DK164622B - Effektforsyning til afboejningskredsloeb i en fjernsynsmodtager - Google Patents

Description

i

DK 164622B

o

Opfindelsen angår en effektforsyning til regulerede afbøjningskredsløb til fjernsynsfremvisningsanlæg og af den i krav· l's indledning angivne art.

Kendte fjernsynsmodtagere med isoleret veksel-5 strømseffekttilførsel eller hovedstrømtilslutning udviser flere forskellige udformninger hvad angår effektforsyningskredsløbet. I en udformning kan en med vekselstrømsnettet forbundet 50 eller 60 Hz transformer være anvendt til tilvejebringelse af elektrisk isola-10 tion. Den med vekselstrømsnettet forbundne transformer er imidlertid forholdsvis tung og pladskrævende. Det af transformeren frembragte spredningsfelt kan indføre renhedsregistreringsfejl i en farvefjernsynsmodtager. Eftersom den med vekselstrømsnettet forbundne transformer end-15 videre kun tilvejebringer elektrisk isolation, er et yderligere kredsløbsorgan til spændingsregulering nøddig .

En effektforsyning, der arbejder i skiftearbejdsmåde ("switched mode"), anvendes ofte i fjernsynsmodtagere 20 med stor skærm. En sådan effektforsyning er forholdsvis bekostelig og kræver specialkomponenter såsom en transformer, der arbejder i skiftearbejdsmåde, en omskiftertransistor og ensretterdioder. Styrekredsløbet kan omfatte overstyrings- og kortslutningsbeskyttelse, og kan der-25 for være kompliceret og vanskeligt at reparere og kan være genstand for voksende fejlhyppighed. I de tilfælde, hvor højspændings- eller tilbageløbstransformeren anvendes til isolation fra vekselstrømsnettet i en effektforsyning, der arbejder i synkron skiftearbejdsmåde, kan et 30 kompliceret styrekredsløb samt en særskilt effektforsyning til at igangsætte fjernsynsmodtageren være nødvendig.

Det er opfindelsens formål at tilvejebringe en skiftearbejdende effektforsyning til det indledningsvis nævnte afbøjningskredsløb, hvilken effektforsyning ikke kræver no-35 gen specielle komponenter, og som anvender et forenklet styrekredsløb, og som i sig selv tilvejebringer beskyttelse mod overstyringer og kortslutninger og ikke kræver en særskilt i-gangsætningstransformer.

2

DK 164622B

Det angivne formål opnås med en effektforsyning til et afbøjningskredslob af den indledningsvis omhandlede art, som er ejendommeligt ved den i krav l's kendetegnende del angivne udformning.

5 Ved opfindelsen er opnået frembringelse af et for enklet afbøjningskredsløb, idet der heri ikke er behov for en reguleret jævnstrømseffektforsyning.

Ved hjælp af et omskifterarrangement foretages en styring af energioverføringen fra en ikke reguleret kilde 10 til afbøjningskredsløbet. Ved fravær af afbøjningstaktsig-nalet, som ved igangsætning af driften, virker omskifterarrangementet som en selvsvingende oscillator for frembringelse af energi til afbøjningskredsløbet, indtil igangsætningen er gennemført.

15 Opfindelsen forklares i det følgende nærmere un der henvisning til tegningen, på hvilken fig. la og lb viser i forenklet skematisk form to udførelsesformer af et reguleret afbøjningskredsløb ifølge opfindelsen, 20 fig.2a og 2b viser en detaljeret udførelsesform af et reguleret afbøjningskredsløb ifølge opfindelsen, fig. 3 viser en udførelsesform af et reguleringsstyringskredsløb til kredsløbet i fig. 2a og 2b, fig. 4 viser kurveformer hørende til funktionen 25 af reguleringsstyringskredsløbet i fig. 3, fig. 5-12 viser kurveformer hørende til funktionen af kredsløbene i figurerne la, lb, 2a og 2b, fig. 13 viser en anden udførelsesform af et reguleringsstyringskredsløb til kredsløbet i figurerne 2a og 2b, og fig. 14 og 15 viser kurveformer hørende til funktionen af kredsløbet i fig. 13.

I figurerne er retningen af spændingspilen mellem to klemmer valgt således, at den negative klemme, der er 25 nærmest pilens hale, betragtes som referenceklemme.

Figurerne la og lb viser i forenklet skematisk 3

DK 164622B

O form et reguleret afbøjningskredsløb til en fjernsynsmodtager og en effektforsyning ifølge opfindelsen. Figur la viser en version, der ikke er galvanisk isoleret fra netvekselstrømskilden, og fig. Ib viser en isoleret version. Omskifterorganerne eller omskifterne S.l og S2 danner et 5 blokeringsoscillatorkredsløb 30 med en selvinduktion LI og en kondensator C5. Den vekselvise ledende tilstand for de to omskiftere styres ved hjælp af et positivt tilbagekoblingssignal, der ikke er vist i figurerne la og lb, og som er afledt fra den over selvinduktionen LI frembragte spaending og 10 er tilført til et reguleringsstyringskredsløb 26. I figurerne la og lb indgår netforsyningsensretteren 24 med sin filterkondensator Cl, det vandrette afbøjningskredsløb 60 og tilbageløbstransformeren TI. I figurerne la og lb er ikke vist de forskellige af fjernsynsmodtagerens 15 belastningskredsløb, som er forbundet med tilbageløbstransformerens viklinger.

Til at beskrive den selvsvingende funktion af blokeringsoscillatoren 30 i fig. la antag eksempelvis, at den vandrette fremløbsomskifter 35 i det vandrette af-20 bøjningskredsløb 60 er kortsluttet til jord. Blokeringsoscillatoren 30 vil selvsvinge ved en frekvens, der er bestemt af værdierne af selvinduktionen Li og kondensatoren C5. Denne frekvens kan være valgt til omkring det halve af den vandrette afbøjningsfrekvens, f^, eller 25 lavere. Den selvsvingende frekvens er valgt lavere end den vandrette afbøjningsfrekvens for at tillade korrekt synkronisering af blokeringsoscillatorens funktion med frembringelsen af den vandrette aftastningsstrøm, når blokeringsoscillatoren arbejder i den afbøjningssynkro-30 niserede arbejdsmåde. Hvis imidlertid den selvsvingende frekvens er valgt for lav, frembringes unødvendigt høje spidsstrømme i selvinduktionen Li under den selvsvingende funktionsmåde.

Valget af forholdet mellem L og C for selvinduk-35 tionen LI og kondensatoren C5 bestemmer indgangsspidsstrømmen eller selvinduktionsstrømmen i , som løber un- J-f

DK 164622B

4 0 der den.selvsvingende funktionsmåde og bestemmer derfor den maksimale til rådighed værende effekt, som kan forbruges. Den selvsvingende funktionsmåde forekommer også i tilfælde af en kortsluttet belastning over enhver af viklingerne i tilbageløbstransformeren Ti.

5 Omskifterspændingen Vg2 over omskifteren S2 og den selvinduktionsstrøm i_, der løber under den selv-

Li svingende funktionsmåde, er vist i figurerne 5a og 5b.

Den ikkfe viste spændingsomskifterkurveform over omskifteren SI er 180° ude af fa[se med kurveformen i fig. 5a.

10 Det meste af den effekt, der løber gennem de to omskiftere, har reaktiv karakter, og det øjeblikkelige effektforbrug er derfor meget lavt. Effektforbruget svarer til tabene i omskifterne Si og S2 og i de resistive komponenter i selvinduktionen LI og kondensatoren C5.

15 Til at beskrive den synkroniserede oscillator funktion antag at den vandrette udgangstransistor Q10 i fig. la omskiftes med en vandret takt til frembringelse af en aftastningsstrøm i den vandrette afbøjningsvikling Lh, og at en i fig. 6a vist tilbageløbsimpulsspænding Vr frembringes ved udgangstransistoren QlO's kol-lektorelektrode. Fra tidspunktet t2 i det vandrette fremløbsinterval i figurerne 6a-6c til det senere tidspunkt tg, begyndelsen af det næste vandrette tilbageløbsinterval, er omskifteren S2 åben og omskifteren Si er 25 sluttet. Selvinduktionsstrømmen iT løber gennem omskif-teren SI, selvinduktionen Li, kondensatoren C5 og fremløbsomskifteren 35 til jord. Til tidspunktet tn er ener- 2 U gien i^L/2 lagret i selvinduktionen Li, hvor L er induktansen af selvinduktionen LI, og I , er den spidsstrøm, 30 P1 der løber i selvinduktionen LI til tidspunktet tg.

Til tidspunktet ti figurerne 6a-6c bliver den vandrette udgangstransistor Q10 ikke-ledende. Den frembragte tilbageløbsimpulsspænding Vr påtrykkes reguleringsstyringskredsløbet 26 langs en signallinie s med det formål at syn-35 kronisere åbningen af omskifteren SI og slutningen af omskifteren S2 med begyndelsen af det vandrette tilbage

DK 164622 B

5 0 løb. Når omskifteren S2 er sluttet mellem tidspunkterne tg-t2 er strømbanen for selvinduktionsstrømmen i^ nu forbundet med tilbageløbsresonanskredsløbet 50, der omfatter tilbageløbskondensatoren C^, S-formningskondensatoren Cg og den vandrette afbøjningsvikling L„. Som en følge her- 5 “ af overføres den energi, der er lagret i selvinduktionen Li til tidspunktet tg, hurtigt til tilbageløbsresonanskredsløbet 50, som vist ved den hurtigt aftagende strøm iL efter tidspunktet tg i fig. 6c. Strømmen iL aftager hurtigt, og når den når nul, er al den energi, der blev 10 lagret i selvinduktionen Li, blevet overført. Efter nulgennemgangstidspunktet for selvinduktionsstrømmen i

L

under tilbageløbet, vender en lille del af den overførte energi tilbage til selvinduktionen Li som vist ved den negative strøm i_ før end tidspunktet t,. Til tids-15 L ·* punktet t^, som udgør afslutningen af det vandrette tilbageløbsinterval, bliver dæmpningsdioden og basis-kol-lektorovergangen i udgangstransistoren Q10 forspændt i gennemgangsretningen, hvorved kondensatoren C5 effektivt forbindes med jord. Den energi, der er overført under hver vandret afbøjningsperiode, er i hovedsagen forskellen mellem de energier, der er blevet lagret i selvinduktionen Li til tidspunkterne tg og t^.

Mellem tidspunkterne t^ og t2 cirkulerer strømmen 25 iL gennem omskifteren S2, selvinduktionen L^, kondensatoren C5 og den nu sluttede fremløbsomskifter 35. I løbet af dette interval aflades den energi, der er blevet lagret kondensatoren C5, tilbage i selvinduktionen LI.

Til tidspunktet t2 afbryder reguleringsstyringskredsløbet 26 omskifteren S2 og slutter omskifteren SI. Den i selv-

siU

induktionen Li lagrede energi overføres nu tilbage i netfilterkondensatoren Cl indtil nulgennemgangstidspunktet t3 for selvinduktionsstrømmen iL- Fra tidspunktet t3 til begyndelsen af næste tilbageløbsinterval bliver energien 35 igen lagret i selvinduktionen LI med henblik på efterfølgende overføring til tilbageløbsresonanskredsløbet 50 samt til de belastningskredsløb, der er forbundet med tilbage-

DK 164622 B

6 0 løbstransformeren Ti's forskellige viklinger.

Kurveformerne på højre side i figurerne 6a-6c viser den afbøjningssynkroniserede funktionsmåde for blokeringsoscillatoren 30 med et lavere belastningsniveau for de belastningskredsløb, der er forbundet med tilba-5 geløbstransformeren TI's forskellige viklinger sammenlignet med det belastningsniveau, der udmærker den venstre side af kurveformerne. Reguleringsvirkningen består i at holde spidsamplituden af tilbageløbsimpulsen Vr konstant.

I modsætning til den tidligere beskrevne situation re-10 turneres ved det lavere belastningsniveau mere energi til selvinduktionen Li ved afslutning af det vandrette f tilbageløbsinterval (til tidspunktet t^), og mere energi bliver returneret til netfilterkondensatoren Cl fra tidspunktet t9 som følge af fjernsynsmodtagerens belast- 15 ^ ningskredsløbs lavere forbrug.

Det bemærkes, at de energier, der er blevet lagret i selvinduktionen LI til tidspunktet t^ for kurveformerne i den venstre side i figurerne 6a-6c og til tids- punktet tn for kurveformerne i højre side, i hovedsagen 20 u er ens uafhængig af graden af belastning. Spidsværdien af den lagrede energi afhænger kun af den ensrettede netspænding s ampi i tude. Den maksimale effekt som kan overføres af blokeringsoscillatoren 30 er derfor begrænset.

Med maksimal belastning eller under kortslutningsbe-25 lastningsdrift er middelværdispændingen over kondensatoren C5 omtrent det halve af størrelsen af indgangsspændingen Vin. Med aftagende belastning vokser middelværdispændingen over kondensatoren C5.

Funktionen af kredsløbet i fig. Ib svarer til 30 funktionen af kredsløbet i fig. la fordi de i hovedsagen er elektrisk ækvivalente på grund af den tætte kobling mellem viklingerne W1 og W2 på transformeren Ti i fig. Ib.

En vikling W6 på tilbageløbstransformeren Ti frembringer den tilbageløbsimpulsspænding, som påtrykkes regulerings-35 styringskredsløbet 26 langs signallinien s.

Figurerne 2a og 2b viser en detaljeret udførel- 7

DK 164622 B

0 sesform af et reguleret afbøjningskredsløb til en fjernsynsmodtager ifølge opfindelsen. En 220 VAC, 50 Hz effekttilførselsledning eller netforsyningsspænding tilføres over klemmerne 21 og 22, dobbeltensrettes af ensretteren 24 og filtreres af en kondensator Cl med det formål at frembringe en ureguleret direkte indgangsspænding Vin på eksempelvis 290 volt ved en klemme 28. En til/fraomskifter 23 er forbundet mellem klemmen 21 og en indgangsklemme på broensretteren 24. Strømreturklemmen på broensretteren er forbundet med en jordklemme 25, der ikke er galvanisk 10 isoleret fra netforsyningsklemmerne 21 og 22. En strømbegrænsningsmodstand Ri er forbundet mellem broensretteren 24's udgangsklemme og indgangsklemmen 28.

Den uregulerede indgangsspænding Vin påtrykkes en blokeringsoscillator 30, som omfatter omskifterudformnin-15 gen bestående af de styrbare omskiftere SI og S2, som er forbundet med et resonanskredsløb 40 i en modtaktkobling. Resonanskredsløbet 40 udgøres af selvinduktionen LI's hovedvikling WA og en kondensator C5. Omskifteren SI omfat-ter en transistor Q1 og en dæmpningsdiode Dl, der er forbundet mellem transistorens kollektor- og emitterelektro-der. Omskifteren S2 omfatter en transistor Q2 og en dæmpningsdiode D2, der er forbundet mellem transistoren Q2's kollektor- og emitterelektroder. Hovedstrømstrækningerne 25 for omskifterne SI og S2 er derfor tovejs-ledende og er serieforbundet over kilden for indgangsspænding mellem klemmerne 28 og jord 25. Hovedstrømstrækningerne for omskifterne SI og S2 er også forbundet med resonanskredsløbet 40 ved en fælles udgangsklemme 31 for omskifterne 3Q SI og S2 og selvinduktionen Li's hovedvikling WA.

I fig. 2b omfatter det vandrette afbøjningskredsløb 60 en vandret afbøjningsvikling LH, der er serieforbundet med en S-formnings eller fremløbskondensator C14 over en fremløbsomskifter 35. Fremløbsomskifteren 35 omfatter en vandret udgangstransistor Q10 og en dæmpnings-

wO

diode Dj, idet transistoren QlO's emitterelektrode er for-d bundet med en steljord 29, som er galvanisk isoleret fra

O

8

DK 164622 B

jordklemmen 25. En tilbageløbskondensator C13 er forbundet med afbøjningsviklingen og danner et reso-

II

nanstilbageløbskredsløb 50 med denne, når fremløbsom-skifteren 35 er ikke-ledende.

En vandret oscillator 34 påtrykker en firkant-skiftespænding, der ikke er vist i fig. 2b, på basis af drivtransistoren Qll gennem en modstand R34 i en spændingsdeler, der omfatter modstanden R34 og en modstand R33. Et vandret taktskiftesignal frembringes af driv-transistoren Qll og ledes ved hjælp af drivtransformeren T2 til den vandrette udgangstransistor Q10, idet drivtransformeren T2's sekundærvikling er forbundet med transistoren QlO's basis gennem en modstand R29 i en spændingsdeler, der omfatter modstanden R29 og en mod-stand R30. Kollektorforsyningsspændingen til drivtransistoren Qll fås fra en +25 volt skinne gennem en modstand R31 og transformeren T2's primærvikling. En kondensator C15 er forbundet med fællespunktet for modstanden R31 og T2's primærvikling. Et formningsnetværk for basis-20 strøm omfattende en diode D15 og en modstand R32 er forbundet over transformeren T2's primærvikling.

Før end midtpunktet af fremløbsintervallet i en vandret afbøjningsperiode afbrydes drivtransistoren Qll, hvorved en forspænding i gennemgangsretningen på-25 trykkes den vandrette udgangstransistor Q10. Umiddelbart før end afslutningen af det vandrette fremløbsinterval tændes drivtransistoren Qll, hvorved en forspænding i spærreretningen påtrykkes den vandrette udgangstransistor Q10. Kort tid herefter ophører kollektorstrømmen 30 i udgangstransistoren Q10, hvorved det vandrette tilbageløbsinterval påbegyndes. En tilbageløbsimpulsspænding Vr frembringes over tilbageløbskondensatoren Cl3 under tilbageløbsintervallet.

Tilbageløbsimpulsspændingen Vr i fig. 2b påtryk-35 kes en vikling W2 på en tilbageløbstransformer Ti med det formål at frembringe tilbageløbsimpulsspændinger overviklingerne W3-W5 på tilbageløbstransformeren TI.

9

DK 164622 B

^ En jævnspændingsblokeringskondensator C12 er forbundet mellem tilbageløbstransformerens vikling W2 og den isolerede steljord 29.

Til at synkronisere funktionen af den vandrette afbøjningsgenerator 60 med billedindholdet i de fuldstæn-5 dige videosignaler i fjernsynsmodtageren patrykkes en tilbageløbsimpuls 37, der er frembragt af tilbageløbstransformerens vikling W3, den vandrette osciallator 34 langs en lederlinie 38, og en ikke vist vandret synkroniseringsimpuls påtrykkes oscillatoren ved en klemme 36.

10

En 12 volt forsyningsspænding til den vandrette oscillator 34 er tilvejebragt af en regulator 33 fra den på forsyningsskinnen for +25 volt frembragte spænding.

Kilden for spænding til forsyningsskinnen for +25 volt fås fra fremløbsdelen af den spænding, der er 15 frembragt over tilbageløbstransformerens vikling W4, ensrettet af dioden D17 og filtreret af en kondensator C16. En modstand R36 tilvejebringer strømbegrænsning. Forsyningsspændingerne til andre fjernsynsmodtagerkredsløb 32 såsom den lodrette afbøjning, video, lyd og slut-anodehøjspændingen afledes fra de spændinger, der er frembragt over flere andre tilbageløbstransformerviklinger, som samlet er vist i fig. Ib som viklingen W5.

Til at erstatte de tab, der opstår i det vandrette afbøjningskredsløb 60 og i de forskellige fjern-25 synsmodtagerbelastningskredsløb 32 er en vikling Wl på tilbageløbstransformeren TI forbundet med blokeringsos-cillator-resonanskredsløbet 40 og overfører energi under hver afbøjningsperiodes vandrette tilbageløbsinterval fra 3Q resonanskredsløbet 40 til resonanstilbageløbskredsløbet 50 og til fjernsynsmodtagerbelastningskredsløbene 32 herunder slutanodens højspændingsbelastningskredsløb.

Antag nu at blokeringsoscillatoren 30 arbejder i den afbøjningssynkroniserede arbejdsmåde. Som vist i fig.

35 6, til hvilken der tidligere er blevet henvist i forbin delse med funktionen af de forenklede kredsløb i figurerne la og lb, bliver SI ledende og S2 ikke-ledende under frem-

DK 164622 B

10 0 løbsintervallet i en vandret afbøjningsperiode til et styrbart tidspunkt hvorved kilden for ureguleret spænding Vin forbindes med resonanskredsløbet 40. Strømmen iT, der løber i selvinduktionen Li's vikling WA, be-gynder at vokse. Mellem tidspunkterne t_ - tv når selv- 5 A o induktionsstrømmen i er negativ, returneres energi til kilden 70 for indgangsspændingen Vin. Efter tidspunktet t-j, som er nulgennemgangstidspunktet for selvinduktions-strømmen iL, overføres energi fra indgangsspændingskilden 70 til resonanskredsløbet 40 i hovedsagen til selvinduktionen Ll‘s magnetfelt. Til tidspunktet t^, som er begyndelsen af det vandrette tilbageløbsinterval, t^ - t^, antager den energi, som er blevet lagret i resonanskredsløbet 40's selvinduktion, sin maksimale størrelse.

Ved begyndelsen af det vandrette tilbageløbsin- 1 o terval bliver den vandrette udgangstransistor Q10 ikke--ledende, hvilket resulterer i at tilbageløbsresonanskredsløbet 50 via transformeren TI forbindes med resonanskredsløbet 40. Den i selvinduktionen LI lagrede ener-20 gi aflades hurtigt fra denne ind i tilbageløbskondensatoren C13. Onder det vandrette tilbageløbsinterval, hvori tilbageløbskondensatoren C13 er transformerkoblet til resonanskredsløbet 40, vokser resonansfrekvensen for kredsløbet 40, hvorved frembringes hurtig afladning af 25 energien i selvinduktionen Li.

Den voksende tilbageløbsspænding Vr gør den styrbare omskifter SI ikke-ledende, hvorved kilden for indgangsspænding afkobles fra resonanskredsløbet 40. Kort tid derefter bliver den styrbare omskifter S2 ledende, 30 og kobler derved selvinduktionen Li og kondensatoren C5 i serie over tilbageløbstransformerens vikling Wl. Som følge heraf påtrykkes tilbageløbsimpulsspændingen Vr ved hjælp af tilbageløbstransformerens viklinger W2 og Wl resonanskredsløbet 40. Energi overføres derefter fra re-35 sonanskredsløbet 40 til resonanstilbageløbskredsløbet 50.

Mellem tidspunkterne t^ - t^ aftager selvinduk-

DK 164622 B

11 0 tionsstrønurien i med en forholdsvis stor hastighed ind-til i hovedsagen hele energien i selvinduktionen LI er overført til tilbageløbskondensatoren C13 ved nulgennemgangstidspunktet for strømmen iT til et vist tidspunkt mellem tidspunkterne t^ - t^. Mellem nulgennemgangstidspunkterne og tidspunktet t^, som er afslutningen på det vandrette tilbageløbsinterval, returneres en lille del af energien til selvinduktionen Li som angivet ved spids-selvinduktionsstrømmen I 2 ved tidspunktet t^. Denne returenergi er nødvendig til at holde blokeringsoscilla- 10 toren 30 i funktion. Den under hver vandret afbøjningsperiode overførte energi er i hovedsagen lig med forskellen mellem de energier, der blev lagret i selvinduktionen LI til tidspunkterne tQ og t^.

Mellem tidspunkterne t, og t_ cirkulerer strømmen 15 1 Δ iT gennem omskifteren S2, selvinduktionen LI og konden- satoren C5. Under dette interval aflader den i kondensatoren C5 lagrede energi i selvinduktionen Li. Til tidspunktet t2 bliver omskifteren S2 ikke-ledende, og om-20 skifteren SI bliver ledende. Den i selvinduktionen LI lagrede energi begynder umiddelbart efter tidspunktet t2 at overføres tilbage i filterkondensatoren Cl i den uregulerede kilde 70 for indgangsspænding Vin indtil nulgennemgangstidspunktet t^ for selvinduktionsstrømmen iL· 25 Fra tidspunktet t^ til begyndelsen af det næste tilbageløbsinterval lagres energi igen i selvinduktionen Li til påfølgende overføring til tilbageløbsresonanskredsløbet 50. Tilbageløbstidsmodulation, som er forårsaget af variabel belastning, er ubetydelig fordi blokeringsoscilla-30 toren 30 optræder som en strømkilde for tilbageløbsresonanskredsløbet 50 under tilbageløbsintervallet.

Til at regulere energiniveauet for et afbøjningskredsløb, hvilket energiniveau er repræsenteret af tilbageløbsimpulsspændingen V , forbindes et lavspændings-35 udtagspunkt på tilbageløbstransformerens vikling W1 med reguleringsstyringskredsløbet 26 med det formål at påtrykke dette en eksempleringsprøve Vg af tilbageløbs-

DK 164622B

O

12 impulsspændingen V . Reguleringsstyringskredsløbet 26 reagerer på variationer i spændingen V med impulsbred- o demodulering af firkantbølgestyrespændingen 27, som er påtrykt blokeringsoscillatorregulatoren 30.

5 Reguleringen af tilbageløbsimpulsspændingerne

Vr og Vg opnås ved at ændre udnyttelsesforholdet for blokeringsoscillatorregulatoren 30 ved ændring af slukketidspunktet t2 for den styrbare omskifter S2. Slukketidspunktet for omskifteren SI fastlægges i hver afbøj-10 ningsperiode nær tidspunktet t^ lige efter begyndelsen af det vandrette tilbageløbsinterval.

I fig. 2a tilvejebringer selvinduktionen LI's styreviklinger WB og WC en positiv tilbagekoblingsstrøm for omskiftertransistorerne Q1 og Q2. Basisstrømmene er 15 kapacitivt koblet via kondensatorerne C2 og C3, således at den igangsætningsbasisstrøm, der til at begynde med løber gennem modstandende R2 og R8, ikke bliver kortsluttet af styreviklingerne WB og WC. Kondensatorerne C2 og C3 tilvejebringer også negative afskæringsspændinger, som 20 anvendes til at igangsætte forspændingen i spærreretningen af transistorerne Q1 og Q2. Dioderne D3 og D4 tilvejebringer afladningsbaner for kondensatorerne C2 og C3.

Transistorerne Q3 og Q4 styrer størrelsen af basisstrømmen i omskiftertransistorerne Q1 og Q2. Ledeevnen 25 af styretransistorerne Q3 og Q4 i forhold til hinanden har en sådan størrelse, at den hindrer at en af omskiftertransistorerne Q1 eller Q2 leder før det andet omskif-tertransistortrin holder op med at lede. Når spændingen o-ver omskiftertransistorerne Q1 eller Q2 vokser, mætter sty-30 retransistorerne Q3 eller Q4 via basisstrømmen gennem modstanden R3 eller R9 i spændingsdelermodstandende R3-R9, hvorved den pågældende omskiftertransistor bringes i afskæring .

Kort før tidspunktet t i figur 7, et tidspunkt cl 35 der svarer til tidspunktet tQ, som er begyndelsen af det vandrette tilbageløbsinterval i fig. 6, er omskiftertran- 13

O

DK 164622 B

sistoren Q1 i mættet ledetilstand. Som følge heraf er styretransistoren Q3 i afskæring fordi i det væsentlige ingen spænding frembringes over modstanden R5. Styretransistoren Q4 er imidlertid i mættet ledetilstand for-5 di basisstrømmen tilføres til den gennem modstanden R9, hvorved omskiftertransistoren Q2 holdes i afskæring.

Spændingen over omskifteren S2 og over en parallel kondensator C4 svarer i størrelsen til indgangsspændingen Vin.

10 Til tidspunktet t i figur 7 begynder tilbage- a.

løbsimpulsspændingen Vr at blive koblet gennem tilbageløbstransformeren Ti til selvinduktionen Li, hvilket resulterer i at en negativ impuls frembringes over selvinduktionen Li’s styrevikling WB og at en positiv impuls 15 frembringes over styreviklingen WC som vist ved kurveformerne i fig. 8. De over viklingerne WB og WC frembragte tilbageløbsimpulsspændinger har overlejret en omskifterkurveform, der er frembragt ved omskifterne SI's og S2's funktion. Den over styreviklingen WB frembragte negati- 20 ve impulsspænding, der begynder til tidspunktet t i fig.

8, gør den ikke punkterede klemme i styreviklingen positiv, hvorved styretransistoren Q3 tændes for derved at aflade kondensatoren C2 og frembringe en negativ basisstrøm i omskiftertransistoren Ql, hvorved slukningen af 25 denne omskiftertransistor indledes.

Fra tidspunktet ta til tidspunktet i fig. 7 løber strømmen iL i selvinduktionen LI's hovedvikling WA, hvilken strøm tidligere løb i transistoren Ql, nu som en strøm i^ i lagringskondensatoren C4, hvorved 30 kondensatoren aflades som vist i figurerne 7c og 7d. Til tidspunktet t^ har spændingen over kondensatoren C4 nået værdien nul og fastholdes på jord af dioden D2 i omskifteren S2. Strømmen i løber nu gennem dioden D2.

Kurveformen i fig. 7b viser den langsomme fald-35 tid for omskifterspændingen V^ som er forårsaget af afladningen af C4, og kurveformerne i figurerne 7c og 7d 14

O

DK 164622 B

viser, at hele strømmen iT løber i kondensatoren C4 un-

Li der omskifterintervallet t - t, for SI og S2. Virknin- a b 3 gen af kondensatoren C4 hindre omskifterspændingen Vg2 i at skifte for hurtigt under den induktive strømbelast-5 ning iL· Denne virkning beskytter omskifterne SI og S2 mod at blive ødelagt af sekundært gennembrud ("secondary breakdown") og sænker også i betydelig grad effektafsætningen i omskifterorganerne SI og S2.

Den langsomme stig- og faldtid for Vg2 angiver, 10 at begge omskiftertransistorerne Q1 og Q2 under omskifterintervallerne ta - tfa og t - tf holdes i afskæring af transistorerne Q3 og Q4, som atter styres af strømmene gennem R3 og R9. Denne foranstaltning hindrer den uønskede samtidige ledning af transistorerne Q1 og Q2, som ellers 15 ville være indtruffet, fordi omskiftertransistorerne udviser en længere slukketidskarakteristik end tændtidska-rakteristik.

Til tidspunktet t i figur 7c bliver selvinduktionsstrømmen i negativ. Efter tidspunktet t til tids-20 punktet t løber den negative selvinduktionsstrøm i som 6 Jj en positiv ko11ektorstrøm i den i gennemgangsretningen forspændte omskiftertransistor Q2. Som vist i figur 8 er spændingen over styreviklingen WC positiv mellem tidspunkterne t - t , hvorved der tilvejebringes den 25 fornødne forspænding i gennemgangsretningen af omskiftertransistoren Q2.

Til det styrbare tidspunkt t i figur 7 skifter den af reguleringsstyringskredsløbet 26 i figur 2a frembragte styrespændingskurveform 27 i figur 2a fra en lav 30 tilstand til en høj tilstand. Den positive del af styrespændingen 27 påtrykkes gennem dioden D7 for herved at tænde styretransistoren Q4. Når transistoren Q4 er ledende påtrykkes en af kondensatoren C3 frembragt forspænding i spærreretningen på slukkeomskiftertransistoren 35 Q2 nær ved tidspunktet t i figur 7b. Som vist i figurerne 7c og 7d løber strømmen i fra selvinduktionen LI ind i

Li

O

DK 164622 B

15 kondensatoren C4 til påbegyndelse af opladningen af kondensatoren til en positiv spænding på den øverste kondensatorplade i forhold til den nederste kondensatorplade. Til tidspunktet t^ har spændingen over kondensatoren 5 C4 samme størrelse som indgangsspændingen Vin, hvorved dioden Dl i omskifteren SI forspændes i gennemgangsretningen .

Fra tidspunktet til begyndelsen af næste vand-rette tilbageløbsinterval t , er omskifteren SI ledende α 10 og forbinder indgangsklemmen 28 med selvinduktionen Li i resonanskredsløbet 40 for at muliggøre at indgangsstrøm ig kan løbe fra klemmen 28 til omskifteren Si som vist i figur 7e.

Fra tidspunktet tf til tidspunktet t , som er nul- 15 gennemgangstidspunktet for både indgangsstrømmen 1q og selvinduktionsstrømmen i^, leder dioden Dl en returstrøm tilbage til indgangsspændingsklemmen 28. Fra tidspunktet tg til tidspunktet ta leder omskiftertransistoren Q1 en gennemgangsstrøm fra indgangsspændingsklemmen 28 til re-20 sonanskredsløbet 40. Omskiftertransistoren Q1 er forspændt i gennemgangsretningen med henblik på ledning mellem tids- punkterne t - t af den positive del af spændingen VTm, G cl VVJd der frembringes over selvinduktionen LI's styrevikling WB som vist i figur 8. Til tidspunktet t gentages funk-25 tionsrækkefølgen for blokeringsoscillatorregulatoren 30.

Spændingen over selvinduktionen LI1 s hovedvikling WA i forhold til den ikke punkterede klemme af viklingen svarer til forfekellen mellem den ved udgangsklemmen 31 frembragte omskifterspænding og summen af tilbageløbs-30 impulsspændingen og spændingen Vc5 over kondensatoren C5 i resonanskredsløbet 40. For derfor at sikre at der frembringes korrekte transistordrivspændinger over både styrevikling WB og styrevikling WC har den ene af styreviklingerne et større antal viklinger end den anden.

35 En udførelsesform af reguleringsstyringskredslø bet 26 er vist i figur 3. En +45 volt jævnspændings-for- 16

O

DK 164622 B

syningsskinnespænding til reguleringsstyringskredsløbet 26 frembringes ved ensretning af de tilbageløbsimpulser V , der opnås fra udtagski emmen på tilbageløbstransformerens vikling W1 i figur 2a. En zenerdiode Z15 tilvejebringer en 5 referencespænding vre£, som også tjener som en reguleret 15 volt forsyningsskinnespænding. Referencespændingen Vre£ påtrykkes en komparatortransistor Q5's emitter. En del af den ensrettede tilbageløbsspænding Vg påtrykkes basis af transistoren gennem modstandene R14 og R18. Sammen-10 ligningen frembringer en fejlspænding VE ved fællespunk tet for modstandene R20 og R26 i en spændingsdeler, der er forbundet med komparatortransistoren Q5's kollektor.

Denne fejlspænding er repræsentativ for amplituden af den vandrette tilbageløbsimpuls Vr's afvigelse fra den ønskede 15 amplitude.

Fejlspændingen V_ påtrykkes basis af transistoren L· Q6 i en differentialforstærker, der omfatter transistoren Q6 og en transistor Q7. Basis af transistoren Q7 er forbundet med en vandret rampefrembringende kondensator CIO.

20 Kondensatoren-CIO oplades gennem modstandene R23 og R16 under hver vandret fremløbsperiode. Den vandrette tilbageløbsimpulsspænding V påtrykkes basis af en synkro-niseringstransistor Q8, som holder kondensatoren C8 afladet under tilbageløbsintervallet.

25 Den impulsbredde modulerede styrespænding 27 frembringes ved differentialforstærkertransistoren Q61 s kol lektor og styrer ved hjælp af transistoren Q4 i fig. 2a ledningen af omskiftertransistoren Q2 i blokeringsoscillatorregulatoren 30.

30 En forskydning i fejlspændingen V resulterer i en ændring af ledningstidspunktet for differentialforstærkertransistoren Q6 og dermed i en ændring af udnyttelsesforholdet for omskiftertransistoren Q2 og blokeringsoscillatoren 30. En forøgelse af amplituden af til-35 bageløbsimpulsspændingen V som vist ved den største am- b plitude (punkteret kurveform) i fig. 4a, hvilken forøgel- 17

O

DK 164622 B

se f.eks. kan skyldes at belastningskredsløbene 32 i fig. 2b yder mindre belastning eller kan skyldes en forøgelse af den af netspændingen frembragte indgangsspænding Vin, frembringer en formindsket fejlspænding V som

Jh 5 vist ved den punkterede kurveform i fig. 4b. Den af kondensatoren CIO frembragte vandrette rampespænding VC1Q skærer fejlspændingen V£ tidligere, hvorved transistoren Q6 tændes tidligere som vist med den punkterede kurveform i fig. 4c. Den tidligere tænding af transistoren 10 Q6 frembringer en tidligere slukning af omskiftertransistoren Q2 og derefter en højere middelværdispænding over kondensatoren C5 og en større mængde returstrøm gennem dioden Dl. Den styrbare omskifter SI bliver derfor ledende tidligere i fremløbsintervallet, men på grund 15 af den højere middelværdispænding over kondensatoren C5 vokser strømmen i med en langsommere hastighed ved det formindskede belastningsniveau eller ved den forøgede indgangsspænding Vin.

Styrekredsløbet 26 frembringer en styrekurveform 20 27, som har en negativ-tilgående kant ved begyndelsen af tilbageløbet, når transistoren Q8 begynder at aflade rampekondensatoren CIO, og en positivt gående kant umiddelbart efter afslutningen af tilbageløbet ved meget lave belastningsniveauer for kredsløbende 32. Når belastningen 25 vokser, bevæger den positivt gående kant sig hen imod midtpunktet af fremløbet, hvor den maksimale effektoverføring nås mellem primær og sekundærsiderne af transformeren TI. Dette punkt nås, når ledningstidspunkterne for omskifterne SI og S2 er i hovedsagen ens.

30 Hvis omskifteren S2 skulle lede længere end om skifteren SI bliver funktionen af blokeringsoscillatoren 30 ustabil. Derfor sørger regulatorkredsløbet 26 for områdebegrænsning, når belastningskredsløbende 32 trækker for stor en strøm. Fejlspændingen V_ kan ikke vokse mere 35 end hvad der er fastlagt af 15 volt forsyningsskinnespændingen og af spændingsdelervirkningen af modstandene R20 18

O

DK 164622 B

og R26. Fejlspændingen V„ skærer derfor rampespændingen L· umiddelbart før midterpunktet af fremløbet. På grund af det begrænsede område for styringen vil enhver yderligere for stor belastning formindske +45V forsyningsspændingen.

5 Denne formindskelse i størrelse føres til basis af en be-grænsertransistor Q9 ved hjælp af modstande Ri 4 og R19. Transistoren Q9 drives i mætningsledning, hvorved der tilvejebringes yderligere opladningsstrøm til rampekondensatoren CIO. Som vist med den stiplede kurveform i 10 fig. 4b vokser rampespændingen V^q nu meget hurtigere end under normal funktion for reguleringsstyringskredsløbet, hvilket resulterer i en meget tidligere tænding af differentialforstærkertransistoren Q6 som vist med den stiplede kurve i fig. 4c. Den hovedsageligt afkortede led-15 ningstid for transistoren Q6 frembringer en tilsvarende afkortet ledningstid for omskiftertransistoren Q2 og en heraf følgende væsentlig reduktion af den samlede effektoverføring fra den uregulerede indgangsspændingskilde til tilbageløbsresonanskredsløbet 50.

20 Som tidligere omtalt tilvejebringer selvinduktio nen Li's styreviklinger WB og WC regenerative forspændinger i gennemgangsretningerne til basis af omskiftertransistorerne Ql og Q2 for at opretholde en selvsvingende funktion af blokeringsoscillatoren 30 under igangsætnings-25 og kortslutningsdriftstilstande. De tidligere omtalte figurer 5a og 5b viser omskifterkurveformen og strømkurveformen iT under selvsvingende funktion. Umiddelbart før end tidspunktet T-^ i figurerne 5a og 5b er den ikke viste styreviklingsspænding VWB positiv, hvorved der til-30 vejebringes den forspænding i gennemgangsretningen, som er nødvendig for at holde omskiftertransistoren Ql i ledende tilstand.· Den anden ligeledes ikke viste styreviklingsspænding Vwc er negativ og holder omskiftertransistoren Q2 i afskæringstilstand. Mellem tidspunkterne T^- 35 -T0 er styrespændingen V negativ, og styrespændingen J Wi3

Vwc er positiv, hvorved der frembringes en afskærings- 19

O

DK 164622 B

tilstand i omskiftertransistoren Q2. Mellem tidspunkterne Τ·^-Τ2 løber selvinduktionsstrøiranen iL først i kondensatoren C4 og derefter i dioden C2, og mellem tidspunkterne T2-T3 selvinduktionsstrømmen i^ i omskifter- 5 transistoren Q2.

Mellem tidspunkterne T^-T^ er styrespændingen positiv og styrespændingen Vwc er negativ, hvorved der frembringes en forspændingstilstand i gennemgangsretningen for omskiftertransistoren Q1, og en afskæringstil-10 stand for omskiftertransistoren Q2. Mellem tidspunkternene T^-T^ løber selvinduktionsstrømmen i^ først i kondensatoren C4 og derefter i dioden Dl, og mellem tidspunk- terne T^-T^ ^Øker strømmen i omskiftertransistoren Ql.

Den selvsvingende funktionsrækkefølge gentages, idet det 15 begynder ved tidspunktet T^.

Under synkroniseret funktion afbrydes omskifteren SI kun når tilbageløbsimpulsspændingen indtræffer, og omskifteren S2 afbrydes kun når den positivt gående kant af styrespændingen 27 indtræffer. De selvsvingende leden-20 de tidsrum for omskifterne SI og S2 må derfor være lig med eller længere end det vandrette fremløbsinterval for at hindre fejlagtig omskiftning under den synkroniserede funktion.

Som tidligere omtalt begynder blokeringsoscil-25 latoren 30 ved den første slutning af til/fra-omskifteren 23 at svinge i en selvsvingende arbejdsmåde. Under ledningstidsrummet for omskiftertransistoren Ql overføres energi til resonanstilbageløbskredsløbet 50, som derefter begynder at svinge ved den vandrette tilbageløbsfre-30 kvens. Svingningsspændingen i tilbageløbskredsløbet 50 fastholdes på jord ved den samtidige ledning af dæmpningsdioden Dd og den diode, der dannes af basis-kollektorover-gangen i den vandrette udgangstransistor Q10. Denne fastholdelsesvirkning resulterer i opladningen af kondensa-35 torerne C12 og Cl4 og i at der lagres energi i disse.

DK 164622B

O

20 Når begyndelsesintervallet slutter vokser størrelsen af svingningsspændingen i resonanstilbageløbskredsløbet 50. Svingningsspændingen transformerkobles til reguleringsstyringskredsløbet 26 ved hjælp af udtagsklemmen 5 på tilbageløbstransformerens vikling W1. Denne spænding ensrettes af dioden D8 i fig. 3. Svingningsspændingen føres også til +25 volt forsyningsskinnen ved hjælp af tilbageløbstransformerens vikling W4 og ensretterdioden D17. Når spændingerne på forsyningsskinnen med +45 volt 10 og +25 volt vokser til omkring 1/3 af deres normale stationære funktionsværdier begynder den vandrette oscillator 34 og reguleringsstyringskredsløbet 26 at fungere og frembringer vandrette taktskiftesignaler til den vandrette udgangstransistor Q10 i afbøjningsgeneratoren 15 60 samt styreimpulser til omskiftertransistoren Q2 i blokeringsoscillatoren 30.

Figurerne 9-12 viser udvalgte spændings- og strømkurveformer for det regulerede afbøjningskredsløb i figurerne 2a og 2b ved udvalgte fortløbende tidspunkter 20 i begyndelsesintervallet fra det tidspunkt, ved hvilket indgangsspændingen Vin har nået 50% af sin nominelle stationære værdi i fig. 9 til det tidspunkt, hvor indgangsspændingen Vin har nået 100% af sin stationære værdi i fig. 12.

25 Når spændingen Vin er mindre end 50% af sin sta tionære værdi påvirkes den selvsvingende arbejdsmåde af blokeringsoscillatoren 30 ikke af svingningen af tilbageløbsresonanskredsløbet 50. Ved 50% af den nominelle indgangsspænding Vin muliggør tilbageløbskredsløbets 30 svingningsspænding at afbrydelsestidspunktet for regu-latoromskiftertransistoren Ql bliver synkroniseret med den anden svingningsspændingsimpuls som vist i fig. 9c, hvilket resulterer i en blokeringsoscillatorfunktion ved en frekvens, der er højere end den selvsvingende fre-35 kvens eller kortslutningsfrekvensen.

Ved omkring 55% af den nominelle indgangsspænding Vin er blokeringsoscillatoren 30 fuldstændigt syn- 21

O

DK 164622 B

kroniseret med den vandrette afbøjning som vist i figurerne 10a og 10c. Fordi indgangsspændingen Vin stadig er lille kan tilstrækkelig effekt endnu ikke overføres fra resonanskredsløbet 40 til tilbageløbsresonanskreds-5 løbet 50 og belastningskredsløbene 32. På grund af den lille amplitude af den frembragte tilbageløbsimpulsspænding Vr fungerer reguleringsstyringskredsløbet 26 delvis i overstyringsarbejdsmåde med effektbegrænsningsstyringstransistoren Q9 i fig. 3 i mætningsled-10 ning. Den ledende tilstand af transistoren Q9 frembringer en brat opadskrånende synkroniseringsrampespænding VC10 som v^st °9 frembringer en tidlig sluk ning af omskiftertransistoren Q2.

Ved 60% nominelindgangsspænding Vin afbrydes den 15 effektbegrænsende styretransistor Q9 som vist ved rampespændingen Vc^q med mindre hældning i fig. Ild. Tilbageløbs impuls spænding en Vr er vokset til nær den nominelle værdi som vist i fig. 11a. Den overførte effekt er nær maksimum, som angivet ved de omtrent ens ledningstids-20 punkter for omskiftertransistorerne Ql og Q2 som angivet ved det omtrent 50% udnyttelsesforhold for spændingen Vg2 i fig. 11c.

Ved 100% nominel indgangsspænding Vin, som vist i fig. 12, kan effektoverføringen på det elektriske forsynings-25 net eksempelvis være 60 watt. I modsætning til situationen i figurerne 9 og 11 er fejlspændingen V_ i fig. 12d lavere ved 100% indgangsspænding Vin, hvilket resulterer i længere ledning for omskiftertransistoren Ql og kortere ledning for omskiftertransistoren Q2.

30 Som tidligere omtalt frembringes under igang sætningen en svingningsspænding ved hjælp af tilbageløbsresonanskredsløbet 50. I dette tidsrum kan den vandrette udgangstransistor Q10 ødelægges, hvis den drives i mættet ledning på et tidspunkt, hvor svingningsspæn-35 dingen optræder på transistorens kollektorelektrode.

For at hindre en sådan situation i at indtræffe er til- 22

O

DK 164622 B

bageløbstransformerviklingen W3 via modstande R35 og dioden Dl6 forbundet med basis af den vandrette drivtransistor Qll. Enhver positiv spænding, der frembringes over viklinger W3, såsom under igangsætningssvingningen, 5 forspænder den vandrette drivtransistor Qll i gennemgangsretningen til mættet ledning og holder den vandrette udgangstransistor Q10 i afbrudt tilstand. Viklingen W3, modstanden R35 og dioden D16 beskytter også den vandrette udgangstransistor Q10 under fejltilstande 10 såsom under fejlfunktion af den vandrette oscillator 34 og under gnistdannelse i billedrøret.

Fig. 13 viser en anden udførelsesform af reguleringsstyringskredsløbet 26, som anvender et integreret quad-komparatorkredsløb U1A til UID såsom et RCA CA339 15 fremstillet af RCA Corporation, Somerville, New Jersey, USA. Forskellen mellem reguleringsstyringskredsløbene i fig. 3 og 13 består i, at kredsløbet i fig. 3 reagerer på ændringer i spidsamplituden af tilbageløbsimpulsspændingen Vs, mens kredsløbet i fig. 13 reagerer på middel-20 værdien af tilbageløbsspændingsamplituden.

Funktionen af det i fig. 13 viste reguleringsstyringskredsløb 26 er som beskrevet i det følgende. De i fig. 14a viste vandrette tilbageløbsimpulser integreres via dioden D3, modstandene R2-R6 og kondensatoren C2. 0-25 ver kondensatoren C2 optræder en fejlrampespænding 81. Fejlrampespændingen 81 sammenlignes med et referencespændingsniveau i en fejlspændingsforstærkerkompa- rator U1A. Referencespændingsniveauet V___ opnås ved in-tegration ved hjælp af en modstand R8 og en kondensator 30 C4 af en referencerampespænding 83, som frembringes af en modstand R7, en kondensator C3 og en rampeomskifterkom-parator UlB til at aflade kondensatoren C3.

Fig. 14b viser signalkurveformerne ved benene 6 og 7 på fejlspændingsforstærkeren U1A til høj- og lav-35 effektbelastning af tilbageløbstransformeren Ti i figurerne 2a og 2b. Fig. 14c viser udgangsimpulsen ved ben 1 på forstærkeren UlA ved både høj og lav belastning.

23

O

DK 164622 B

En forstærket fejlspænding VE opnås ved integration af udgangsimpulserne fra fejlspændingsforstærkeren UlA ved hjælp af modstanden R12 og kondensatoren C6. Den forstærkede fejlspænding sammenlignes derefter med re-5 ferencerampespændingen 83 i en udgangsimpulsgeneratorkom-parator U1C som vist i fig. 14d. Denne sammenligning frembringer en impulsbreddemoduleret styreimpuls 27' i fig.

13 eller en impuls 27 i fig. 2a til at styre ledningen af omskiftertransistoren Q2.

10 For at hindre ustabil funktion af blokeringsos cillatoren 30 tilvejebringer reguleringsstyringskredsløbet 26 i fig. 13 styreområdebegrænsning, således at forekomsten af den positivt gående kant af styreimpulsen 27' ikke kan forsinkes til senere end midtpunktet af frem-15 løbsintervallet i den vandrette afbøjningsperiode. Kompa-ratoren UID i fig. 13 tilvejebringer denne begrænsningsvirkning. Komparatoren UID sammenligner fejlrampespændin-gen 81 med den forstærkede fejlspænding VE· Under normal funktion er området for de forstærkede fejlspændinger V£ 20 under området for fejlrampespændinger 81 som vist i fig.

14b hvilket resulterer i at komparatoren UlD er i en afbrudt tilstand i dette område.

Under en overbelastningstilstand, hvori amplituden af tilbageløbsimpulsspændingerne Vr og Vg er væsent-25 ligt reducerede, men ikke fjernede, skærer fejlrampespæn-dingen 81 stadig referencespændingsniveauet som vist i fig. 15b. Hvis der imidlertid ikke var truffet foranstaltninger til at lade områdebegrænserkomparatoren indgå i kredsløbet i fig. 13 ville de ved ben 1 på fejl-30 spændingsforstærkeren UlA frembragte udgangsimpulser have haft den med punkteret streg viste kurveform i fig.

15c. Denne impuls ville have været i den høje tilstand i et forholdsvis langt tidsrum i afbøjningsperioden og ville have frembragt en forholdsvis stor fejlspænding 35 V

El* 24

O

DK 164622 B

Den i fig. 15d viste af udgangsimpulsgeneratoren U1C foretagne sammenligning af spændingen med referencerampen 83 ville have frembragt den punkterede styreimpuls 27' i fig. 15e. Den positivt gående kant af den 5 punkterede impuls 21' ville være blevet forsinket til efter midtpunktet af det vandrette fremløb, hvilket resulterer i overføringen af for stor effekt til tilbageløbsresonanskredsløbet 50 og belastningskredsløbene 32 i fig. 2b under overbelastningstilstanden.

10 For at hindre at en sådan situation indtræffer påtrykkes fejlspænding VE den negative indgangsklemme på områdebegrænseren UlD, mens fejlrampespændingen 81 påtrykkes den positive indgangsklemme. Under en overbelastningstilstand har fejlspændingen i fig. 15b tilstræk- 15 kelig størrelse VE^ til at skære fejlrampespændingen 81, hvorved der frembringes et lavt udgangsniveau ved benet 14 på UID, hver gang fejlspændingen VE^ er beliggende over fejlrampespændingen 81.

Udgangene af UlA og UlD kombineres logisk med hen-20 blik på at frembringe den med fuldt optrukken streg viste impulsspænding i fig. 15c. Denne spænding har en middel- værdi V^, som er meget mindre end middelværdien af den med punkteret streg viste impuls i fig. 14c, hvorved den tidligere omtalte lavere fejlspænding V frembringes.

25 Når den lavere fejlspænding VE^ sammenlignes med den i fig. 15d viste referencerampe 83 frembringes den med fuldt optrukken streg viste styreimpulskurveform 27' i fig. 15e, hvilken kurveform har en positivt gående kant, som indtræffer umiddelbart før midtpunktet af fremløbet, som det 30 kræves ved tilvejebringelse af en begrænsning af styreområdet under en overbelastningstilstand. En endnu større forøgelse af belastningen frembringer en længere varighed af den lave tilstand af spændingskurveformimpulsen ved ben 1 på UlA. Som følge heraf forskydes den po-35 sitivt gående kant af kurveformen 21' længere tilbage hen imod begyndelsen af fremløbsintervallet.

O

DK 164622 B

25

En let hysterese for funktionen af områdebegræn-seren UID tilvejebringes ved at forbinde ben 7 på fejlspændingsforstærkeren UlA med ben 8 på områdebegrænseren UlD gennem en modstand R9. Denne hysterese stabiliserer 5 funktionen af områdebegrænseren UID.

Hvis tilbageløbsimpulsspændingerne V og V bry- <L o der sammen, hvilket kan ske ved kortslutning, eller en meget kraftig overbelastning eller ved slukning af fjernsynsmodtageren, når til/fra omskifteren 23 i fig. 2a åbnes, 10 leder en begrænserdiode D4 i fig. 13 for herved hurtigt at sænke niveauet af den integrerede referencespænding ν^,ρ. Sænkningen af spændingsniveauet v^p beskytter fjernsynsmodtageren mod belastninger fra spændingsover-sving.

15 Forstærkningen af fejlspændingsforstærkeren UlA

afhænger af amplituden af fejlrampespændingen 81 - jo mindre amplitude jo større forstærkning. Den variable modstand R5 forskyder jævnspændingsniveauet for fejlrampen 81 og tilvejebringer derfor indstillingsstyring af 20 amplituden af tilbageløbsimpulsspændingen V .

En beskrivelse af udvalgte magnetiske komposanter, som kan anvendes i kredsløbet i figurerne 2a og 2b gives i det følgende: 25 30 35

O

DK 164622 B

26 LI: Kerne, Philips U-U 25/20/13, materiale 3 C 8 eller tilsvarende;

Luftspalte 1 mm i hver gren, WA 168 viklinger, 3 mH, 5 WB 7 viklinger, WC 10 viklinger,

Samtlige viklinger, 0,6 mm diameter kobbertråd.

Ti: Kerne, Siemens U 47, materiale N 27 eller tilsvarende; 10 Luftspalte 0,1 mm i hver gren, 10 volts/vikling, W1 120 viklinger, udtag ved 6 viklinger, W2 92 viklinger, W3 6 viklinger, 15 W4 21 viklinger,

Samtlige viklinger, 0,5 mm diameter kobbertråd.

Isolation mellem primær- og sekundærsiderne: 4000 volts.

20 25 30 35

Claims (16)

1. Reguleret afbøjningskredsløb omfattende: a) en afbøjningsvikling (L^) , b) en afbøjningsgenerator (60) der er forbundet med af-5 bøjningsviklingen til frembringelse af aftastningsstrøm i afbøjningsviklingen under en afbøjningsperiode, idet afbøjningsgeneratoren omfatter en tilbageløbskondensator (CR), der er forbundet med afbøjningsviklingen til dannelse af et resonanstilbageløbskredsløb (50) med denne, 10 c) et andet resonanskredsløb (L1,C5), d) en spændingskilde (24), e) omskifterorganer (S1,S2), der virker i afhængighed af et afbøjningstaktsignal, til at forbinde det andet resonanskredsløb (L1,C5) med spændingskilden (24) under et første inter- 15 val i hver afbøjningsperiode til lagring af energi i det andet resonanskredsløb (L1,C5) og til at forbinde det andet resonanskredsløb (L1,C5) med resonanskredsløbet (50) under et andet interval i hver afbøjningsperiode til frembringelse af energioverføring mellem disse, og 20 f) styreorganer (26) til styring af omskifterorganerne (51.52) , k e ndetegnet ved, at styreorganerne er forbundet med afbøjningsgeneratoren (60) og med omskifterorganerne (51.52) til styring af ledningstidsrummet for nævnte omskifter-25 organer i afhængighed af et energiniveau i afbøjningsgeneratoren (60), hvorved energioverføringen mellem det andet resonanskredsløb (LI,C5) og resonanstilbageløbskredsløbet (50) reguleres, idet omskifterorganerne (S1,S2) ved fravær af afbøjningstaktsignalet udfører en selvsvingende oscillation.

2. Reguleret afbøjningskredsløb ifølge krav 1, k e nde tegnet ved, at omskifterorganerne (S1,S2) ved hjælp af styreorganerne (26) virker i afhængighed af et afbøjningstakt-skiftesignal, idet en tilbageløbsimpulsspænding fra resonanskredsløbet (50) påtrykkes det andet resonanskredsløb (Ll,C5) til til-35 vejebringelse af energioverføring mellem det andet resonanskredsløb (L1,C5) og resonanstilbageløbskredsløbet (50). DK 164622 B

3. Afbøjningskredsløb ifølge krav 2, kendetegnet ved, at omskifterorganerne (S1,S2) er forbundet med kilden (24) og med det andet resonanskredsløb (L1,C5) i en blokeringsoscillatorkobling, således at omskifterorganerne 5 (S1,S2) i fraværelse af nævnte afbøjningstaktskiftesignal foretager selvsvingende oscillation.

4. Afbøjningskredsløb ifølge krav 3, kendetegnet ved, at frekvensen for den selvsvingende oscillation er mindre end nævnte afbøjningsperiodes frekvens.

5. Afbøjningskredsløb ifølge krav 1, kendeteg net ved, at omskifterorganerne omfatter et første (SI) og andet (S2) omskifterorgan, der er forbundet med det andet resonanskredsløb (Ll,C5) i en modtaktkobling.

6. Afbøjningskredsløb ifølge krav 5, kendeteg-net ved, at frekvensen for den selvsvingende oscillation er en sådan, at under den selvsvingende oscillation hvert af det første (SI) og det andet (S2) omskifterorgan leder i et tidsrum, som er længere end varigheden af afbøjningstilbageløbsintervallet . 2°

7. Afbøjningskredsløb ifølge krav 6, kendeteg net ved, at den i det andet resonanskredsløb lagrede energimængde ved afslutningen af tilbageløbsintervallet forbliver i hovedsagen uændret, når nævnte ledningstidsrum varierer.

8. Afbøjningskredsløb ifølge ethvert af de foregående 25 krav, kendetegnet ved, at det andet resonanskredsløb (L1,C5) er forbundet med afbøjningsgeneratoren (60) ved hjælp af en transformer (Ti), idet dennes første vikling (Wl) er forbundet med det andet resonanskredsløb (L1,C5), . og en anden vikling (W2) deraf er forbundet med 20 resonanstilbageløbskredsløbet (50) .

9. Afbøjningskredsløb ifølge krav 5, kendetegnet ved, at det første (SI) og det andet (S2) styrbare omskifterorgan omfatter første henholdsvis anden tovejsledende hovedstrømstrækninger, idet de to hovedstrømstrækninger er serie- 35 forbundne over kilden (24) for energi, og det andet resonans-: kredsløb (L1,C5) er serieforbundet over en af nævnte to hovedstrømstrækninger . DK 164622 B

10. Afbøjningskredsløb ifølge krav 8, kende tegnet vedrat nævnte transformer er en tilbageløbstransformer (TI), idet en første vikling (Wl) deraf er serieforbundet med det andet resonanskredsløb (L1,C5) over den anden styrbare omskifter (S2). 5

11. Afbøjningskredsløb ifølge krav 6 eller 8, kendetegnet ved, at nævnte andet resonanskredsløb omfatter en selvinduktion (LI), som indbefatter en hovedvikling (WA), der er forbundet med en hovedstrømsstrækning i hver af de to styrbare omskiftere (S1,S2) samt to 1 styreviklinger (WB,WC), der hver især er forbundet med en styreklemme (basis på Q1,Q2) på den pågældende omskifter.

12. Afbøjningskredsløb ifølge krav 1, kendetegnet ved, at styreorganerne (26) omfatter organer (Q9) til at detektere en overstyringstilstand og til at 15 fastsætte ledningstidsrummet_til et punkt i afbøjningsperioden, i hvilket den af det andet resonanskredsløb (L1,C5) overførte energimængde er nedsat i væsentlig grad.

13. Afbøjningskredsløb ifølge krav 5 eller 9, kendetegnet ved, at hver af de styrbare omskiftere 20 (SI og S2) bliver ledende, efter at den anden omskifter er blevet i hovedsagen ikke-ledende.

14. Afbøjningskredsløb ifølge krav 10, kendetegnet ved, at det andet resonanskredsløb (30) 2g indgår mellem omskifterorganerne (Sl,S2) og den første vikling (Wl) på tilbageløbstransformeren.

15. Afbøjningskredsløb ifølge krav 2, kendetegnet ved, at omskifterorganerne omfatter første (SI) og andre (S2) styrbare omskiftere, som er forbundet 30 med det andet resonanskredsløb (Ll,C5), hvilken første omskifter (SI), når den er ledende, forbinder spændingskilden (24) med det andet resonanskredsløb (30), og, når den ikke er ledende, afbryder kilden (24) fra det andet resonanskredsløb, hvilken anden omskifter (S2), når den 35 er ledende, aktiverer energioverførselen mellem det andet resonanskredsløb (30) og resonanstilbageløbskredsløbet (50) . 0 DK 164622 B

16. Afbøjningskredsløb ifølge krav 2 eller 3, kendetegnet ved, at det andet resonanskredsløb (30) omfatter en induktans (LI), som er forbundet med omskifterorganerne (Sl,S2) og med kilden (24) i en selvsvingende opstilling, idet en tilbageløbsimpulsspænding O fra resonanstilbageløbskredsløbet (50) påtrykkes det andet resonanskredsløb (30) for at fremkalde energioverførselen mellem det andet resonanskredsløb (30) og resonanstilbageløbskredsløbet (50) . 10 15 20 25 35