
Beginn des nächsten RücklaufIntervalls wird wiederum Energie
in der Spule L1 zur anschließenden Rückübertragung in die
Rücklaufresonanzschaltung 50 gespeichert. Eine durch die sich verändernde Belastung verursachte Modulation der Rücklaufzeit
ist unbedeutend, weil der Sperrschwinger 30 wäh-
rend des Rücklaufintervalls für die Rücklaufresonanzschaltung
als Stromquelle erscheint.
Zur Regelung des Energiepegels in der Ablenkschaltung, weleher
sich in der Rücklaufimpulsspannung V ausdrückt, ist
ein Niederspannungsanzapfungspunkt an der Wicklung W1 des Rücklauftransformators mit der Reglersteuerschaltung 26
verbunden, so daß dieser ein Abfühlwert V der Rücklaufimpulsspannung
V zugeführt wird. Die Reglersteuerschaltung 26 reagiert auf Änderungen der Spannung V durch eine
Impulsbreitenmodulation der Rechtecksteuerspannung 27, welche dem Regler für den Sperrschwinger 30 zugeführt wird.
Eine Regelung der Rücklaufimpulsspannung V und V erfolgt
über die Veränderung des Tastverhältnisses des regelbaren Sperrschwingers 30 durch Veränderung des Sperrzeitpunktes
t2 für den steuerbaren Schalter S2. Der Sperrzeitpunkt für
den Schalter S1 liegt in jedem Ablenkzyklus nahe dem Zeitpunkt tQ fest, und zwar nach dem Beginn des Horizontalrücklaufintervalls.
In Fig. 2a liefern die Steuerwicklungen WB und WC der Spule L1 einen Mitkopplungsstrom für die Schaltertransistoren Q1
und Q2. Die Basisströme werden kapazitiv über Kondensatoren C2 und C3 gekoppelt, so daß die anfänglichen Anlaufbasisströme
durch die Widerstände R2 und R8 nicht durch die Steuerwicklungen WB und WC kurzgeschlossen werden. Die Kondensatoren
C2 und C3 liefern ferner negative Sperrspannungen, die zur Einleitung der Sperrvorspannung der Transistoren
Q1 und Q2 benutzt werden. Dioden D3 und D4 bilden Entladungswege für die Kondensatoren C2 und C3.
Die Transistoren Q3 und Q4 steuern den Basisstromfluß in den
Schaltertransistoren Q1 und Q2. Die relativen Lcitungsverhältnisse
der Steuertransistoren Q3 und QA sind so aewählt, daß
einer der Schaltertransistoren Q1 oder Q2 nicht leiten kann,
ehe der andere aufgehört hat zu leiten. Wenn die Spannung an den Schaltertransistoren Q1 oder Q2 ansteigt, dann wird
der Steuertransistor Q3 oder Q4 durch seinen über den Widerstand R3 oder R9 der Spannungsteiler R3 bis R9 fließenden
Basisstrom gesättigt und steuert den zugehörigen Schaltertransistor
dadurch in den Sperrzustand.
Kurz vor dem Zeitpunkt t in Fig. 7, welcher dem Zeitpunkt
t0, nämlich dem Beginn des HorizontalrücklaufIntervalls in
Fig. 6 entspricht, befindet sich der Schaltertransistor Q1 in der Sättigung. Daher ist der Steuertransistor Q3 gesperrt,
weil praktisch keine Spannung am Widerstand R5 entsteht. Der Steuertransistor Q4 ist jedoch gesättigt wegen des ihm durch
den Widerstand R9 zugeführten Basisstroms und hält den Schaltertransistor
Q2 im Sperrzustand. Die Spannung Vq2 am Schalter
S2 und einem Parallelkondensator C4 hat die gleiche Größe wie die Eingangsspannung Vin.
Beginnt man beim Zeitpunkt t in Fig. 7, dann wird die Rück-
CL
laufimpulsspannung V über den Rücklauftransformator T1 zur
Spule L1 gekoppelt, und an ihrer Steuerwicklung WB entsteht ein negativer Impuls, an ihrer Steuerwicklung WC dagegen ein
positiver Impuls, wie die Kurvenformen in Fig. 8 zeigen. Den an den Wicklungen WB und WC entstehenden Rücklaufimpulsspannungen
ist ein durch den Betrieb der Schalter S1 und S2 erzeugtes Schaltsignal überlagert. Die an der Steuerwicklung
WB entstehende negative Impulsspannung, die zum Zeitpunkt t
in Fig. 8 beginnt, läßt den nicht mit einem Punkt versehenen Anschluß der Steuerwicklung positiv werden und läßt den
Steuertransistor Q3 leitend werden, so daß sich der Kondensator C2 entlädt und einen negativen Basisstrom im Schaltertransistor
Q1 hervorruft, so daß dieser in den Sperrzustand überzugehen beginnt.
Vom Zeitpunkt t zum Zei_punkt t^ in Fig. 7 fließt der
Strom iT in der Hauptwicklung WA der Spule L1, der zuvor
.Lj
im Transistor Q1 geflossen ist, nun als ein Strom ±c. in
den Spexcherkondensator C4 und entlädt den Kondensator damit, wie in den Fig. 7c und 7d gezeigt ist. Zum Zeitpunkt
t, hat die Spannung am Kondensator C4 Null erreicht und
wird durch die Diode D2 des Schalters S2 an Masse geklemmt.
Der Strom iT fließt nun durch die Diode D2.
Die Kurvenform in Fig. 7b zeigt die langsame Abfallzeit der Schaltspannung νς2 infolge der Entladung des Kondensators
C4, und die Kurvenformen der Fig. 7c und 7d veranschaulichen, daß der gesamte Strom i_ während des Schaltintervalls
t bis t, der Schalter S1 und S2 in den Kondensator C4 fließt,
a b
Der Kondensator C4 verhindert, daß die Schaltspannung V„2
sich unter der induktiven Strombelastung des Stroms ix zu
Jj
schnell ändert. Dadurch werden die Schalter S1 und S2 gegen
Zerstörung durch den zweiten Durchbruch geschützt, und die Verlustleistung in den Schaltern S1 und S2 wird erheblich
gesenkt.
Die langsame Anstiegs- und Abfallzeit von V53 zeigt an, daß
während der Schaltintervalle t bis t, und t bis t,- beide
a ίο e χ
Schaltertransistoren Q1 und Q2 durch die Transistoren Q3 und Q4 gesperrt werden, die ihrerseits durch die in den Widerständen
R3 und R9 fließenden Ströme gesteuert werden. Diese Anordnung verhindert das unerwünschte gleichzeitige
Leiten der Transistoren Q1 und Q2, welches andernfalls auftreten
würde wegen der gegenüber der Einschaltzeit längeren
Abschaltzeit von Schalttransistoren.
Zum Zeitpunkt t in Fig. 7c wird der Spulenstrom iT negativ.
C Jj
Nach dem Zeitpunkt t bis zum Zeitpunkt t fließt der negative
Spulenstrom iT als positiver Kollektorstrom in den in
Jj
Durchlaßrichtung vorgespannten Schaltertransistor Q2. Wie
Fig. 8 zeigt, ist zwischen den Zeitpunkten t bis t die Spannung an der Steuerwicklung WC positiv und sorgt somit
für die notwendige Durchlaßvorspannung für den Schaltertransistor Q2.
Zu einem steuerbaren Zeitpunkt t in Fig, 7 schaltet die
Steuerspannung 27 (Fig. 2a), die durch die Reglersteuerschaltung 26 nach Fig. 2a erzeugt worden ist, von einem
niedrigen Wert auf einen hohen Wert um. Der positive Teil der Steuerspannung 27 wird über die Diode D7 dem Transistor
Q4 zugeführt, um diesen einzuschalten. Bei leitendem Transistor Q4 wird eine durch den kondensator C3 erzeugte
Sperrvorspannung dem Schaltertransistor Q2 nahe dem Zeitpunkt t in Fig. 7b zugeführt, um ihn zu sperren. Die Fig.
7c und 7d zeigen, daß der Strom iL der Spule in den Kondensator
C4 hineinfließt und den Kondensator auf eine positive Spannung am oberen Belag gegenüber dem unteren Belag auflädt.
Zum Zeitpunkt t,- ist die Spannung am Kondensator C4 genausogroß wie die Eingangsspannung Vin und spannt die
Diode D1 des Schalters S1 in Durchlaßrichtung vor. Vom Zeitpunkt t^ bis zum Beginn des nächsten Horizontalrücklaufintervalls
t' leitet der Schalter S1 und verbindet den Eina
gangsanschluß 28 mit der Spule L1 der Resonanzschaltung 40,
so daß ein Eingangsstrom iQ vom Anschluß 28 zum Schalter S1
fließen kann, wie Fig, 7e zeigt.
Vom Zeitpunkt tf bis zum Zeitpunkt tg, dem Nulldurchgang sowohl
des Eingangsströmes ifi als auch des Spulenstromes iL
führt die Diode D1 einen Rückstrom zurück zum Eingangsspannungsanschluß 28. Vom Zeitpunkt t zu einem Zeitpunkt t'
g a
führt der Schaltertransistor Q1 einen Durchlaßstrom vom
Eingangsspannungsanschluß 28 zur Resonanzschaltung 40. Der Schaltertransistor Q1 ist zwischen den Zeitpunkten t bis
t1 durch den positiven Teil einer Spannung Vw„ leitend vorgespannt,
die an der Wicklung WB der Spule L1 entsteht, wie Fig. 8 zeigt. Zum Zeitpunkt t1 wiederholt sich die Betriebs-
abfolge des geregelten Sperrschwingers 30.
Die Spannung an der Hauptwicklung WÄ der Spule L1 gegenüber
dem nicht mit einem Punkt versehenen Wicklungsanschluß ist gleich der Differenz zwischen der Schalterspannung V52*
die am Ausgangsanschluß 31 entsteht, und der Summe aus der
Rücklaufimpulsspannung Vw·, und der Spannung Vc5 am Kondensator
C5 der Resonanzschaltung 40. Um sicherzustellen, daß sowohl an der Steuerwicklung WB als auch an der Steuerwicklung
WC die richtigen Transistortreiberspannungen erzeugt
werden, kann daher eine der Steuerwicklungen eine größere Windungszahl als die andere haben.
Eine Ausführungsform einer Reglersteuerschaltung 60 ist in Fig. 3 gezeigt. Eine Betriebsgleichspannung von +45 V für
die Reglersteuerschaltung 26 wird durch Gleichrichtung der
Rücklaufimpulse V erzeugt, die von einer Anzapfung der
Rücklauftransformatorwicklung W1 (Fig. 2a) abgenommen werden.
Eine Zenerdiode Z15 liefert eine Bezugsspannung V f,
die ebenfalls als geregelte Versorgungsspannung von 15V
dient. Die Bezugsspannung V f wird dem Emitter eines Vergleichstransistors
Q5 zugeführt. Ein Teil der gleichgerichteten Rücklaufspannung V gelangt über Widerstände Ri4 und
R18 zur Basis des Transistors. Durch den Vergleich wird
eine Fehlerspannung V„ am Verbindungspunkt der widerstände
R20 und R26 eines Spannungsteilers erzeugt, der an den Kollektor des Vergleichstransistors Q5 angeschlossen ist.
Diese Fehlerspannung ist ein Maß für die Amplitudenabweichung des Horizontalrücklaufimpulses von der gewünschten
Amplitude.
Die Fehlerspannung VE wird der Basis eines Transistors Q6
eines Differenzverstärkers zugeführt, welcher die Transistoren
Q6 und Q7 enthält. Die Basis des Transistors Q7 ist an einen eine Horizontalrampenspannung erzeugenden Kondensator
C10 angeschlossen, der während jeder Horizontalhinlaufperiode über die Widerstände R23 und R16 aufgeladen wird. Die
Horizontalrücklaufimpulsspannung V wird der Basis eines synchronisierenden Transistors Q8 zugeführt, welcher den
Kondensator C8 während des RücklaufIntervalls entladen hält.
Die impulsbreitenmodulierte Steuerspannung 27 entsteht am Kollektor des Differenzverstärkertransistors Q6 und steuert
3205;. 81
über den Transistor Q4 (Fig. 2a) dien Leitungszustand des
Schal ertransistors Q2 des regelbaren Sperrschwingers 30.
Eine Verschiebung der Pehlerspannuüg V„ führt zu einer
Änderung der Leitungszeit des Differenzverstärkertransistors
Q6 und damit zu einer Änderung des Tastverhältnisses
des Schaltertransistors Q2 des Sperrschwingers 30. Bei einem Anwachsen der Amplitude der Rücklaufimpulsspannung
V . w. e es durch die in Fig. 4a gestrichelt gezeichnete größere Amplitude veranschaulicht ist, beispielsweise infolge
abnehmender Belastung durch die Lastschaltungen 32 nach Pig, 2b oder infolge eines Anwachsens der aus der
Netzspannung abgeleiteten Eingangsspannung Vin nimmt die Fehle -spannung VE ab, wie die gestrichelte Linie in Fig. 4b
zeigt. Die vom Kondensator C10 erzeugte Horizontalrampenspannung V^ schneidet- die Fehlerspannung VE früher und
schaltet den Transistor Q6 früher ein, wie die gestrichelte Kurvenform in Fig. 4c andeutet. Durch das frühere Einschalten
des Transistors Q6 wird der Schaltertransistor Q2 früher
eingeschaltet, und die mittlere Spannung am Kondensator C5 sowie der mittlere Wert des durch die Diode D1 fließenden
Rückstroms steigen damit an. Der steuerbare Schalter S1
wird somit früher innerhalb des Hinlaufintervalls leitend,
wegen der höheren mittleren Spannung am Kondensator C5 wächst der Strom iL jedoch langsamer bei abnehmender Belastung oder
zunehmender Eingangsspannung Vin.
Die Steuerschaltung 26 erzeugt ein Steuersignal 27, die zu Beginn des Rücklaufs, wenn der Kondensator Q8 den Rampenkondensator
C10 zu entladen beginnt, eine negativ gerichtete Flanke und unmittelbar nach dem Hinlaufende eine positiv gerichtete
Flanke hat, wenn die Schaltungen 32 eine sehr geringe Belastung darstellen. Mit zunehmender Belastung verschiebt
sich die positive Flanke auf die Hinlaufmitte zu, wo eine maximale Leistun^übertragung zwischen Primär- und
Sekundärwxcklungen des Transformators T1 erreicht wird. Dies ist der Fall, wenn die Leitungszeit der Schalter S1 und S2
im wesentlichen gleich ist.
Sollte der Schalter S2 länger als der Schalter S1 leiten,
dann wird der Betrieb des Sperrschwingers 30 unstabil. Daher sorgt die Reglerschaltung 26 für eine Bereichsbegrenzung,
wenn die Lastschaltungen 32 übermäßigen Strom entnehmen.
Die Fehlerspannung V„ kann dann nicht weiter ansteigen, als
hi
es durch die Versorgungsspannung von 15V und die Wirkung
des Spannungsteilers R20 und R26 bestimmt wird. Die Fehlerspannung V„ schneidet daher die Rampenspannung unmittelbar
vor der Hinlaufmitte. Wegen des begrenzten Regelbereiches sinkt bei jeder übermäßigen Belastung die +45 V-Betriebsspannung.
Diese Größenabsenkung wird über die Widerstände R14 und R19 auf die Basis eines Begrenzungstransistors Q9
gekoppelt, der in den Sättigungszustand gesteuert wird und einen zusätzlichen Ladestrom für den Rampenkondensator C10
liefert. Die strichpunktierte Kurve in Fig. 4b zeigt, daß die Rampen spannung V_,1O nun viel schneller als im normalen
Betrieb der Reglersteuerschaltung ansteigt, so daß der Differenzverstärkertransistor Q6 viel früher eingeschaltet
wird, wie die strichpunktierte Kurve in Fig. 4c zeigt.
Die erheblich verkürzte Leitungszeit des Transistors Q6 führt zu einer ähnlich verkürzten Leitungszeit des Schaltertransistors
Q2 und damit zu einer wesentlichen Verringerung der Gesamtleistungsübertragung von der ungeregelten
Eingangsspannungsquelle zur Rücklaufresonanzschaltung 50,
Es war bereits gesagt worden, daß zur Aufrechterhaltung des Freilaufbetriebs des Sperrschwingers 30 während des Anlaufens
und bei Kurzschlüssen die Steuerwicklungen WB und WC der Spule L1 regenerative Durchlaßvorspannungen an die Basen
der Schaltertransistoren Q1 und Q2 liefern. Die Fig. 5a und 5b zeigen das Schaltsignal V„2 und den Strom i im Freilaufbetrieb.
Unmittelbar vor dem Zeitpunkt T1 in den Fig. 5a
und 5b ist die nicht gezeigte Steuerwicklungsspannung VWR
positiv und sorgt für die Durchlaßvorspannung, welche notwendig ist, um den Schaltertransistor Q1 leitend zu halten.
Die andere Steuerwicklungsspannung V„c, die ebenfalls nicht
dargestellt ist, ist negativ und hält den Schaltertransistcr Q2 im Sperrzustand.
Zwischen den Zeitpunkten T1 bis T^ ist die Steuerspannung
V„B negativ und die Steuerspannung Vwc positiv, so daß der
Schaltertransistor Q2 gesperrt ist. Zwischen T. und T2
fließt der Spulenstrom ir zuerst im Kondensator C4 und dann
in der Diode C2, und zwischen T2 und T3 fließt der Spulenstrom
iT im Schaltertrans j stör Q2.
Zwischen den Zeitpunkten T-, bis T* ist die Steuerspannung
VWB positiv und die Steuerspannung Vwc negativ, so daß der
Schaltertransistor Q1 leitend vorgespannt ist und der Schaltertransistor
Q2 gesperrt ist. Zwischen T-, und T. fließt der Spulenstrom iT zunächst im Kondensator C4 und dann in der
Jb
Diode D1, und zwischen T4 und TJ fließt der Strom im Schaltertransistor
Q1. Die Freilaufbetriebsfolge wiederholt sich zum Zeitpunkt T'.
Im synchronisierten Zustand wird der Schalter S1 nur beim
Auftreten der Rücklaufimpulsspannung gesperrt, und der Schalter
S2 wird nur beim Auftreten der positiven Flanke der Steuerspannung 27 gesperrt. Daher müssen die Leitungszeiten
für die Schalter S1 und S2 im Freilaufbetrieb gleich oder
länger als das Horizontalhinlaufinterval1 sein, damit im
Synchronbetrieb ein fehlerhaftes Schalten verhindert wird.
Es wurde bereits gesagt, daß beim anfänglichen Schließen des Netzschalters 23 der Sperrschwinger 30 frei zu schwingen
beginnt. Während der Leitungszeit des Schaltertransistors Q1 wird Energie zur Resonanzrücklaufschaltung 50 übertragen,
und dann beginnt sie mit der Horizontalrücklauffrequenz zu schwingen. Die Schwingspannung in der Rücklaufschaltung
wird durch das gleichzeitige Leiten der Dämpfungsdiode D^
und der durch die Basis-Kollektor-Strecke des Horizontalausgangstransistors Q10 gebildete Diode auf Masse geklemmt.
Diese Klemmwirkung führt zum Aufladen der Kondensatoren C12
und C14 und der Speicherung von Energie in diesen Kondensatoren.
320538 Ί
Wenn das Anlaufintervall zu Ende geht, wächst die Größe der
Schwingspannung in der Resonanzrücklaufschaltung 50. Die
Schwingspannung wird über die Anzapfung der Rücklauftransformatorwicklung W1 auf die ReglerSteuerschaltung 26 transformatorgekoppelt
und durch die Diode D8 (Fig. 3) gleichgerichtet. Die Schwingspannung wird auch über die Rücklauftransformatorwicklung
W4 und die Gleichrichterdiode D17 auf die +25 V-Leitung gekoppelt. Wenn die Spannungen auf den
Leitungen für die Spannungen +45 V und +25 V um etwa ein Drittel ihrer normalen Betriebswerte anwachsen, dann beginnen
der Horizontaloszillator 34 und die Schaltung 36 zu arbeiten und erzeugen horizontalfrequente Schaltsignale für
den Horizontalausgangstransistor Q10 des Ablenkgenerators 60 und Steuerimpulse für den Schaltertransistor Q2 des
Sperrschwingers 30.
Die Fig. 9 bis 12 zeigen ausgewählte Spannungs- und Stromformen für die geregelte Ablenkschaltung nach den Fig. 2a
und 2b bei ausgewählten aufeinanderfolgenden Zeitpunkten während des AnlaufIntervalls von dem Augenblick an, wo die
Eingangsspannung Vin 50% ihres normalen Betriebswertes in Fig. 9 erreicht hat, bis zu dem Zeitpunkt, wo die Eingangsspannung 100% ihres normalen Wertes in Fig. 12 erreicht hat.
Wenn die Eingangsspannung Vin kleiner als 50% ihres Normalwertes ist, dann wird der Freilaufbetrieb des Sperrschwingers
30 nicht durch Schwingungen der Rücklaufresonanzschaltung
50 beeinflußt. Bei 50% des Normalwertes der Spannung Vin ermöglicht die Schwingspannung der Rücklaufschaltung,
daß die Sperrzeit des Reglerschaltertransistors Q1 mit dem zweiten Schwingspannungsimpuls synchronisiert wird, wie
Fig. 9c zeigt, so daß der Sperrschwinger mit einer höheren als seiner Freilauf- oder Kurzschlußfrequenz schwingt.
Bei etwa 55% der Nominaleingangsspannung Vin ist der Sperrschwinger
30 voll mit der Horizontalablenkung synchronisiert, wie die Fig. 10a und 10c erkennen lassen. Wegen der noch
niedrigen Eingangsspannung Vin kann noch nicht genug Leistung
von der Resonanzschaltung 40 zur Rücklaufresonanzschaltung 50 und den Lastschaltungen 32 übertragen werden. Da die
Rücklaufimpulsspannung V mit niedriger Amplitude erzeugt
wird, arbeitet die Reglersteuerschaltung 26 in einem Teilüberlastbetrieb,
wobei der Steuertransistor Q9 für die Leistungsbegrenzung (Fig. 3) gesättigt ist. Bei gesättigtem
Transistor Q9 entsteht eine steil ansteigende synchronisierende Rampenspannung Vr1n (siehe Fig. 1Od), und der Schaltertransistor
Q2 wird früh gesperrt.
Bei 60% des Nominalwertes der Spannung Vin wird der Steuertransistor
Q9 für die Leistungsbegrenzung gesperrt, wie durch die flache ansteigende Rampenspannung Vc-O in Fig. 11d veranschaulicht
ist. Die Rücklaufimpulsspannung V ist bis
nahe ihrem Nominalwert angestiegen, wie Fig. 11a zeigt. Die
übertragene Leistung liegt nahe beim Maximum, was durch die etwa gleichen Leitungszeiten der Schaltertransistoren Q1 und
Q2 ersichtlich ist, wie durch das Tastverhältnis von nahezu 50% der Spannung νς2 in Fig. 11c veranschaulicht ist.
Der Nominalwert oder 100% der Eingangsspannung Vin ist in
Fig. 12 für eine Netzeingangsleistung von 60 Watt beispielsweise gezeigt. Im Gegensatz zum Fall der Fig. 9 und 11 liegt
die Fehlerspannung in Fig. 12d unter 100% der Eingangsspannung Vin, so daß der Schaltertransistor Q1 länger und der
Schaltertransistor Q2,kürzer leitet.
Es wurde bereits gesagt, daß während des Anlaufens eine Schwingspannung durch die Rücklaufresonanzschaltung 50 erzeugt
wird. Während dieses Intervalls kann der Horizontalausgangstransistor
Q10 beschädigt werden, wenn er zu einem Zeitpunkt in die Sättigung gesteuert wird, wo die Schwingspannung
an seinem Kollektor erscheint. Um einen solchen Fall auszuschließen, ist die Rücklauftransformatorwicklung
W3 über einen Widerstand F—5 und eine Diode D16 mit der
Basis des Horizontaltreibertransistors Q11 verbunden. Jegliche
positive Spannung an der Wicklung W3, etwa während der
Schwingungen beim Anlaufen, spannt den Horizontaltreibertransistor
Q11 in die Sättigung vor und hält den Horizontalausgangstransistor
Q1O im Sperrzustand. Die Wicklung W3, der Widerstand R35 und die Diode D16 schützen auch den
Horizontalausgangstransistor Q1O während Fehlerzuständen,
wie etwa bei Funktionsfehlern des Horizontaloszillators und Bildröhrenüberschlägen.
Fig. 13 zeigt eine weitere Ausführungsform der Reglerschaltung
26 unter Verwendung einer integrierten Vierfachvergleichsschaltung U1A bis U1D, wie etwa der RCA-Type CA339
der RCA Corporation, Somerville, New Jersey, USA. Ein Unterschied zwischen den Reglersteuerschaltungen der Fig. 3 und
13 besteht darin, daß die Schaltung nach Fig. 3 auf Änderungen der Spitzenamplitude der Rücklaufimpulsspannung V
anspricht, während die Schaltung nach Fig. 13 auf die mittlere Rücklaufspannungsamplitude reagiert.
Die Reglersteuerschaltung 26 nach Fig. 13 arbeitet folgendermaßen.
Horizontalrücklaufimpulse gemäß Fig. 14a werden über eine Diode D3 mit Widerständen R2 bis R6 und einem
Kondensator C2 integriert. Am Kondensator C2 erscheint eine Fehlerrampenspannung 81, die mit einem Bezugsspannungspegel
VrEF in einer Fehlerspannungsverstärkervergleichsschaltung U1A verglichen wird. Die Bezugsspannung VREF wird durch
Integration mit Hilfe eines Widerstandes R8 und eines Kondensators C4 aus einer Bezugsrampenspannung 83 abgeleitet, die
von einem Widerstand R7, einem Kondensator C3 und einer Rampenschaltervergleichsschaltung UIB unter Entladung des
Kondensators C3 erzeugt wird.
Fig. 14b zeigt Signalformen an den Anschlüssen 6 und 7 des
Fehlerspannungsverstärkers U1A für hohe und niedrige Belastung
des Rücklauf transformator T1 nach den Fig. 2a und 2b. Fig. 14c zeigt den Ausgangsimpuls am Anschluß 1 des Verstärkers
U1A sowohl für hohe als auch niedrige Belastung.
Durch Integration der Ausgangsimpulse des Fehlerspannungsverstärkers
U1A mit Hilfe des Widerstandes R12 und des Kondensators
C6 erhält man eine verstärkte Fehlerspannung V , die dann mit der Bezugsrampenspannung 83 in einer Ausgangsimpulsgeneratorvergleichsschaltung
U1C gemäß Fig. 14d verglichen wird. Aufgrund dieses Vergleichs wird ein impulsbreitenmodulierter
Steuerimpuls 27' (Fig. 13) oder ein Impuls 27 (Fig. 2a) zur Steuerung des Leitens des Schaltertransistors
Q2 abgeleitet.
Zur Vermeidung eines unstabilen Betriebs des Sperrschwingers 30 sorgt die Reglersteuerschaltung 26 nach Fig. 13 für eine
Regelbereichsbegrenzung, so daß das Auftreten der positiven Flanke des Steuerimpulses 27' nicht über die Mitte des Hinlaufintervalls
des Horizontalablenkzyklus hinaus verzögert werden kann. Die Vergleichsschaltung U1D nach Fig. 13 sorgt
für diese Begrenzung. Sie vergleicht die Fehlerrampenspannung 81 mit der verstärkten Fehlerspannung V„. Im normalen
Betrieb liegt der Bereich der verstärkten Fehlerspannungen V„ unterhalb des Bereichs der Fehlerrampenspannungen 81,
wie Fig. 14b zeigt, so daß die Vergleichsschaltung U1D über
diesen gesamten Bereich in einem Sperrzustand ist.
Bei Überlastung, wo die RücklaufimpulsSpannungen V und V
eine wesentlich herabgesetzte Amplitude haben, aber noch vorhanden sind, schneidet die Fehlerrampenspannung 82 noch den
Bezugsspannungspegel VREF, wie Fig. 15b zeigt. Hätte* man jedoch
die bereichsbegrenzende Vergleichsschaltung nicht in die Schaltung nach Fig. 13 eingesetzt, dann würde der am Anschluß
1 des Fehlerspannungsverstärkers UTA entstehende Ausgangsimpuls die in Fig. 15c gestrichelte Form haben. Dieser
Impuls würde über eine relativ lange Dauer innerhalb eines Ablenkzyklus einen hohen Zustand aufweisen und eine relativ
große Fehlerspannung V'* hervorrufen.
35
Der aus Fig. 15d ersichtliche Vergleich des Ausgangsspannungsgenerators
U1C zwischen der Spannung VE1 und der Bezugsrampen-
Spannung 83 würde zu dem in Fig. 15e gestrichelt gezeigten
Steuerimpuls 27' führen. Die positive Flanke des gestrichelten
Impulses 27' würde über die Mitte des Horizontalhinlaufs
hinaus verzögert werden, so daß übermäßig viel Leistung zur Rücklaufresonanzschaltung 50 und den Lastschaltungen 32
(Fig. 2b) während eines Überlastungszustandes übertragen werden würde.
Um das Auftreten eines solchen Falles zu verhindern, wird die Fehlerspannung V„ dem negativen Eingangsanschluß des Bereichsbegrenzers
U1D zugeführt, während die Fehlerrampenspannung 81 seinem positiven Eingang zugeführt wird. Bei
einer überlastung hat die Fehlerspannung eine ausreichende Amplitude VU..1 (Fig. 15b), um die Fehlerrampenspannung 81
zu schneiden, so daß am Anschluß 14 von U1D ein niedriger
Ausgangspegel erscheint, wenn die Fehlerspannung V_.' über
Hj I
der Fehlerrampenspannung 81 liegt.
Die Ausgangssignale von U1A und U1D werden logisch kombiniert
zu der ausgezogenen Impulsspannung in Fig. 15c. Diese Spannung
hat einen Mittelwert V1', der wesentlich kleiner als
der Mittelwert V1 des gestrichelten Impulses nach Fig. 14c
ist, und auf diese Weise entsteht die bereits erwähnte niedrigere Größe VE1' der Fehlerspannung.
Wenn die niedrigere Fehlerspannung Vß1' mit der Bezugsrampenspannung
83 verglichen wird (Fig. 15d), dann entsteht der ausgezogene Steuerimpuls 27' nach Fig. 15e, dessen positive
Flanke gerade vor der Hinlaufmitte auftritt, wie es sein
soll, um den Regelbereich bei überlastzustand zu begrenzen. Ein noch weiteres Anwachsen der Belastung führt zu einer
längeren Dauer des niedrigen Zustandes des Spannungsimpulses am Anschluß 1 von U1A. Damit wird die positive Flanke des
Impulses 27' weiter zurück in Richtung zum Beginn des HinlaufIntervalls
verschoben.
Durch Verbindung des Anschlusses 7 des Fehlerspannungsver-
stärkers U1A mit dem Anschluß 8 des Bereichsbegrenzers U1D
über einen Widerstand R9 wird für eine leichte Hysterese im Betrieb des Bereichsbegrenzers U1D gesorgt: Dadurch wird
der Betrieb des Bereichsbegrenzers U1D stabilisiert.
Wenn die Rücklaufimpulsspannungen V und V zusammenbrechen,
wie es bei einem Kurzschluß oder bei sehr starker überlastung
oder beim Abschalten des Fernsehempfängers durch Öffnen des Netzschalters 23 (Fig. 2a) der Fall sein kann, dann leitet
eine Begrenzungsdiode D4 in der Schaltung nach Fig. 13, um den Pegel der integrierten Bezugsspannüng V REF rasch abzusenken:
Dadurch wird der Fernsehempfänger gegen Spannungsüberschwingungsbeanspruchungen
geschützt.
Die Verstärkung des Fehlerspannungsverstärkers U1A hängt
von der Amplitude der Fehlerrampenspannung 81 ab: Je niedriger
die Amplitude ist, desto höher ist die Verstärkung. Der einstellbare Widerstand R5 verschiebt den Gleichspannungspegel
der Fehlerrampenspannung 81 und erlaubt damit eine Einstellung der Amplitude der Rücklaufimpulsspannung
Nachfolgend sei ein Beispiel für die Bemessung der magnetischen Bauteile für die Schaltung nach den Fig. 2a und 2b
angeführt:
L1: Kern, Philips U-U 25/20/13, Material 3 C 8 oder ähnlich;
Luftspalt 1 mm pro Magnetkern;
WA 168 Windungen, 3 mH;
WB 7 Windungen;
WC 10 Windungen;
alle Windungen Kupferdraht von 0,6 mm Durchmesser
WA 168 Windungen, 3 mH;
WB 7 Windungen;
WC 10 Windungen;
alle Windungen Kupferdraht von 0,6 mm Durchmesser
T1: Kern, Siemens U 47, Material N 27 oder ähnlich;
Luftspalt .0,1 mm pro .lagnetkern; 10 VoIt/Windung;
W1 120 Windungen, Anzapfung bei 6 Windungen; W2 92 Windungen;
W3 6 Windungen; W4 21 Windungen; alle Windungen Kupferdraht von 0,5 mm Durchmesser
Isolation zwischen Primär- und Sekundärwicklung: 4000 Volt
Claims (1)
- PATENTANWÄLTE "* DR. DIETER V. BEZOLD DIPL. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLERMAR1A-THERESIA-STRASSE 22 POSTFACH 86 02 60D-8OOO MUENCHEN 86RCA 76492A Sch/VuBrit. Anm. Nr. 8104750vom 16. Februar 1981ZUGELASSEN BEIM EUROPAISCHEN PATENTAMTEUROPEAN PATENT ATTORNEYSMANDATAIRES en brevets europfxnsTELFFON 089/4 70 60 06 TELEX 522 630 TELEGRAMM SOMBUZRCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)Patentanspruch1015Regler für eine Ablenkschaltung mit einer Ablenkwicklung und einem zur Erzeugung eines Ablenkstromes in der Ablenkwicklung während eines Ablenkzyklus mit der Ablenkwicklung gekoppelten Ablenkgenerator, der eine mit der Ablenkwicklung zur Bildung einer Resonanzrücklaufschaltung gekoppelte Kapazität enthält, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Resonanzschaltung (L1,C5) mit dem Ablenkgenerator (60) gekoppelt ist,und daß ein Schalter (S1,S2) vorgesehen ist, der von einem ersten Zustand, in welchem die zweite Resonanzschaltung (L1,C5) mit einer EingangsspannungsqueHe (24) gekoppelt ist, in einen zweiten Zustand, in welchem die zweite Resonanzschaltung (L1,C5) mit der Resonanzrücklaufschaltung (50) zur Energieübertragung zu dieser gekoppelt ist, umschaltbar ist, derart, daß über den Schaltzeitpunkt die von der Eingangsspannungsquelle (24) zum Ablenkgenerator (60) übertragene Energiemenge regelbar ist.POSTSCHECK MÖNCHEN NR. 691 48-8O0BANKKONTO HYPOBANi MÖNCHEN (BLZ 700 200 40) KTO. 6O 60 257 378 SWIFT HYPO DE MM
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