-
Die Erfindung bezieht sich auf geregelte
Ablenkschaltungen, z. B. für Fernsehanzeigesysteme.
-
Bekannte vom Wechselstromnetz isolierte
Fernsehempfänger zeigen eine Vielfalt von konstruktiven Lösungen für die
Stromversorgungsschaltung. Bei einer Lösung wird ein 50- oder
60-Hertz-Netztransformator verwendet, um die elektrische
Isolierung zu bewirken. Der Netztransformatotr ist jedoch
verhältnismäßig schwer und sperrig. Das von dem Transformator erzeugte
magnetische Streufeld kann die Reinheit beeinträchtigende
Deckungsfehler in einem Farbfernsehempfänger einführen. Da ferner der
Netztransformator lediglich eine elektrische Isolierung bewirkt,
können zusätzliche Spannungsregelschaltungen benötigt werden.
-
Bei Großbildschirm-Fernsehempfängern wird oft eine
Stromversorgung mit Schaltbetrieb verwendet. Eine solche
Stromversorgung ist verhältnismäßig teuer und erfordert besondere
Bauteile, z. B. einen Schaltbetrieb-Transformator, einen
Schalttransistor und Gleichrichterdioden. Die Regelschaltung kann
Überlastungs- und Kurzschlußschutz enthalten und ist dann kompliziert
und schwierig zu reparieren, und sie neigt zu erhöhten
Fehlerraten. Wenn der Hochspannungs- oder Zeilenendtransformator bei
einer synchron geschalteten Stromversorgung als Netzisolierung
verwendet wird, kann eine komplizierte Regelschaltung sowie eine
getrennte Stromversorgung für den Anlauf des Fernsehempfängers
erforderlich werden.
-
Aus US-A-4,193,018 sind Ablenkschaltungen bekannt, bei
denen das Schließen eines Vorlaufschalters einen Vorlaufstrom in
der (Horizontal)-Ablenkwicklung erzeugt, mit der ein
Rücklaufkondensator eine Rücklaufresonanzschaltung bildet, wenn der
Vorlaufschalter offen ist. Eine zweite Resonanzschaltung ist mit einer
Energieversorgung verbunden, um Energie zu speichern, wenn der
Vorlaufschalter geschlossen ist. Ein anderer Schalter verbindet
die Rücklaufresonanzschaltung mit der zweiten Resonanzschaltung
während des Rücklaufs, so daß die in der letzteren Schaltung
gespeicherte Energie dann zur Rücklaufresonanzschaltung und zu
anderen Lastschaltungen übertragen wird, die durch einen mit der
Ablenkwicklung verbundenen Zeilenendtransformator gespeist
werden. Die vorliegende Erfindung sieht eine geregelte
Ablenkschaltung vor, die auch als Stromversorgung mit Schaltbetrieb dienen
kann, die insoweit mit einer einfacheren Regelschaltung ohne die
Notwendigkeit spezieller Komponenten auskommt, die sich so
ausbilden läßt, daß sie einen intensiven Schutz gegen Überlastungen
und Kurzschlüsse bietet, und die gegen schädliche Wirkungen von
Signalimpulsspannungen, die beim Anlauf erzeugt werden, geschützt
ist.
-
Eine geregelte Ablenkschaltung gemäß der Erfindung
umfaßt eine Ablenkwicklung; einen Ablenkgenerator, der einen
Voraufschalter enthält, der auf ein Ablenkfrequenzsignal anspricht
und mit der Ablenkwicklung zur Erzeugung eines Abtaststromes in
der Ablenkwicklung während eines Ablenkzyklus verbunden ist,
wobei der Ablenkgenerator ferner eine Rücklaufkapazität enthält,
die mit der Ablenkwicklung verbunden ist, um mit dieser eine
Rücklaufresonanzschaltung zu bilden; einen
Zeilenendtransformator; eine Spannungsquelle; Schaltmittel zur Verbindung einer
ersten Wicklung des Zeilenendtransformators mit der
Spannungsquelle während eines ersten Intervalls jedes Ablenkzyklus; eine
zweite Wicklung des Zeilenendtransformators, die mit der
Rücklaufresonanzschaltung verbunden ist, um über dieser eine
Rücklaufimpulsspannung während eines zweiten Intervalls jedes
Ablenkzyklus
zu entwickeln; und Steuermittel, die mit dem Ablenkgenerator
und den Schaltmitteln verbunden sind, um die Augenblicke der
Leitfähigkeit der Schaltmittel zu steuern und damit die Energie-
Übertragung zwischen der Spannungsquelle und der
Rücklaufresonanzschaltung zu regeln, dadurch gekennzeichnet, daß die
Energieübertragung zwischen der Spannungsquelle und der
Rücklaufresonanzschaltung bestrebt ist, die Rücklaufresonanzschaltung zur
Erzeugung einer Signalimpulsspannung zu veranlassen, der der
Vorlaufschalter ausgesetzt ist, daß Mittel zum Erkennen des
Vorhandenseins der Signalimpulsspannung sowie mit den
Erkennungsmitteln verbundene Mittel vorgesehen sind, um die Ansteuerung zu
dem Vorlaufschalter in Abhängigkeit von dem Vorhandensein der
Signalimpulsspannung unwirksam zu machen und damit zu verhindern,
daß der Vorlaufschalter seinen leitenden Zustand bei
Vorhandensein der Signalimpulsspannung ändert.
-
In den beigefügten Zeichnungen zeigt
-
Fig. 1a und 1b eine vereinfachte schematische Form
von zwei Ausführungsformen einer die
Erfindung der Stammanmeldung
verkörpernden geregelten Ablenkschaltung;
-
Fig. 2a und 2b eine detaillierte Ausführungsform
einer jene Erfindung und die
Erfindung der vorliegenden Anmeldung
verkörpernden geregelten Ablenkschaltung;
-
Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel einer Regler-
Steuerschaltung für die Schaltung in
Fig. 2a und 2b;
-
Fig. 4 Wellenformen in Verbindung mit dem
Betrieb der Regler-Steuerschaltung
In Fig. 3:
-
Fig. 5 bis 12 Wellenformen in Verbindung mit dem
Betrieb der Schaltungen in
Fig. 1a, 1b, 2a und 2b;
-
Fig. 13 eine andere Ausführungsform einer
Regler-Steuerschaltung für die
Schaltung in Fig. 2a und 2b; und
-
Fig. 14 und 15 Wellenformen in Verbindung mit dem
Betrieb der Schaltung in Fig. 13.
-
In den Zeichnungen gilt als gewählte Regel für den
Spannungspfeil zwischen zwei Klemmen, daß als negative Klemme
diejenige Klemme angesehen wird, die dem Schwanz des Pfeils am
nächsten ist.
-
Fig. 1a und 1b zeigen in vereinfachter schematischer
Form eine die Erfindung verkörpernde geregelte Ablenkschaltung
und Stromversorgung für einen Fernsehempfänger. Fig. 1a zeigt
eine Ausführung, die von der Wechselstrom-Netzquelle nicht
galvanisch isoliert ist, und Fig. 1b zeigt eine isolierte
Ausführung. Schaltvorrichtungen oder Schalter S1 und S2 bilden eine
Sperrschwingeranordnung 30 mit einem Induktor L1 und einem
Kondensator C5. Die abwechselnde Leitfähigkeit der beiden
Schalter wird durch ein in Fig. 1a und 1b nicht dargestelltes
positives Rückkopplungssginal gesteuert, das von der über dem
Induktor L1 entwickelten Spannung abgeleitet und einer Regler-
Steuerschaltung 26 zugeführt wird. In Fig. 1a und 1b sind der
Netzgleichrichter 24 mit seinem Siebkondensator C1, die
Horizontal-Ablenkschaltung 60 und der Zeilenendtransformator T1
enthalten. Nicht dargestellt in Fig. 1a und 1b sind die
verschiedenen Lastschaltungen des Fernsehempfängers, die mit Wicklungen
des Zeilenendtransformators verbunden sind.
-
Für die Beschreibung des selbstschwingenden Betriebs
des Sperrschwingers 30 in Fig. 1a ist beispielsweise angenommen,
daß der Horizontal-Vorlaufschalter 35 der
Horizontal-Ablenkschaltung 60 zur Erde kurzgeschlossen ist. Der Sperrschwinger 30 läuft
selbstschwingend mit einer Frequenz, die durch die Werte des
Induktors L1 und des Kondensators C5 bestimmt ist. Diese Frequenz
kann etwa halb so groß wie die Horizontal-Ablenkfrequenz fH der
niedriger gewählt werden. Die Selbstschwingfrequenz wird
niedriger als die Horizontal-Ablenkfrequenz gewählt, um eine korrekte
Synchronisation des Sperrschwingerbetriebes mit der Erzeugung des
Horizontal-Abtaststromes zu ermöglichen, wenn der Sperrschwinger
in dem mit der Ablenkung synchronisierten Betrieb arbeitet. Wenn
jedoch die Selbstschwingfrequenz zu niedrig gewählt wird, werden
während des frei schwingenden Betriebs in dem Induktor L1 unnötig
hohe Spitzenströme entwickelt.
-
Die Wahl des L/C-Verhältnisses des Induktors L1 und des
Kondensators C5 bestimmt den Spitzeneingangsstrom oder den
Induktorstrom iL der während des selbstschwingengen Betriebs fließt
und daher die maximal verfügbare Leistung bestimmt, die
verbraucht werden kann. Selbstschwingender Betrieb tritt auch auf,
wenn über einer der Wicklungen des Zeilenendtransformators T&sub1; ein
Kurzschluß der Last entsteht.
-
Die Schaltspannung VS2 über dem Schalter S2 und der
während des freischwingenden Betriebes fließende Induktorstrom iL
ist in Fig. 5a und 5b veranschaulicht. Die nicht dargestellte
Schaltspannungs-Wellenform über dem Schalter S1 ist gegenüber der
Wellenform von Fig. 5a um 180º in der Phase verschoben. Der
meiste durch die beiden Schalter fließende Strom ist Blindstrom, und
somit ist der tatsächliche Stromverbrauch sehr niedrig. Der
Stromverbrauch ist gleich den Verlusten in den Schaltern S1 und
S2 und in den Widerstandskomponenten des Induktors L1 und des
Kondensators C5.
-
Für die Beschreibung des synchronisierten Oszillatorbetriebs
ist angenommen, daß der Horizontal-Ausgangstransistor
Q10 in Fig. 1a mit der Horizontal-Frequenz geschaltet wird, um
einen Abtaststrom in der Horizontal-Ablenkwicklung LH zu erzeugen
und daß wie in Fig. 6a dargestellt ist, eine
Rücklaufimpulsspannung Vr an der Kollektorelektrode des Ausgangstransistors Q10
erzeugt wird. Vom Zeitpunkt t&sub2; innerhalb des
Horizontal-Vorlautintervalls in Fig. 6a bis 6c bis zu späteren Zeitpunkt t&sub0;, dem
Beginn des nächsten Horizontai-Rücklaufintervalls, ist der
Schalter S2 offen und der Schalter S1 geschlossen. Der Induktorstrom
iL fließt durch den Schalter S1, die Spule L1, den Kondensator C5
und den Vorlaufschalter 35 zur Erde. Zu Zeitpunkt t&sub0; wird die
Energie I² p1L/² in dem Induktor L1 gespeichert, wobei L die Induktivität
des Induktors L1 und Ip1 der in dem Induktor L1 zum
Zeitpunkt t&sub0; fließende Spitzenstrom ist.
-
Zum Zeitpunkt t&sub0; in Fig. 6a bis 6c öffnet der
Horizontal-Ausgangstransistor Q10. Die entwickelte
Rücklaufimpulsspannung Vr wird der Regler-Steuerschaltung 26 über eine
Signalleitung s zugeführt, um das öffnen des Schalters S1 und das
Schließen des Schalters 52 mit dem Beginn des Horizontal-Rücklaufs zu
synchronisieren. Bei geschlossenem Schalter S2 zwischen der Zeit
t&sub0; bis t&sub2; ist der Stromweg für den Induktorstrom iL nun mit der
Rücklaufresonanzschaltung 50 verbunden, die aus dem
Rücklaufkondensator CR, dem S-formenden Kondensator CS und der Horizontal-
Ablenkwicklung LH besteht. Im Ergebnis wird die in dem Induktor
L1 zum Zeitpunkt t&sub0; gespeicherte Energie schnell in die
Rücklaufresonanzschaltung 50 übertragen, was durch den schnell
abfallenden Strom iL nach dem Zeitpunkt t&sub0; in Fig. 6c veranschaulicht
ist. Der Strom iL nimmt rasch ab, und wenn er Null erreicht, ist
die in dem Induktor L1 gespeicherte Energie übertragen worden.
Nach dem Null-Durchgang des Induktorstromes iL während des
Rücklaufs fließt ein kleiner Teil der übertragenen Energie zum Induktor
L1 zurück, was durch den negativen Strom iL vor dem Zeitpunkt
t&sub1; dargestellt ist. Zum Zeitpunkt t&sub1;, dem Ende des Horizontal-
Rücklaufintervalls werden die Zeilendiode Dd und der
Basis-Kollektorübergang des Ausgangstransistors Q10 in Vorwartsrichtung
betrieben, wodurch der Kondensator C5 wirksam mit Erde verbunden
wird. Die in jedem Horizontal-Ablenkzyklus übertragene Energie
ist im wesentlichen die Differenz zwischen den Energien, die in
dem Induktor L1 zu den Zeitpunkten t&sub0; und t&sub1; gespeichert ist.
-
Zwischen den Zeitpunkten t&sub1; und t&sub2; zirkuliert der Strom
iL durch den Schalter S2, den Induktor L1, den Kondensator C5 und
den nun geschlossenen Vorlaufschalter 35. Während dieses
Intervalls wird in dem Kondensator C5 gespeicherte Energie in den
Induktor L1 zurückentladen. Zum Zeitpunkt t&sub2; öffnet die Regler-
Steuerschaltung 26 den Schalter S2 und schließt den Schalter S1.
Die in dem Induktor L1 gespeicherte Energie wird nun zurück in
den Hauptsiebkondensator C1 übertragen, bis der Induktorstrom iL
zum Zeitpunkt t&sub3; einen Null-Durchgang hat. Vom Zeitpunkt t&sub3; bis
zum Beginn des nächsten Rücklaufintervalls wird erneut Energie in
den Induktor L1 für die anschließende Übertragung zur
Rücklaufresonanzschaltung 50 und zu den mit den verschiedenen Wicklungen
des Zeilenendtransformators T&sub1; verbundenen Lastschaltungen
gespeichert.
-
Die Wellenformen auf der-rechten Seite von Fig. 6a bis
6c veranschaulichen den mit der Ablenkung synchronisierten
Betrieb des Sperrschwingers 30 bei einem niedrigeren Lastpegel der
mit den verschiedenen Wicklungen des Zeilenendtransformators T1
verbundenen Lastschaltungen im Vergleich mit dem Lastpegel bei
den links dargestellten Wellenformen. Die Regelung dient dazu,
die Spitzenamplitude des Rücklaufimpulses Vr konstant zu halten.
Bei dem niedrigeren Lastpegel ist im Gegensatz zu der zuvor
beschriebenen Situation mehr Energie am Ende des
Horizontal-Rücklaufintervalls zum Zeitpunkt t'&sub1; in den Induktor L1
zurückgeflossen, und es muß von dem Zeitpunkt t'&sub2; als Folge des niedrigeren
Verbrauchs durch die Lastschaltungen des Fernsehempfängers mehr
Energie zu dem Hauptsiebkondensator C1 zurückfließen.
-
Es sei bemerkt, daß die zum Zeitpunkt t&sub0; der linken
Wellenformen in Fig. 6a bis 6c und zum Zeitpunkt t'&sub0; der rechten
Wellenformen in dem Induktor L1 gespeicherten Energien unabhängig
von dem Maß der Belastung weitgehend gleich sind. Die
gespeicherte Spitzenenergie hängt nur von der Amplitude der
gleichgerichteten Netzspannung ab. Die maximale Last, die durch den
Sperrschwinger 30 übertragen werden kann, ist daher begrenzt. Bei
maximaler Last oder bei einem Kurzschlußbetrieb ist die
Durchschnittsspannung über dem Kondensator C5 etwa halb so groß wie
die Eingangsspannung Vin. Mit abnehmender Last nimmt die
Durchchnittsspannung über dem Kondensator C5 zu.
-
Die Arbeitsweise der Schaltung in Fig. 1b ist ähnlich
wie die Arbeitsweise der Schaltung in Fig. 1a, weil die
Schaltungen aufgrund der engen Kopplung zwischen den Wicklungen W1 und W2
des Transformators T&sub1; in Fig. 1b elektrisch weitgehend äquivalent
sind. Eine Wicklung W6 des Zeilenendtransformators T&sub1; entwickelt
die Rücklaufimpulsspannung, die der Regler-Steuerschaltung 26
über die Signalleitung s zugeführt wird.
-
Fig. 2a und 2b veranschaulichen eine detaillierte
Ausführungsform einer die Erfindung verkörpernden geregelten
Ablenkschaltung für einen Fernsehempfänger. Eine Wechselstrom-
Netzspannung von 220 Volt und 50 Hertz wird an Klemmen 21 und 22
angelegt, im Doppelweg-Gleichrichter 24 gleichgerichtet und durch
einen Kondensator C1 gefiltert, um eine ungeregelte unmittelbare
Eingangsspannung Vin von beispielsweise 290 Volt an einer Klemme
28 zu erzeugen. Zwischen der Klemme 21 und einer Eingangsklemme
eines Brückengleichrichters 24 befindet sich ein Ein/Aus-Schalter
23. Die Stromrückflußklemme des Brückengleichrichters ist mit
einem Erdpunkt 25 verbunden, der galvanisch nicht von den
Stromversorgungsklemmen 21 und 22 isoliert ist. Ein
Strombegrenzungswiderstand R1 befindet sich zwischen der Ausgangsklemme des
Brükkengleichrichters 24 und der Eingangsklemme 28.
-
Die ungeregelte Eingangsspannung Vin wird einem
Sperrschwinger 30 zugeführt, der aus einer mit einer Resonanzschaltung
40 verbundenen Schaltanordnung aus steuerbaren Schaltern S1 und
S2 besteht. Die Resonanzschaltung 40 wird durch die Hauptwicklung
WA eines Induktors L1 und einen Kondensator C5 gebildet. Der
Schalter S1 besteht aus einem Transistor Q1 und einer zwischen
der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode des Transistors
liegenden Zeilendiode D1. Der Schalter S2 besteht aus einem
Transistor Q2 und einer zwischen der Kollektorelektrode und der
Emitterelektrode des Transistors Q2 liegenden Zeilendiode D2. Die
Hauptstromwege der Schalter S1 und S2 sind daher in beiden
Richtungen leitend und liegen in Reihe an der Eingangsspannung
zwischen der Klemme 28 und der Erdklemme 25. Die Hauptstromwege der
Schalter S1 und S2 sind also mit der Resonanzschaltung 40 an
einer gemeinsamen Ausgangs-Verbindungsklemme 31 der Schalter S1
und S2 und der Hauptwicklung WA des Induktors L1 verbunden.
-
In Fig. 2b enthält die Horizontal-Ablenkschaltung 60
eine Horizontal-Ablenkwicklung LH, die in Reihe mit einem
S-formenden oder Vorlaufkondensator C14 über einem
Vorlaufschalter 35 liegt. Der Vorlaufschalter 35 besteht aus einem
Horizontal-Ausgangstransistor Q10 und einer Zeilendiode Dd, wobei
die Emitterelektrode des Transistors Q10 mit einem
Chassis-Erdpunkt 29 verbunden ist, der galvanisch vom Erdpunkt 25 isoliert
ist. Ein Rücklauf-Kondensator C13 ist mit der Ablenkwicklung LH
verbunden und bildet mit dieser eine Rücklaufresonanzschaltung
50, wenn der Vorlaufschalter nicht leitend ist.
-
Ein Horizontal-Oszillator 34 führt der Basis eines
Treibertransistors Q11 über einen Widerstand R34 eines aus den
Widerständen R34 und R33 bestehenden Spannungsteilers eine in
Fig. 2b nicht dargestellte Rechteck-Schaltspannung zu. Vom
Treibertransistor Q11 wird ein Schaltsignal mit der
Horizontalfrequenz erzeugt und mittels eines Treibertransformators T2 dem
Horizontal-Ausgangstransistor zugeführt, wobei die
Sekundärwicklung des Treibertransformators T2 mit der Basis des Transistors
Q10 über einen Widerstand R29 eines aus den Widerständen R29 und
R30 bestehenden Spannungsteilers verbunden ist. Die Kollektor-
Versorgungsspannung für den Treibertransistor Q11 wird von einer
+25 Volt Schiene über einen Widerstand R31 und die Primärwicklung
des Transformators T2 abgeleitet. Ein Kondensator C15 ist mit der
Verbindungsstelle des Widerstands R31 mit der Primärwicklung des
Transformators T2 verbunden. Ein Basisstrom-Formungsnetzwerk aus
einer Diode D15 und einem Widerstand R32 liegt an der
Primärwicklung des Transformators T2.
-
Vor der Mitte des Vorlaufintervalls innerhalb eines
Horizontal-Ablenkzyklus ist der Treibertransistor Q11 als Folge
einer in Vorwärtsrichtung vorspannenden Spannung, die dem
Horizontal-Ausgangstransistor Q10 zugeführt wird, abgeschaltet.
Unmittelbar vor dem Ende des Horizontal-Vorlaufintervalls wird der
Treibertransistor Q11 eingeschaltet, was die Zuführung einer in
Sperrichtung vorspannenden Spannung zum
Horizontal-Ausgangstransistor Q10 zur Folge hat. Kurz danach hört der Kollektorstrom in
Ausgangstransistor auf, wodurch das Horizontal-Rücklaufintervall
eingeleitet wird. Während des Rücklaufintervalls wird über dem
Rücklaufkondensator C13 eine Rücklaufimpulsspannung entwickelt.
-
Die Rücklaufimpulsspannung Vr in Fig. 2 wird einer
Wicklung W2 eines Zeilenendtransformators T&sub1; zugeführt, um
Rücklaufimpulsspannungen in den Wicklungen W3-W5 des Zeilenend-
Transformators T&sub1; zu erzeugen. Zwischen der Wicklung W2 des
Zeilenend-Transformators und der isolierten Chassiserde 29 ist ein
Gleichstrom-Sperrkondensator C12 angeordnet.
-
Um den Betrieb des Horizontal-Ablenkgenerators 60 mit
dem Bildinhalt des zusammengesetzten Videosignals des
Fernsehempfängers zu synchronisieren, wird ein in der Wicklung W3 des
Zeilenend-Transformators erzeugter Rücklaufimpuls 37 einem
Horizontal-Oszillator 34 über eine Leitung 38 zugeführt, und ein
nicht dargestellter Horizontal-Synchronimpuls wird dem Oszillator
an einer Klemme 36 zugeführt. Von einem Regler 33 wird aus der an
der +25 Volt Versorgungsschiene anstehenden Spannung eine 12
Volt-Versorgungsspannung für den Horizontal-Oszillator 34
erzeugt.
-
Die Spannungsquelle für die +25 Volt Versorgungsschiene
wird von dem Vorlaufteil der Spannung gewonnen, die in der
Wicklung W4 des Zeilenend-Transformators erzeugt, durch eine Diode
D17 gleichgerichtet und durch einen Kondensator C16 gefiltert
wird. Ein Widerstand R36 sorgt für eine Strombegrenzung.
Versorgungsspannungen 32 für andere Fernsehempfängerschaltungen, z. B.
für die Vertikal-Ablenkung, den Videoteil den Tonteil und die
Endanoden-Hochspannung werden in den verschiedenen anderen
Wicklungen des Zeilenend-Transformators erzeugt, die in Fig. 1b
gemeinsam als Wicklung W5 dargestellt sind.
-
Um Verluste auszugleichen, die in der Horizontal-
Ablenkschaltung 60 und in den verschiedenen Lastschaltungen 32
des Fernsehempfängers entstehen, wird eine Wicklung W1 des
Zeilenend-Transformators T&sub1; mit der Sperrschwinger-Resonanzschaltung
40 verbunden und überträgt während des
Horizontal-Rücklaufintervalls in jedem Ablenkzyklus Energie von der Resonanzschaltung 40
zu der Rücklaufresonanzschaltung 50 und zu den Lastschaltungen 32
des Fernsehempfängers einschließlich der Endanoden-Hochspannungs-
Lastschaltung.
-
Es sei nun angenommen, daß sich der Sperrschwinger 30
in der mit der Ablenkung synchronisierten Betriebsart befindet.
Wie in Fig. 6 dargestellt und zuvor in Verbindung mit dem Betrieb
der vereinfachten Schaltungen in Fig. 1a und 1b erwähnt wurde,
wird in einem Horizontal-Ablenkzyklus während des
Vorlaufintervalls S1 leitend und S2 nichtleitend, wodurch die ungeregelte
Spannungsquelle Vin mit der Resonanzschaltung 40 verbunden wird.
Der in der Wicklung Wa des Induktors L1 fließende Strom iL
beginnt zuzunehmen. Wenn während der Zeit von t&sub2; bis t&sub3; der Strom
iL negativ ist, wird Energie zur Quelle 70 der Eingangsspannung
Vin zurückgeführt. Nach dem Zeitpunkt t&sub3;, dem Nulldurchgang des
Stroms iL, wird Energie von der Eingangsspannungsquelle 70 zur
Resonanzschaltung 40 übertragen, im Prinzip zum Magnetfeld des
Induktors L1. Zum Zeitpunkt t&sub0;, dem Beginn des
Horizontal-Rücklaufintervalls t&sub0;-t&sub1;, ist die in der Induktivität der
Resonanzschaltung 40 gespeicherte Energie ein Maximum.
-
Bei Beginn des Horizontal-Rücklaufintervalls wird der
Horizontal-Ausgangstransistor Q10 nichtleitend gemacht, wodurch
die Rücklaufresonanzschaltung 50 über den Transformator T&sub1; mit
der Resonanzschaltung 40 verbunden wird. Die in dem Induktor L1
gespeicherte Ladung entlädt sich von diesem schnell in den
Rücklaufkondensator C13. Während des Horizontal-Rücklaufintervalls,
in dem der Rücklaufkondensator C13 mit der Resonanzschaltung
transformatorgekoppelt ist, nimmt die Resonanzfrequenz der
Schaltung 40 zu, um die schnelle Entladung von Energie im Induktor L1
zu erzeugen.
-
Die ansteigende Rücklaufspannung macht den steuerbaren
Schalter S1 nichtleitend, um die Quelle der Eingangsspannung von
der Resonanzschaltung 40 abzukoppeln. Kurz danach wird der
steuerbare Schalter S2 leitend und legt den Induktor L1 und den
Kondensator C5 in Reihe an die Wicklung W1 des
Zeilenend-Transformators. Als Folge wird die Rücklaufimpulsspannung V über die
Wicklungen W2 und W1 des Zeilenend-Transformators der
Resonanzschaltung 40 zugeführt. Von der Resonanzschaltung 40 wird dann
Energie zur Resonanzrücklaufschaltung 50 übertragen.
-
In der Zeit von t&sub0; bis t&sub1; nimmt der Induktorstrom mit
relativ hoher Geschwindigkeit ab, bis beim Nulldurchgang des
Stroms iL in irgend einem Augenblick in der Zeit von t&sub0; bis t,
nahezu die ganze Energie des Induktors L1 zum Rücklaufkondensator
13 übertragen ist. Zwischen dem Nulldurchgang und dem Zeitpunkt
t&sub1;, dem Ende des Horizontal-Rücklaufintervalls, wird ein kleiner
Teil der Energie zum Induktor L1 zurückgeführt, was durch den
Spitzeninduktorstrom Ip2 zum Zeitpunkt t&sub1; angezeigt wird. Diese
rückfließende Energie wird benötigt, um den Sperrschwinger 30 in
Betrieb zu halten. Die in jedem Horizontal-Ablenkzyklus
übertragene Energie ist etwa die Differenz zwischen den in den
Zeitpunkten t&sub0; und t&sub1; in dem Induktor L1 gespeicherten Energien.
-
Zwischen den Zeiten t&sub1; und t&sub2; zirkuliert der Strom iL
durch den Schalter S2, den Induktor L1 und den Kondensator C5.
Während dieses Intervalls wird im Kondensator C5 gespeicherte
Energie in den Induktor entladen. Zum Zeitpunkt t&sub2; wird der
Schalter S2 nicht-leitend und der Schalter S1 leitend.
Unmittelbar nach dem Zeitpunkt t&sub2; beginnt die im Induktor L1 gespeicherte
Energie in den Siebkondensator C1 der Quelle 70 der ungeregelten
Eingangsspannung Vin zurückzufließen, bis der Induktorstrom iL
bei t&sub3; einen Nulldurchgang hat. Von der Zeit t&sub3; bis zum Beginn
des nächsten Rücklaufintervalls wird in dem Induktor L1 erneut
Energie für die Übertragung zur Rücklaufresonanzschaltung 50
gespeichert. Eine Modulation während der Rücklaufzeit, die durch
unterschiedliche Last bewirkt wird, ist unbedeutend, weil der
Sperrschwinger 30 für die Rücklaufresonanzschaltung 50 während
des Rücklaufintervalls als Stromquelle erscheint.
-
Zur Regelung des Energiepegels der Ablenkschaltung, der
durch die Rücklaufimpulsspannung Vr dargestellt wird, wird ein
Abgriff an der Wicklung W1 des Zeilenend-Transformators, an dem
eine niedrige Spannung ansteht, mit der Regler-Steuerschaltung 26
verbunden, um dieser eine Probe Vs der Rücklaufimpulsspannung Vr
zuzuführen. Die Regler Steuerschaltung 26 spricht auf Änderungen
der Spannung Vs durch Pulsbreitenmodulation der
Reckecksteuerspannung 27 an, die dem Sperrschwinger 30 zugeführt wird.
-
Die Regelung der Rücklaufimpulsspannungen Vr und Vs
wird durch Änderung des Tastverhältnisses des Sperrschwinger-
Reglers 30 mittels Änderung des Ausschaltzeitpunktes t&sub2; des
steuerbaren Schalters S2 erzielt. Der Ausschaltzeitpunkt des
Schalters 51 ist in jedem Ablenkzyklus nahe dem Zeitpunkt to,
gerade nach dem Beginn des Horizontal-Rücklaufintervalls
restgelegt.
-
In Fig. 2a erzeugen die Steuerwicklungen WB und WC des
Induktors L1 einen positiven Rückkopplungsstrom für die
Schalttransistoren Q1 und Q2. Die Basisströme werden kapazitiv über
Kondensatoren C2 und C3 gekoppelt, so daß die Anlauf-Basisströme
durch die Widerstände R2 und R8 nicht von den Steuerwicklungen WB
und WC kurzgeschlossen werden. Die Kondensatoren C2 und C3
erzeugen ferner negative Endspannungen, die dazu verwendet
werden, die Vorspannung der Transistoren in Sperrichtung
einzuleiten. Dioden D3 und D4 sind Entladewege für die Kondensatoren
C2 und C3.
-
Transistoren Q3 und Q4 steuern den Basisstromfluß in
den Schalttransistoren Q1 und Q2. Die Leitfähigkeit der
Steuertransistoren Q3 und Q4 relativ zueinander ist so, daß die
Leitfähigkeit eines der Transistoren Q1 oder Q2 verhindert wird,
solange die Leitfähigkeit der anderen Schalttransistorstufe nicht
beendet ist. Wenn die Spannung über dem Schalttransistor Q1 oder
Q2 ansteigt, wird der Steuertransistor Q3 oder Q4 über den
Basisstrom durch den Widerstand R3 oder R9 des Spannungsteilers R3-R9
gesättigt, wodurch der entsprechende Schalttransistor gesperrt
wird.
-
Unmittelbar vor dem Zeitpunkt ta in Fig. 7, die dem
Zeitpunkt t&sub0;, dem Beginn des Horizontal-Rücklaufintervalls in
Fig. 6 entspricht, ist der Schalttransistor in gesättigter
Leitfähigkeit. Folglich ist der Steuertransistor Q3 gesperrt, weil im
wesentlichen keine Spannung über dem Widerstand R5 entwickelt
wird. Der Steuertransistor Q4 ist jedoch wegen des ihm über den
Widerstand R9 zugeführten Basisstroms in gesättigter
Leitfähigkeit, so daß der Schalttransistor Q2 gesperrt bleibt. Die
Spannung VS2 über dem Schalter S2 und einem parallelen Kondensator C4
ist gleichgroß wie die Eingangsspannung Vin.
-
Beginnend mit dem Zeitpunkt ta in Fig. 7 wird die
Rücklaufimpulsspannung Vr über den Zeilenend-Transforinator T&sub1; dem
Induktor L1 zugeführt, was zur Entwicklung eines negativen Impulses
über der Steuerwicklung WB des Induktors L1 und eines positiven
Impulses über der Steuerwicklung Wc führt, und was durch die
Wellenformen in Fig. 8 veranschaulicht ist. Den über den Wicklungen
WB und WC erzeugten Rücklaufimpulsspannungen ist eine
Schaltwellenform überlagert, die durch den Betrieb der Schalter S1 und S2
erzeugt wird. Die über der Steuerwicklung WB erzeugte, zum
Zeitpunkt ta in Fig. 8 beginnende negative Impulsspannung macht die
nicht mit einem Punkt versehene Klemme der Steuerwicklung
positiv, wodurch der Steuertransistor Q3 eingeschaltet wird, um den
Kondensator C2 zu entladen und einen negativen Basisstrom im
Schalttransistor Q1 zu erzeugen und dadurch die Abschaltung des
Schalttransistors einzuleiten.
-
In der Zeit von ta bis tb in Fig. 7 fließt der in der
Hauptwicklung WA des Induktors L1 fließende Strom iL, der zuvor
im Transistor Q1 geflossen ist, nun als Strom iC4 im
Speicherkondensator C4, wodurch der Kondensator entladen wird, was in
Fig. 7c und 7d veranschaulicht ist. Zum Zeitpunkt tb hat die
Spannung über dem Kondensator C4 Null erreicht und wird durch die
Diode D2 des Schalters S2 an Erde geklemmt. Der Strom iL fließt
nun durch die Diode D2.
-
Die Wellenform in Fig. 7b veranschaulicht die langsame
Abfallzeit der Schaltspannung V&sub5;&sub2;, die durch die Entladung von C4
bewirkt wird, und die Wellenformen in Fig. 7c und 7d
veranschaulichen, daß der ganze Strom iL während des Schaltintervalls ta
bis tb von S1 und S2 im Kondensator C4 fließt. Die Funktion des
Kondensators C4 verhindert, daß sich die Schaltspannung VS2 unter
dem induktiven Laststromm iL zu schnell ändert. Diese Funktion
schützt die Schalter S1 und 52 vor einem sekundären Zusammenbruch
und senkt den Leistungsverbrauch in den Schaltvorrichtungen S1
und S2 beträchtlich.
-
Die langsame Anstiegs- und Abfallzeit VS2 zeigt an, daß
während der Schaltintervalle ta bis tb und te bis tf beide
Schalttransistoren Q1 und Q2 durch die Transistoren Q3 und Q4 im
gesperrten Zustand gehalten werden, die ihrerseits von den
Strömen durch R3 und R9 gesteuert werden. Diese Anordnung verhindert
die unerwünschte gleichzeitige Leitfähigkeit der Transistoren
Q1 und Q2, die andernfalls wegen der bei Schalttransistoren
vorhandenen Eigenschaft einer längeren Ausschaltzeit gegenüber der
Einschaltzeit auftreten würde.
-
Zum Zeitpunkt tc in Fig. 7 wird der Induktorstrom iL
negativ. Nach dem Zeitpunkt tc bis zum Zeitpunkt te fließt der
negative Induktorstrom iL als positiver Kollektorstrom in dem in
Vorwärtsrichtung vorgespannten Schalttransistor Q2. In Fig. 8 ist
veranschaulicht, daß die Spannung über der Steuerwicklung WC in
der Zeit von ta bis te positiv ist, wodurch die benötigte
Vorspannung in Vorwärtsrichtung für den Schalttransistor Q2
vorgegehen wird.
-
Bei dem steuerbaren Zeitpunkt te in Fig. 7 schaltet die
von der Regler-Steuerschaltung 26 in Fig. 2a erzeugte
Steuerspannung 27 in Fig. 2a von einem niedrigen Zustand in einen hohen
Zustand. Der positive Teil der Steuerspannung 27 wird über die
Diode D7 dem Einschaltsteuertransistor Q4 zugeführt. Bei
leitendem Transistor Q4 wird eine von dem Kondensator C3 in
Sperrichtung erzeugte Vorspannung dem Ausschalttransistor Q2 nahe dem
Zeitpunkt te in Fig. 7b zugeführt. In Fig. 7c und 7d ist
veranschaulicht, daß der Strom iL vom Induktor L1 in den Kondensator
C4 fließt, um die Ladung des Kondensators auf eine positive
Spannung an der oberen Platte relativ zur unteren Platte zu beginnen.
Zum Zeitpunkt tf ist die Spannung über dem Kondensator C4 gleich
groß wie die Eingangsspannung Vin, wodurch die Diode D1 des
Schalters S1 in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird.
-
Vom Zeitpunkt tf bis zum Beginn des nächsten
Horizontal-Rücklaufintervalls ta ist der Schalter S1 leitend und
verbindet die Eingangsklemme 28 mit dem Induktor L1 der
Resonanzschaltung 40, damit ein Eingangsstrom iO von der Klemme 28 zum
Schalter S1 fließen kann, was in Fig. 7e veranschaulicht ist.
-
Vom Zeitpunkt tf bis zum Zeitpunkt tg, dem Augenblick
des Nulldurchgangs sowohl des Eingangsstromes iO als auch des
Induktorstroms iL leitet die Diode D1 einen Strom zurück zur
Eingangsspannungsklemme 28. Vom Zeitpunkt tg bis zum Zeitpunkt ta
leitet der Schalttransistor Q1 einen vorwärtsgerichteten Strom
von der Eingangsspannungsklemme 28 zur Resonanzschaltung 40. Der
Schalttransistor Q1 wird für die Leitfähigkeit in der Zeit von te
bis ta durch den positiven Teil der über der Steuerwicklung WB
des Induktors L1 entwickelten Spannung VWB in Vorwärtsrichtung
vorgespannt, was in Fig. 8 veranschaulicht ist. Zum Zeitpunkt ta
wiederholt sich die Arbeitsfolge des Sperrschwingerreglers 30.
-
Die Spannung über der Hauptwicklung WA des Induktors L1
relativ zu der nicht mit einem Punkt versehenen Klemme der
Wicklung ist gleich der Differenz zwischen der an der Ausgangsklemme
31 entwickelten Schaltspannung VS2 und der Summe aus der Rücklaufimpulsspannung
VW1 und der Spannung über dem Kondensator C5
der Resonanzschaltung 40. Um daher sicherzustellen, daß die
richtigen Transistorspeisespannungen sowohl über der Steuerwicklung
WB als auch über der Steuerwicklung WC erzeugt werden, hat eine
der Steuerwicklungen eine größere Anzahl von Windungen als die
andere.
-
Eine Ausführungsform einer Regler-Steuerschaltung 26
ist in Fig. 3 dargestellt. Durch Gleichrichtung der
Rücklaufimpulsspannung Vs, die von der Anzapfungsklemme der Wicklung W1
des Zeilenend-Transformators in Fig. 2a gewonnen wird, wird eine
Gleichspannung von +45 Volt für eine Versorgungsschiene zur
Speisung der Regler-Steuerschaltung 26 erzeugt. Eine Zenerdiode Z15
erzeugt eine Bezugsspannung Vref, die ferner als geregelte 15-
Volt-Versorgungsschiene dient. Die Bezugsspannung Vref wird dem
Emitter eines Vergleichstransistors Q5 zugeführt. Ein Teil der
gleichgerichteten Rücklaufspannung Vs wird der Basis des
Transistors über Widerstände R14 und R18 zugeführt. Der Vergleich
erzeugt eine Fehlerspannung VE an der Verbindung der Widerstände
R20 und R26 eines mit dem Kollektor des Vergleichstransistors Q5
verbundenen Spannungsteilers. Diese Fehlerspannung stellt die
Abweichung der Amplitude der Horizontal-Rücklaufimpulsspannung Vr
von der gewünschten Amplitude dar.
-
Die Fehlerspannung VE wird der Basis des Transistors Q6
eines Differentialverstärkers zugeführt, der den Transistor Q6
und einen Transistor Q7 enthält. Die Basis des Transistors Q7 ist
mit einem eine Rampenspannung erzeugenden Horizontal-Kondensator
C10 verbunden. Der Kondensator 10 wird während jeder Horizontal-
Vorlaufperiode über die Widerstände R23 und R16 geladen. Die
Horizontal-Rücklaufimpulsspannung Vs wird der Basis eines
synchronisierenden Transistors Q8 zugeführt, der den Kondensator C10
während des Rücklaufintervalls entladen hält.
-
Die pulsbreitenmodulierte Steuerspannung 27 wird am
Kollektor des Transistors Q6 des Differentialverstärkers erzeugt
und steuert mittels des Transistors Q4 in Fig. 2a die
Leitfähigkeit des Schalttransistors Q2 des Sperrschwinger-Reglers 30.
-
Eine Verschiebung der Fehlerspannung VE führt zu einer
Änderung der Leitfähigkeitszeit des Transistors Q6 des
Differentialverstärkers und damit zu einer Änderung des Tastverhältnisses
des Schalttransistors Q2 und des Sperrschwingers 30. Ein Anstieg
der Amplitude der Rücklaufimpulsspannung Vs, die in Fig. 4a durch
die gestrichelte Wellenform veranschaulicht ist, und die z. B.
von einer verminderten Belastung durch die Lastschaltungen 32 in
Fig. 2b oder von einem Anstieg der vom Netz erzeugten
Eingangsspannung Vin herrührt, erzeugt eine kleinere Fehlerspannung VE,
was durch die gestrichelte Wellenform in Fig. 4b veranschaulicht
ist. Die von dem Kondensator C10 erzeugte
Horizontal-Rampenspannung VC10 schneidet die Fehlerspannung VE früher und schaltet den
Transistor Q6 früher ein, was durch die gestrichelte Wellenform
in Fig. 4c veranschaulicht ist. Das frühere Einschalten des
Transistors Q6 erzeugt ein früheres Sperren des Schalttransistors Q2
und dadurch wiederum eine höhere Durchschnittsspannung über dem
Kondensator C5 sowie einen höheren Rückflußstrom durch die Diode
D1. Der steuerbare Schalter S1 wird daher innerhalb des
Vorlaufintervalls früher leitend, aber wegen der höheren
Durchschnittsspannung über dem Kondensator C5 nimmt der Strom i bei dem
verminderten Lastpegel oder bei der erhöhten Eingangsspannung Vin
mit einer geringeren Rate zu.
-
Die Steuerschaltung 26 erzeugt eine Steuerwellenform
27, die eine negativ verlaufende Flanke am Beginn des Rücklaufs
hat, wenn der Transistor Q8 den Rampenkondensator zu entladen
beginnt, und die eine positiv verlaufende Flanke unmittelbar nach
dem Ende des Rücklaufs bei sehr kleinen Lastpegeln durch die
Schaltungen 32 hat. Wenn die Last zunimmt, bewegt sich die
positiv verlaufende Flanke zur Mitte des Vorlaufs, wo die größte
Leistungsübertragung zwischen Primär- und Sekundärwicklungen des
Transformators T&sub1; erreicht wird. Dieser Punkt wird erreicht, wenn
die Leitfähigkeitszeit der Schalter S1 und S2 etwa gleich ist.
-
Sollte der Schalter S2 länger als der Schalter S1
leiten, wird der Betrieb des Sperrschwingers 30 instabil. Daher
sieht die Regler-Schaltung eine Bereichsbegrenzung vor, denn die
Lastschaltungen einen übermäßigen Strom ziehen. Die
Fehlerspannung VE kann nicht weiter ansteigen als die durch die Spannung
der 15 Volt-Versorgungsschiene und die durch die
Spannungsteilerwirkung der Widerstände R20 und R26 bestimmte Spannung. Die
Fehlerspannung VE schneidet daher die Rampenspannung gerade vor der
Mitte des Vorlaufs. Wegen des begrenzten Regelbereiches
vermindert jede weitere übermäßige Last die +45
Volt-Versorgungsspannung. Diese Verminderung in der Größe gelangt über die
Widerstände R14 und R19 zur Basis eines Begrenzungstransistors Q9. Der
Transistor Q9 wird in die gesättigte Leitfähigkeit getrieben und
erzeugt einen zusätzlichen Ladestrom für den Rampenkondensator
C10. in Fig. 4b ist durch die strichpunktierte Wellenform
veranschaulicht, daß die Rampenspannung VC10 nun schneller ansteigt
als bei dem normalen Reglerbetrieb, was zu einer viel früheren
Einschaltung des Transistors Q6 des Differentialverstärkers
führt, und was durch die strichpunktierte Wellenform in Fig. 4c
veranschaulicht ist. Die nennenswert gekürzte Leitfähigkeitszeit
des Transistors Q6 erzeugt eine ähnlich gekürzte
Leitfähigkeitskeit des Schalttransistors Q2 und daraus folgend eine
nennenswerte Verminderung der Nettoleistungsübertragung von der
ungeregelten Eingangsspannungsquelle zu der Rücklaufresonanzschaltung 50.
-
Wie zuvor erwähnt wurde, erzeugen die Steuerwicklungen
WB und WC des Induktors L1 zur Aufrechterhaltung des
selbstschwingenden Betriebs des Sperrschwingers 30 während der Anlauf-
und Kurzschlußbetriebszustände die regenerativen Vorspannungen zu
den Basen der Schalttransistoren Q1 und Q2 in Vorwärtsrichtung.
Wie oben erwähnt wurde, veranschaulichen Fig. 5a und 5b die
Schaltwellenform VS2 und die Stromwellenform iL während des frei
schwingenden Betriebes. Unmittelbar vor dem Zeitpunkt T&sub1; in Fig. 5a
und 5b ist die nicht dargestellte Spannung VWB an der
Steuerwicklung positiv und erzeugt die Vorspannung in Vorwärtsrichtung,
die benötigt wird, um den Schalttransistor Q1 leitend zu halten.
Die andere, ebenfalls nicht dargestellte Spannung VWC an der
Steuerwicklung ist negativ und hält den Schalttransistor Q2 im
Sperrzustand.
-
In der Zeit zwischen T&sub1; und T&sub3; ist die Steuerspannung
VWB negativ und die Steuerspannung VWC positiv, so daß im
Schalttransistor Q2 der Sperrzustand erzeugt wird. In der Zeit von T&sub1;
bis 12 fließt der Induktorstrom iL erst im Kondensator C4 und
dann in der Diode D2, und in der Zeit von T&sub2; bis T&sub3; fließt der
Induktorstrom iL im Schalttransistor Q2.
-
In der Zeit von T&sub3; bis T&sub1; ist die Steuerspannung VWB
positiv und die Steuerspannung VWC negativ, wodurch ein
Vorspannungszustand in Vorwärtsrichtung für den Schalttransistor Q1 und
ein Sperrzustand für den Schalttransistor Q2 erzeugt wird. In der
Zeit von T&sub3; bis &sub4; fließt der Induktorstrom iL zunächst im
Kondensator C4 und dann in der Diode D1; und in der Zeit von &sub4; bis
fließt der Strom im Schalttransistor Q1. Die Wiederholung der
Folge des selbstschwingenden Betriebszustandes beginnt zum
Zeitpunkt T1.
-
Beim synchronen Betrieb wird der Schalter S1 nur bei
Auftreten der Rücklaufimpulsspannung abgeschaltet, und der
Schalter S2 wird nur bei Auftreten der positiv verlaufenden Flanke der
Steuerspannung 27 abgeschaltet. Daher müssen die
Leitfähigkeitszeiten der Schalter S1 und S2 beim selbstschwingenden Betrieb
gleich oder länger als das Horizontal-Vorlaufintervall sein, um
eine fehlerhafte Schaltung während des synchronisierten Betriebs
zu verhindern.
-
Wie oben erwähnt wurde, beginnt der Sperrschwinger 30
seinen selbstschwingenden Betrieb zu Beginn des Schließens des
Ein/Aus-Schalters 23. Während der Leitfähigkeitszeit des
Schalttransistors Q2 wird Energie zur Rücklaufresonanzschaltung 50
übertragen, die dann beginnt, eine Signalimpulsspannung mit der
Horizontal-Rücklauffrequenz zu erzeugen. Die Signalimpulsspannung
in der Rücklaufschaltung wird durch die gleichzeitige
Leitfähigkeit der Zeilendiode DD und der durch den Basis-Kollektorübergang
des Horizontal-Ausgangstransistors Q10 gebildeten Diode auf Erde
geklemmt. Dieser Klemmvorgang führt zur Ladung der Kondensatoren
C12 und C14 und zur Speicherung von Energie in ihnen.
-
Wenn das Anlaufintervall endet, nimmt die Größe der
Signalimpulsspannung
in der Rücklaufresonanzschaltung 50 zu. Die
Signalimpulsspannung wird durch die Anzapfungsklemme der Wicklung
W1 des Zeilenend-Transformators mit der Regler-Steuerschaltung 26
transformatorisch gekoppelt. Diese Spannung wird durch die Diode
D8 in Fig. 3 gleichgerichtet. Die Signalimpulsspannung ist ferner
mit der 25 Volt Versorgungsschiene über die Wicklung W4 des
Zeilenend-Transformators und die Gleichrichterdiode D17 gekoppelt.
Wenn die Spannungen der +45 Volt und +25 Volt Versorgungsschienen
auf etwa ein Drittel ihrer normalen stationären Betriebswerte
zunehmen, beginnen der Horizontal-Oszillator 34 und die Regler-
Steuerschaltung 26 zu arbeiten, um horizontalfrequente
Schaltsignale für den Horizontal-Ausgangstransistor Q10 des
Ablenkgenerators 60 und Steuerimpulse für den Schalttransistor Q2 des
Sperrschwingers 30 zu erzeugen.
-
Fig. 9 bis 12 veranschaulichen ausgewählte Spannungs-
und Stromwellenformen für die geregelte Ablenkschaltung in
Fig. 2a und 2b bei ausgewählten aufeinanderfolgenden Augenblicken
während des Anlaufintervalls von den Augenblick an, bei dem die
Eingangsspannung Vin 50% ihres nominellen stationären Wertes in
Fig. 9 erreicht hat, bis zu dem Augenblick, bei dem die
Eingangsspannung Vin 100% ihres stationären Wertes in Fig. 12 erreicht
hat.
-
Wenn die Spannung Vin kleiner als 50% des stationären
Wertes ist, wird die selbstschwingende Betriebsart des
Sperrschwingers 30 von der Erzeugung der Signalimpulsspannung der
Rücklaufresonanzschaltung 50 nicht beeinflußt. Bei 50% der
nominalen Eingangsspannung Vin sorgt die Signalimpulsspannung in der
Rücklaufschaltung dafür, daß die Abschaltzeit des
Regler-Schalttransistors Q1 mit dem zweiten Signalspannungsimpuls
synchronisiert wird, was in Fig. 9c veranschaulicht ist und dazu führt,
daß der Sperrschwinger mit einer höheren Frequenz arbeitet als
die Selbstschwing- oder Kurzschlußfrequenz.
-
Bei etwa 55% der nominellen Eingangsspannung Vin ist der
Sperrschwinger 30 voll mit der Horizontalablenkung synchronisiert, was
in Fig. 10a und 10b veranschaulicht ist. Wegen der noch niedrigen
Eingangsspannung Vin kann eine angemessene Leistung von der
Resonanzschaltung 40 zur Rücklaufresonanzschaltung 50 und zu den
Lastschaltungen 32 noch nicht übertragen werden. Wegen der
geringen Amplitude der erzeugten Rücklaufimpulsspannung Vr arbeitet
die Regler-Steuerschaltung in teilweise überlastetem
Betriebszustand, wobei der leistungsbegrenzende Steuertransistor Q3 in Fig.
3 sich in der sättigenden Leitfähigkeit befindet. Die
Leitfähigkeit des Transistors Q9 bewirkt eine scharf nach oben ansteigende
synchronisierende Rampenspannung VC10 was in Fig. 10d
veranschaulicht ist und erzeugt eine frühe Sperrung des
Schalttransistors Q2.
-
Bei 60% der nominellen Eingangsspannung Vin wird der
die Leistung begrenzende Steuertransistor Q9 unwirksam, was durch
den flacheren Verlauf der Rampenspannung VC10 in Fig. 11d
veranschaulicht ist. Die Rücklaufimpulsspannung Vr ist auf etwa den
nominellen Wert angestiegen, was in Fig. 11a veranschaulicht ist.
Die übertragene Leistung ist nahe einem Maximum, was durch die
annähernd gleiche Leitfähigkeitszeit der Schalttransistoren 01
und Q2 und durch das Tastverhältnis der Spannung VS2 von etwa
50% in Fig. 11c angezeigt wird.
-
In Fig. 12 ist beispielsweise für eine
Eingangsnetzleistung von 60 Watt die nominelle oder 100% Eingangsspannung Vin
dargestellt. Im Gegensatz zu der Situation in Fig. 9 und 11 ist
die Fehlerspannung VE in Fig. 12d bei 100% Eingangsspannung Vin
kleiner, was zu einer längeren Leitfähigkeit des
Schalttransistors Q1 und einer kürzeren Leitfähigkeit des Schalttransistors
Q2 führt.
-
Wie oben erwähnt, wird beim Anlauf eine
Signalimpulsspannung durch die Rücklaufresonanzschaltung 50 entwickelt.
Während dieses Intervalls kann der Horizontal-Ausgangstransistor Q10
beschädigt werden, wenn er in die gesättigte Leitfähigkeit zu
einer Zeit gebracht wird, wenn die Signalimpulsspannung an der
Kollektorelektrode des Transistors erscheint. Um das Auftreten
einer solchen Situation zu verhindern, ist die Wicklung W3 des
Zeilenend-Transformators über dem Widerstand R35 und die Diode
D16 mit der Basis des Horizontal-Treibertransistors Q11
verbunden. Eine über der Wicklung W3 erzeugte positive Spannung, z. B.
wie die Signalimpulsspannung während des Anlaufs, spannt den
Horizontal-Treibertransistor Q11 in Vorwärtsrichtung vor und
bringt ihn in die gesättigte Leitfähigkeit, wodurch der
Horizontal-Ausgangstransistor Q10 im Sperrzustand gehalten wird. Die
Wicklung W3, der Widerstand R35 und die Diode D16 schützen also
den Horizontal-Ausgangstransistor Q10 bei Fehlerzuständen, z. B.
während einer Fehlfunktion des Horizontal-Oszillators 34 und
während eines Bogenüberschlags an der Bildröhre.
-
Fig. 13 zeigt eine andere Ausführungsform einer Regler-
Steuerschaltung 26, die eine integrierte Quad-Vergleichsschaltung
U1A bis U1D verwendet, z. B. die von der RCA Corporation,
Somerville, New Jersey, USA, als RCA CA 339 hergestellte Schaltung.
Ein Unterschied zwischen den Regler-Steuerschaltungen in Fig. 3
und 13 besteht darin, daß die Schaltung in Fig. 3 auf Änderungen
in der Spitzenamplitude der Rücklaufimpulsspannung Vs anspricht,
während die Schaltung in Fig. 13 auf die Durchschnittsamplitude
der Rücklaufspannung anspricht.
-
Die Regler-Steuerschaltung 26 in Fig. 13 arbeitet wie
folgt. In Fig. 14a dargestellte Horizontal-Rücklaufimpulse werden
über die Diode D3, die Widerstände R2 bis R6 und den Kondensator
C2 integriert. Über dem Kondensator C2 erscheint eine Fehler-
Rampenspannung 81. Die Fehler-Rampenspannung 81 wird mit einem
Bezugsspannungspegel VREF in einer Fehlerspannungs-Verstärker-
Vergleichsschaltung U1A verglichen. Der Bezugsspannungspegel VREF
wird mittels eines Widerstands R8 und eines Kondensators C4 durch
Integration einer Bezugs-Rampenspannung 83 gewonnen, die durch
einen Widerstand R7, einen Kondensator C3 und eine Rampen-Schaltvergleichschaltung
U1B erzeugt wird, um den Kondensator C3 zu
entladen.
-
Fig. 14b veranschaulicht die Signalwellenformen an den
Stiften 6 und 7 des Fehlerspannungsverstärkers U1A für hohe und
niedrige Belastung des Zeilenendtransformators T&sub1; in Fig. 2a und
-
2b. Fig. 14c veranschaulicht den Ausgangsimpuls am Stift 1 des
Verstärkers U1A bei hoher und niedriger Last.
-
Eine verstärkte Fehlerspannung VE wird durch
Integration der Ausgangsimpulse des Fehlerspannungsverstärkers U1A
mittels des Widerstands R12 und des Kondensators C6 gewonnen. Die
verstärkte Fehlerspannung VE wird dann mit der
Bezugs-Rampenspannung 83 in einer Ausgangsimpuls-Generator-Vergleichsschaltung U1C
verglichen, was in Fig. 14d veranschaulicht ist. Dieser Vergleich
erzeugt einen impulsbreiten-modulierten Steuerimpuls 27' n
Fig. 13 oder einen Impuls 27 in Fig. 2a, um die Leitfähigkeit des
Schalttransistors Q2 zu steuern.
-
Um einen instabilen Betrieb des Sperrschwingers 30 zu
vermeiden, sieht die Regler-Steuerschaltung 26 in Fig. 13 eine
Begrenzung des Regelbereichs vor, so daß das Auftreten der
positiv verlaufenden Flanke des Steuerimpulses 27' nicht über die
Mitte des Vorlauf-Intervalls des Horizontal-Ablenkzyklus hinaus
verzögert werden kann. Die Vergleichsschaltung U1D in Fig. 13
sorgt für diese Begrenzungswirkung. Die Vergleichsschaltung U1D
vergleicht die Fehler-Rampenspannung 81 mit der verstärkten
Fehlerspannung VE. Während des normalen Betriebes liegt der Bereich
der verstärkten Fehlerspannungen VE unter dem Bereich von Fehler-
Rampenspannungen 81, was in Fig. 14b dargestellt ist, und was
dazu führt, daß die Vergleichsschaltung U1D in diesem gesamten
Bereich in einem gesperrten Zustand ist.
-
Bei einem Überlastungszustand, bei dem die Amplitude
der Rücklaufimpulsspannungen Vr und Vs betrachtlich verringert
aber nicht eliminiert sind, schneidet die Fehler-Rampenspannung
81 noch den Bezugsspannungspegel VREF, was in Fig. 15b
veranschaulicht ist. Wenn jedoch nicht dafür gesorgt wird, daß die
Bereichsbegrenzungs-Vergleichsschaltung in die Schaltung von
Fig. 13 eingeschlossen wird, würde der am Stift 1 des
Fehlerspannungs-Verstärkers U1A erzeugte Ausgangsimpuls die in Fig. 15c
dargestellte gestrichelte Wellenform haben. Dieser Impuls würde
ich für eine verhältnismäßig lange Dauer innerhalb eines
Ablenkzyklus in hohem Zustand befinden und würde eine verhältnismäßig
große Fehlerspannung VE1 erzeugen.
-
Der in Fig. 15d veranschaulichte Vergleich der Spannung
VE1 mit der Bezugs-Rampenspannung 83 durch den Ausgangsimpuls-
Generator U1C würde den gestrichelten Steuerimpuls 27' in
Fig. 15e erzeugen. Die positiv verlaufende Flanke des
gestrichelten Impulses 27' würde über die Mitte des Horizontal-Vorlaufs
verzögert, was zu der Übertragung von übermäßiger Leistung zur
Rücklaufresonanzschaltung 50 und zu den Lastschaltungen 32 in
Fig. 2b während des Überlastungszustands führen würde.
-
Um das Auftreten einer solchen Situation zu verhindern,
wird die Fehlerspannung VE der negativen Eingangsklemme des
Bereichsbegrenzers U1D zugeführt, während die Fehler-Rampenspannung
81 der positiven Eingangsklemme zugeführt wird. Während eines
Überlastungszustands hat die Fehlerspannung eine ausreichende
Größe V'E1 gemäß Fig. 15b, um die Fehler-Rampenspannung 31 zu
schneiden, wodurch ein niedriger Ausgangspegel am Stift 14 von
U1D immer dann erzeugt wird, wenn die Fehlerspannung V'E1 über
der Fehler-Rampenspannung 81 liegt.
-
Die Ausgänge von U1A und U1D werden logisch kombiniert,
um die in Fig. 15c als durchgezogene Linie dargestellte
Impulsspannung zu erzeugen. Diese Spannung hat einen Durchschnittswert
V'&sub1;, der viel kleiner als der Durchschnittswert V&sub1; des
gestrichelten Impulses in Fig. 14c ist, wodurch die zuvor erwähnte
niedrigere Fehlerspannung V'E1 erzeugt wird.
-
Wenn die niedrigere Fehlerspannung VE1 mit der Bezugs-
Rampenspannung 83 verglichen wird, was in Fig. 15d dargestellt
ist, wird die als durchgezogene Linie in Fig. 15e aargestellte
Steuerimpuls-Wellenform 27' erzeugt, die eine positiv verlaufende
Flanke hat, die unmittelbar vor der Mitte des Vorlaufs auftritt,
was erforderlich ist, um eine Begrenzung des Regelbereiches
während eines Überlast-Zustandes vorzusehen. Eine noch größere
Zunahme der Last erzeugt eine längere Dauer des niedrigen Zustands
der Impulsspannung am Stift 1 von U1A. Als Folge wird die positiv
verlaufende Flanke der Wellenform 27' weiter rückwärts zum Beginn
des Vorlauf-Intervalls verschoben.
-
Eine geringe Hysterese des Betriebs des
Bereichsbegrenzers U1D wird dadurch vorgesehen, daß der Stift 7 des
Fehlerspannungsverstärkers U1A mit dem Stift 8 des Bereichsbegrenzers U1D
über einen Widerstand R9 verbunden wird. Diese Hysterese
stabilisiert den Betrieb des Bereichsbegrenzers U1D.
-
Wenn die Rücklaufimpulsspannungen Vr und Vs
zusammenbrechen, was während eines Kurzschlusses oder während eines sehr
starken Oberlastungs-Zustands oder beim Abschalten des
Fernsehempfängers durch öffnen des Ein/Aus-Schalters 23 in Fig. 2a
geschehen kann, wird eine Begrenzungsdiode D4 in Fig. 13 leitend,
um rasch den Pegel der integrierten Bezugsspannung VREF zu
senken. Die Senkung des Spannungspegels VREF schützt den
Fernsehempfänger gegen Überspannungsbeanspruchungen.
-
Der Gewinn des Fehlerspannungsverstärkers U1A hängt von
der Amplitude der Fehler-Rampenspannung 81 ab - je kleiner die
Amplitude ist, umso höher ist der Gewinn. Der veränderbare
Widerstand R5 verschiebt den Gleichstrompegel des Fehler-Rampensignals
81 und bewirkt damit eine Steuerung der Einstellung der Amplitude
der Rücklaufimplusspannung Vr.
-
Nachfolgend wird eine Beschreibung von ausgewählten
magnetischen Komponenten gegeben, die in der Schaltung von
Fig. 2a und 2b verwendet werden können.
-
L1: Kern, Philips U-U 25/20/13, Material 3 C 8 oder ähnlich;
-
Luftspalt 1 mm bei jedem Schenkel;
-
WA 168 Windungen, 3 mH;
-
WB 7 Windungen;
-
WC 10 Windungen;
-
Alle Windungen aus Kupferdraht mit 0,6 mm Durchmesser;
-
T1: Kern, Siemens U 47, Material N 27 oder ähnlich;
-
Luftspalt 0,1 mm bei jedem Schenkel;
-
10 Volt/Windung;
-
W1 120 Windungen, Abgriff bei 6 Windungen;
-
W2 92 Windungen;
-
W3 6 Windungen;
-
W4 21 Windungen;
-
Alle Windungen aus Kupferdraht von 0,5 mm Durchmesser.
-
Isolation zwischen Primär- und Sekundärwicklungen: 4000 Volt.