DE68920344T2

DE68920344T2 - Schaltnetzteil.

Info

Publication number: DE68920344T2
Application number: DE68920344T
Authority: DE
Inventors: Giovanni Michele Leonardi
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1988-03-10
Filing date: 1989-03-04
Publication date: 1995-06-14
Anticipated expiration: 2009-03-05
Also published as: DE68920344D1; EP0332095A2; CN1035928A; CN1030745C; FI891024A; TR26036A; EP0332095B1; JP2840850B2; ES2068213T3; CA1317369C; FI891024A0; JPH01283060A; FI100626B; EP0332095A3

Description

Die Erfindung betrifft Schaltnetzteile.
Manche Fernsehempfänger verfügen über Signalanschlüsse zum Empfang von beispielsweise externen Videoeingabesignalen wie R-, G-, B-Eingabesignalen, die bezogen auf den Masseleiter des Empfängers gebildet werden müssen. Derartige Signalanschlüsse und der Masseleiter des Empfängers können an entsprechende Signalanschlüsse und Masseleiter externer Geräte, wie beispielsweise einen Videokassettenrekorder oder einen Bildschirmtextdekoder, angeschlossen werden.
Zur Vereinfachung der Kopplung von Signalen zwischen externen Vorrichtungen und dem Fernsehempfänger, werden die Masseleiter des Empfängers und der externen Geräte miteinander verbunden, so daß alle auf demselben Potential liegen. Die Signalleitungen jedes externen Gerätes sind an die entsprechenden Signalanschlüsse des Empfängers angeschlossen. In einer derartigen Anordnung kann der Masseleiter jedes Gerätes, wie etwa des Fernsehempfängers, relativ zur entsprechenden Wechselstromversorgungsquelle, die das Gerät versorgt, "erdfrei" oder gegen Leitung isoliert gehalten werden. Wenn der Masseleiter erdfrei gehalten wird, erfährt ein Benutzer, der einen Anschluß berührt, der sich auf dem Potential des Masseleiters befindet, keinen elektrischen Schlag.
Dementsprechend kann es wünschenswert sein, den Masseleiter oder die Erde beispielsweise des Fernsehempfängers von den Potentialen der Anschlüsse der Wechselstromversorgungsquelle zu isolieren, die den Fernsehempfänger mit Strom versorgt. Diese Isolierung erfolgt üblicherweise durch einen Transformator. Der isolierte Masseleiter wird manchmal als "kalter" Erdungsleiter bezeichnet.
In einem typischen Schaltnetzteil (SMPS) eines Fernsehempfängers beispielsweise wird die Netzwechselspannung zur Erzeugung einer ungeregelten Eingangsversorgungsgleichspannung direkt an einen Brückengleichrichter angelegt, die beispielsweise auf einen Masseleiter, bezeichnet als "heiße" Masse, bezogen wird, der vom kalten Erdungsleiter gegen Leitung isoliert ist. Ein Pulsbreitenmodulator steuert das Tastverhältnis eines Zerhackerschalttransistors, der die ungeregelte Versorgungsspannung über eine Primärwicklung eines isolierenden Rücksprungtransformators anlegt. Eine Rücksprungspannung mit einer durch den Modulator bestimmten Frequenz entsteht an einer Sekundärwicklung des Transformators und wird gleichgerichtet, um eine Ausgangsversorgungsgleichspannung, wie etwa die Spannung B+, zu erzeugen, die einen Horizontalablenkkreis des Fernsehempfängers mit Energie versorgt. Die Primärwicklung des Rücksprungtransformators ist beispielsweise mit dem "heißen" Masseleiter leitend verbunden. Die Sekundärwicklung des Rücksprungtransformators und Spannung B+ können vom "heißen" Masseleiter durch die "Heiß-Kalt"-Barriere gegen Leitung isoliert sein, die der Transformator bildet.
In einigen Schaltungen des Standes der Technik (US-A-4692852) wird die Spannung B+ durch Abtasten einer Spannung abgetastet, die an einer speziellen Wicklung des Rücksprungtransformators erzeugt wird. Es ist jedoch möglich, daß eine derart abgetastete Spannung Schwankungen der Spannung B+ nachteiligerweise nicht ausreichend folgt. Um eine bessere Regelung der Spannung B+ zu schaffen, kann es wünschenswert sein, die Spannung B+ direkt an einem Anschluß abzutasten, an dem sie erzeugt wird.
In einem ein Merkmal der Erfindung ausführenden Schaltnetzteil wird ein Zeitsteuerungsrückkopplungssignal in Übereinstimmung mit dem Betrag der Spannung B+ erzeugt, die beide auf den "kalten" Masseleiter bezogen werden. Das Zeitsteuerungssignal wird an den Zerhackerschalttransistor angelegt, der mit dem "heißen" Masseleiter leitend verbunden ist, um eine Impulsbreitenmodulation des Tastverhältnisses der Leitfähigkeit des Zerhackerschalttransistors auszuführen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Schaltung eines Schaltnetzteiles derart zu ändern, daß ein Zeitsteuersignal, das auf der Sekundärseite des Transformators entsteht, dem Schalttransistor auf der Primärseite übergeben werden kann, ohne einen zusätzlichen isolierenden Transformator zur Übergabe des Zeitsteuerungssignales zu verwenden. Einer anderen Aufgabe der Erfindung nach wird eine einfache und wirkungsvolle Anordnung geschaffen, um das Schaltnetzteil zwischen Normalbetrieb und Bereitschaftsbetrieb umzuschalten.
Die Aufgabe der Erfindung wird durch die in Patentanspruch 1 beschriebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung werden in den Unteransprüchen beschrieben. Die weitere Aufgabe der Erfindung, die das Umschalten zwischen Normal- und Bereitschaftsbetrieb betrifft, wird durch die Merkmale von Patentanspruch 8 gelöst.
Ein ein weiteres Merkmal der Erfindung ausführendes Schaltnetzteil enthält eine Quelle einer Eingangsversorgungsspannung und einen Transformator mit Primär- und Sekundärwicklungen. Ein steuerbarer Schalter weist einen den Hauptstrom leitenden Anschluß auf, der mit der ersten Wicklung und der Quelle der Eingangsversorgungsspannung verbunden ist. Der steuerbare Schalter wird durch ein periodisches erstes Steuersignal zur Erzeugung eines ersten Schaltstromes in der ersten Wicklung geschaltet, die magnetische Energie im Transformator speichert. Der erste Schaltstrom wird verwendet, um eine Ausgangsversorgungsspannung zu erzeugen, die mit einer Last verbunden ist. Eine Strom abtastende erste Impedanz wird in einen Stromweg geschaltet, der die erste Wicklung enthält, um mindestens einen Teil des ersten Schaltstromes in die erste Impedanz zu leiten. Ein Strom abtastendes Signal bildet sich in der ersten Impedanz, das die Stärke des ersten Schaltstromes anzeigt, wenn der Schalttransistor leitet. Das erste Steuersignal schaltet den steuerbaren Schalter aus, wenn der erste Schaltstrom in Übereinstimmung mit dem Stromabtastsignal eine vorbestimmte Stärke übersteigt. Eine niedrige Impedanz wird an die Sekundärwicklung angelegt, nachdem ein erstes Leitungsintervall des steuerbaren Schalters vergangen ist, um den ersten Schaltstrom dazu zu veranlassen, den vorbestimmten Wert zu überschreiten. Das erste Leitungsintervall wird in Übereinstimmung mit der Ausgangsversorgungsspannung geändert, so daß das Tastverhältnis des steuerbaren Schalters in der Art einer Gegenkopplung variiert, um die Ausgangsversorgungsspannung zu regeln.
Der erste Schaltstrom kann über eine dritte Wicklung des Transformators angelegt werden, um die Ausgangsversorgungsspannung aus dem Strom in der dritten Wicklung zu erzeugen. Die erste Wicklung ist von der Eingangsversorgungsspannung bezüglich der Gefahr elektrischer Schläge nicht unbedingt elektrisch isoliert, während die zweite und dritte Wicklung von der Eingangsversorgungsspannung elektrisch isoliert sein können. Vorteilhafterweise liefert der Transformator die erwähnte erforderliche elektrische Isolation, um den ersten Schaltstrom über die dritte Wicklung über eine Isolationsbarriere in der einen Richtung anzuschließen und Steuerinformation über die zweite Wicklung über die Isolationsbarriere in der entgegengesetzten Richtung.
In der Zeichnung zeigen:
Fig. 1a und 1b ein ein Merkmal der Erfindung ausführendes Schaltnetzteil;
Fig. 2a - 2m Wellenformen, die zur Erläuterung des Normal betriebes der Schaltung der Fig. 1 nützlich sind;
Fig. 3a und 3b einen Isoliertransformator, der in der Schaltung der Fig. 1 verwendet wird;
Fig. 4a - 4h Wellenformen, die zur Erläuterung des Überganges vom Normal- zum Bereitschaftsbetrieb des Netzteiles der Fig. 1 nützlich sind;
Fig. 5a - 5h Wellenformen, die zur Erläuterung des Überganges vom Bereitschafts- zum Normalbetrieb des Netzteiles der Fig. 1 nützlich sind;
Fig. 6 Wellenformen der Schaltung der Fig. 1 während einer Überlastung;
Fig. 7 eine vorübergehende Wellenform, die zur Erläuterung der Arbeitsweise der Schaltung der Fig. 1 während der Anlaufperiode nützlich ist;
Fig. 8a - 8c Wellenformen der Schaltung der Fig. 1 mit einer Variante bei Überlastung; und
Fig. 9a - 9e Wellenformen der Schaltung der Fig. 1 mit einer Variante während der Anlaufperiode.
Fig. 1 zeigt ein Schaltnetzteil (SMPS), das ein Merkmal der Erfindung ausführt. Das Schaltnetzteil erzeugt eine Ausgangsversorgungsspannung B+ von +145 Volt, die beispielsweise zur Stromversorgung einer Ablenkschaltung eines Fernsehempfängers (nicht dargestellt) verwendet wird, und eine Ausgangsversorgungsspannung V+ von +24 Volt, die beide geregelt sind. Eine Netzspannung VAC wird in einem Brückengleichrichter 100 gleichgerichtet, um eine ungeregelte Spannung VUR zu erzeugen. Eine Primärwicklung W1 eines Rücksprungtransformators T ist zwischen einen Anschluß 100a, an dem die Spannung VUR entsteht, und den Kollektor eines Schaltleistungstransistors Q1 geschaltet. Der Transformator T ist in der Weise aufgebaut, die in den Fig. 3a und 3b dargestellt ist. Ähnliche Symbole und Nummern in den Fig. 1 und 3a und 3b bezeichnen ähnliche Elemente oder Funktionen.
Der Emitter des Transistors Q1 der Fig. 1 ist an einen Masseleiter angeschlossen, der hier als "heiße" Masse bezeichnet wird, und zwar über einen Abtastwiderstand des Emitterstromes RS, um eine Spannung Vsense über dem Widerstand RS zu bilden, die zum Kollektorstrom ic des Transistors Q1 proportional ist. Die Basis des Transistors Q1 ist über einen Koppelkondensator 102 an einen Anschluß 104 angeschlossen, an dem ein Schaltsignal Vc2 erzeugt wird. Signal Vc2 bewirkt einen Schaltvorgang im Transistor Q1. Anschluß 104 ist über einen Widerstand 103 mit einem Anschluß W2a einer Sekundärwicklung W2 des Transformators T verbunden.
Die Figuren 2a - 2m zeigen Wellenformen, die zur Erläuterung des Normalbetriebs in stabilem Zustand des Schaltnetzteiles der Fig. 1 nützlich sind. Ähnliche Symbole und Nummern in den Fig. 1a und 1b und 2a - 2m bezeichnen ähnliche Elemente oder Funktionen.
Während beispielsweise des Intervalls t&sub0; - t&sub2; der Fig. 2a eines entsprechenden Zyklus ist eine Spannung VW2 der Fig. 2d, die in der Wicklung W2 der Fig. 1 entsteht, relativ zur "heißen" Masse positiv und erzeugt einen Strom B in Pfeilrichtung, der in die Basis des Transistors Q1 fließt. Der Strom iB erzeugt eine Spannung Vc102 im Kondensator 102 mit der dargestellten Polarität. Der Strom iB der Fig. 2c liefert den Basisstrom, der den Transistor Q1 der Fig. 1 während des Intervalls t&sub0; - t&sub2; der Fig. 2a leitend hält. Dementsprechend wächst der Kollektorstrom ic der Fig. 1, wie in Fig. 2b während des Intervalls t&sub0; - t&sub2; dargestellt ist, was bewirkt, daß eine induktive Energie im Transformator T der Fig. 1 gespeichert wird. Wie später beschrieben wird, wird der Transistor Q1 der Fig. 1 zum Zeitpunkt t&sub2; der Figur 2a sperrend.
Nachdem der Transistor Q1 sperrend geworden ist, wird die in der Wicklung W1 gespeicherte induktive Energie durch einen Transformator oder Rücksprung in eine Sekundärwicklung W4 des Transformators T geleitet. Entsprechende Rücklaufimpulse, die an entsprechenden Anschlüssen 108 und 109 der Wicklung W4 entstehen, werden durch die Dioden 106 bzw. 107 gleichgerichtet und in den Kondensatoren 121 bzw. 122 gefiltert, um die Gleichspannungen B+ bzw. V+ zu erzeugen, die auf einen zweiten Masseleiter bezogen werden, der hier als "kalte" Masse bezeichnet wird. Die "kalte" Masse ist von der "heißen" Masse gegen Leitung isoliert.
Anschluß 109 ist über einen von den Widerständen 110 und 111 gebildeten Spannungsteiler an einen invertierenden Eingang 113 eines Vergleichers U2b angeschlossen. Wenn Transistor Q1 der Fig. 1a leitet, ist die durch den Transformator am Anschluß 109 erzeugte Spannung negativ, was eine Schutzdiode 112, die mit dem Anschluß 113 verbunden ist, dazu veranlaßt, zu leiten und während des Intervalls t&sub0; - t&sub2; der Fig. 2m ein Signal VH, das am Anschluß 113 entsteht, auf die Durchlaßspannung der Diode 112, die einen negativen Wert hat, zu klemmen.
Drei Widerstände R10, R11 und R12 der Fig. 1b, die zwischen einem Anschluß 150, wo die Spannung B+ entsteht, und einem Ausgang 114 des Vergleichers U2b in Reihe geschaltet sind, veranlassen einen Kondensator C10, der zwischen Anschluß 114 und die "kalte" Masse geschaltet ist, sich aufzuladen. Dementsprechend wird, wenn das Signal VH negativ ist, der ansteigende Teil eines Sägezahnsignales VS an einem Anschluß 115 zwischen den Widerständen R10 und R11 erzeugt und weist eine Wellenform auf, die in Fig. 2l dargestellt wird, beispielsweise im Intervall t&sub0; - t&sub2;. Vor dem Intervall t&sub0; - t&sub2; ist der Kondensator C10 der Fig. 1b vollständig entladen, was zu einem flachen Teil des Signales VS der Fig. 2l auf einem Betrag unter +12V führt. Der Betrag des flachen Teiles wird durch das Verhältnis zwischen der Summe der Widerstände R11 und R12 und dem Widerstand R10 bestimmt.
Das Sägezahnsignal VS wird an einen nichtinvertierenden Eingang eines Vergleichers U2a angeschlossen. Ein Betrag von +12 Volt wird an einen invertierenden Eingang des Vergleichers U2a angelegt. Ein Ausgang 116 des Vergleichers U2a, an dem das Impulssignal VB3 der Fig. 2k entsteht, wird an die Basis eines Schalttransistors Q3 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q3 wird über eine Schutzdiode D3 und eine Strombegrenzungsdrossel L3 mit einer Sekundärwicklung W3 des Transformators T verbunden. Transistor Q3 wird zu einem Zeitpunkt leitend, der in einem Teil des Leitungsintervalls des Transistors Q1 nachdem das Sägezahnsignal VS größer als der Pegel von +12 Volt wird, liegt, wie beispielsweise im Intervall t&sub1; - t&sub2; der Fig. 2k.
Wenn er leitet, bildet der Transistor Q3 mit der Diode D3 und der Drossel L3 eine Reihenschaltung, die parallel zur Wicklung W3 geschaltet ist und im wesentlichen als niedrige Impedanz parallel zur Wicklung W3 arbeitet. Die Drossel L3 begrenzt die Spitzenamplitude eines Kurzschlußstromes iS der Fig. 2j. Die sich ergebende niedrige Impedanz wird durch die Wirkung des Transformators als niedrige Impedanz parallel zur Wicklung W1 reflektiert. Als Folge wächst der Kollektorstrom ic des Transistors Q1 während des Intervalls t&sub1; - t&sub2; der Fig. 2b wesentlich schneller, als während des Intervalls t&sub0; - t&sub1;. Dementsprechend wird die Spannung Vsense der Fig. 1a, die zum Strom ic proportional ist, kurz nach dem Zeitpunkt t&sub1; der Fig. 2b gleich einer Bezugsspannung VR1 der Fig. 1, die über einer Zenerdiode Z2.7 entsteht.
Die Spannungen Vsense und VR1 werden an einen Vergleicher U1a angelegt und darin verglichen, der über einen Ausgangsschalttransistor (nicht dargestellt) verfügt, der durch einen Ausgang 105 parallel zu einem Kondensator C2 geschaltet ist. Wenn zum Zeitpunkt t&sub2; der Fig. 2b die Spannung Vsense zur Spannung VR1 gleich wird, wird der Kondensator C2 der Fig. 1a sofort entladen und ein Sägezahnsignal Vin, das im Kondensator C2 entsteht, wird Null, wie in Fig. 2f gezeigt. Im übrigen Teil jedes Zyklus, wie etwa während des Intervalls t&sub2; - t&sub6;, wächst das Sägezahnsignal Vin mit einer Geschwindigkeit an, die durch einen Widerstand R2 der Fig. 1a und durch Kondensator C2 bestimmt ist. Signal Vin wird an einen invertierenden Eingang des Vergleichers U1b angelegt. Ein Bezugspegel VR2, der über einer Zenerdiode Z5.1 entsteht, wird an einen nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers U1b angeschlossen.
Wenn das Signal Vin zum Zeitpunkt t&sub2; der Fig. 2f Null wird, schaltet ein Ausgangssignal Vout der Fig. 2g, das an einem Ausgang des Vergleichers U1b entsteht und an die Basis des Schalttransistors Q2 angelegt wird, den Transistor Q2 ein. Wenn der Transistor Q2 der Fig. 1a zum Zeitpunkt t&sub2; der Fig. 2e eingeschaltet ist, verbindet der Transistor Q2 den Anschluß 104 des Kondensators 102 mit der "heißen" Masse. Der andere Anschluß des Kondensators 102, der mit der Basis des Transistors Q1 verbunden ist, befindet sich auf einem Pegel, der relativ zu dem am Anschluß 104 negativ ist. Dadurch wird die Basisladung im Transistor Q1, die den Transistor Q1 vor dem Zeitpunkt t&sub2; der Fig. 2a leitend hält, schnell beseitigt, wodurch der Transistor Q1 der Fig. 1a sofort sperrt.
Das Signal Vout, das durch das Sägezahnsignal Vin gesteuert wird, hält während des Intervalls t&sub2; - t&sub4; der Fig. 2g Transistor Q2 leitend und Transistor Q1 sperrend. Das Signal Vout ändert seinen Zustand und erreicht Null Volt zum Zeitpunkt t&sub4;, wenn das ansteigende Signal Vin der Fig. 2f größer wird, als der Betrag VR2, wodurch ein Einzelschrittbetrieb erreicht wird. Während des Intervalls t&sub2; - t&sub4; der Fig. 2a, dessen Länge in jedem Zyklus gleich ist, wird Transistor Q2 leitend gehalten und Transistor Q1 nichtleitend.
Während eines Teils beispielsweise des Intervalls t&sub2; - t&sub4; erzeugen die entsprechenden positiven Rücksprungimpulse an den Anschlüssen 108 und 109 der Sekundärwicklung W4 einen Strom, der die Dioden 106 und 107 leitend hält und die Filterkondensatoren 121 bzw. 122 zum Aufladen veranlaßt. Die im Kondensator 121 gespeicherte Ladung beispielsweise füllt eine Ladung wieder auf, die durch einen Laststrom iL abgezogen wurde, der beispielsweise durch Anschluß 150 fließt und zur Länge des Intervalls t&sub0; - t&sub2; der Fig. 2a proportional ist, wenn der Transistor Q1 der Fig. 1a leitend gehalten wurde. Die Länge des Intervalls t&sub0; - t&sub2; der Fig. 2a wird wiederum durch das Signal VB3 gesteuert. Dadurch wird die Spannung B+ beispielsweise durch das Signal VB3 geregelt, das das Tastverhältnis des Transistors Q1 steuert.
Eine positive Spannung am Anschluß 109 der Fig. 1b, die während des Sperrintervalls des Transistors Q1 auftritt, macht das Signal VH am Anschluß 113 des Vergleichers U2b positiv, wie in Intervall t&sub2; - t&sub4; der Fig. 2m gezeigt wird. Als Ergebnis wird der Kondensator C10 der Fig. 1b sofort entladen und das Sägezahnsignal VS auf dem konstanten Betrag gehalten, der beispielsweise während des Intervalls t&sub2; - t&sub4; der Fig. 21 kleiner ist, als +12 Volt, in Vorbereitung des folgenden Intervalls t&sub4; - t&sub6; der Fig. 2a, wenn der Transistor Q1 der Fig. 1a wieder leitend wird.
Die Diode 106 beispielsweise, die zur Erzeugung der Spannung B+ verwendet wird, bleibt bis zu einem Zeitpunkt t&sub2;&sub3; der Fig. 2a leitend. Während des Intervalls t&sub2; - t&sub2;&sub3; hat die Kollektorspannung VC1 des Transistors einen konstanten positiven Betrag von +600V, der durch die Spannung VUR, durch die Spannung B+ der Fig. 1b und durch das Windungsverhältnis des Transformators T bestimmt wird.
Während des Intervalls t&sub2;&sub3; - t&sub4; der Fig. 2a ändert sich die Spannung VC1 aufgrund der Arbeit einer Anordnung 120 der Fig. 1, die mit der Induktivität der Wicklung W1 einen Resonanzkreis bildet, in resonanter Weise. Die Anordnung 120 enthält einen Kondensator 119 der Fig. 1a, der mit einer Parallelschaltung eines Dämpfungswiderstands 117 und einer Diode 118 in Reihe geschaltet ist, um die Anordnung 120 zu bilden. Die Anordnung 120 ist zwischen den Kollektor des Transistors Q1 und die "heiße" Masse geschaltet. Die Diode 118 bewirkt, daß die Spannung über dem Kondensator 119 während des Intervalls t&sub2; - t&sub2;&sub3; der Fig. 2a der Spannung VC1 gleich ist.
Während des Intervalls t&sub2;&sub3; - t&sub4; sperren die Dioden 106 und 107 der Fig. 1b und die Kollektorspannung VC1 schwankt infolge eines Resonanznachschwingstromes, der in Wicklung W1, Kondensator 119 und Widerstand 117 erzeugt wird. Der Resonanznachschwingstrom bewirkt, daß die Spannung VW2, die über der Wicklung W2 des Transformators T entsteht und bis zum Zeitpunkt t&sub3; der Fig. 2d negativ ist, nach dem Zeitpunkt t&sub3; in resonanter Weise nach und nach positiver wird.
Zum Zeitpunkt t&sub4; der Fig. 2g wird das Signal Vout an der Basis des Transistors Q2 der Fig. 1a infolge des Einzelschrittbetriebes, der oben beschrieben wurde, Null, was den Transistor Q2 veranlaßt, zu sperren. Nachdem der Transistor Q2 sperrend geworden ist, ermöglicht er das Anlegen der positiven Spannung VW2 an die Basis des Transistors Q1. Die positive Spannung VW2, die über Widerstand 103 und Kondensator 102 an die Basis des Transistors Q1 angelegt wird, erzeugt den Strom iB, der den Transistor Q1 der Fig. 1 einschaltet. Die Werte von Kondensator 119 und Dämpfungswiderstand 117 sind derart gewählt, daß sie sicherstellen, daß die Spannung VW2 ausreichend positiv ist, um den Transistor Q1 zum Zeitpunkt t&sub4; der Fig. 2d, wenn das Signal Vout der Fig. 2g Null wird, einzuschalten. Der Transistor Q1 der Fig. 1a bleibt bis zum Zeitpunkt t&sub6; der Fig. 2a leitend, der durch den Impuls VB3 der Fig. 2k in der Weise bestimmt wird, die vorher mit Bezug auf das Intervall t&sub0; - t&sub2; beschrieben wurde.
Nach dem Zeitpunkt t&sub4; der Fig. 2a, der zum Zeitpunkt t&sub0; des unmittelbar vorangehenden Zyklus analog ist, wird der Kondensator C10 der Fig. 1 sägezahnartig geladen, wie oben mit Bezug auf das Intervall t&sub0; - t&sub1; der Fig. 2a beschrieben wurde. Die Offsetgleichspannung des Signals VS ist zur Spannung B+ proportional und kann durch Einstellen des Widerstandes R11 eingestellt werden. So tritt das Signal VB3 an der Basis des Transistors Q3 der Fig. 1b, dessen Vorderflanke beispielsweise zum Zeitpunkt t&sub5; der Fig. 2k auftritt, nach Ende des Intervalls t&sub4; - t&sub5; der Fig. 21 auf. Die Länge des Intervalls t&sub4; - t&sub5;, das die Leitungszeit des Transistors Q1 der Fig. 1a darstellt, ist proportional zur Spannung B+.
Ein Anwachsen der Spannung B+ beispielsweise bewirkt das Anwachsen der Offsetgleichspannung des Signals VS, und also schaltet der Transistor Q3 in einem gegebenen Zyklus früher ein. Wie oben beschrieben, wächst der Kollektorstrom ic des Transistors Q1 schnell an, wenn der Transistor Q3 durch einen Impuls des Signals VB3 eingeschaltet wurde, was den Transistor Q2 einschaltet und was wiederum Transistor Q1 veranlaßt, kurz danach auszuschalten. Daher verringert sich die Länge des Intervalls t&sub0; - t&sub2; oder t&sub4; - t&sub6;, das stattfindet, wenn Transistor Q1 leitet, wenn die Spannung B+ wächst. Als Folge davon ist eine geringere Menge magnetischer Energie zur Erzeugung des Stromes verfügbar, der beispielsweise den Filterkondensator 121 der Fig. 1b auflädt, über dem die Spannung B+ entsteht. Andererseits schaltet später in einem gegebenen Zyklus eine Verringerung der Spannung B+ die Transistoren Q2 und Q3 ein und Transistor Q1 aus. Dadurch wird eine Änderung der Spannung B+ in Art einer Gegenkopplungsschleife durch Vorziehen oder Verzögern des Augenblicks im gegebenen Zyklus aufgehoben, in dem der Transistor Q3 ein- und der Transistor Q1 ausgeschaltet wird, je nach Steuerung durch die Spannung B+. Der Verstärkungsfaktor einer derartigen Gegenkopplungsschleife wird durch den Betrag des Kondensators C10 bestimmt und kann durch Auswahl des Kondensators C10 vergrößert oder verkleinert werden.
Ein erster Teil des Schaltnetzteils der Fig. 1b, der beispielsweise die Wicklung W4, die entsprechenden Anschlüsse, an denen die Spannung B+ und das Signal VB3 entstehen, und die Wicklung W3 umfaßt, ist mit der "kalten" Masse leitend verbunden. Andererseits ist ein zweiter Teil des Schaltnetzteils, der beispielsweise den Transistor Q1 und die Wicklung W1 umfaßt, mit der "heißen" Masse leitend verbunden. Der Transformator T bietet eine "Heiß- Kalt"-Barriere, die den ersten Teil des Schaltnetzteils vom zweiten Teil gegen Leitung isoliert.
Nach einem Merkmal der Erfindung wird das Zeitschaltsignal VB3, das auf die "heiße" Masse bezogen wird, über die Wicklung W3 des Rücksprungtransformators T an die Basis des Transistors Q1 angelegt, der mit der "heißen" Masse leitend verbunden ist. So hält der Transformator T die "heiße" Masse von der "kalten" Masse gegen Leitung isoliert. Das Signal VB3 steuert den Ausschaltzeitpunkt des Transistors Q1 in Übereinstimmung mit dem Betrag der Spannung B+, wie oben erklärt wurde.
Im Transformator T wird Energie über die "Heiß-Kalt"-Barriere vom zweiten Teil des Schaltnetzteiles, das mit der "heißen" Masse leitend verbunden ist und beispielsweise Wicklung W1 enthält, zum ersten Teil des Schaltnetzteiles übertragen, der mit der "kalten" Masse leitend verbunden ist und beispielsweise die Wicklung W4 enthält. Eine derartige Energieübertragung tritt in einer Richtung durch die "Heiß-Kalt"-Barriere auf, die der Richtung entgegengesetzt ist, in der das Signal VB3 über eine derartige "Heiß-Kalt"-Barriere angelegt wird. Der Transformator T wird also verwendet, um Versorgungsstrom in einer Richtung über die "Heiß-Kalt"-Barriere zu übertragen, d.h. von Wicklung W1 zu Wicklung W4, und um das Zeitschaltsignal VB3 zur Steuerung der Schaltzeitpunkte in Transistor Q1 in der entgegengesetzten Richtung durch die "Heiß-Kalt"-Barriere zu übertragen. Daher besteht vorteilhafterweise kein Bedarf an einem zusätzlichen Isoliertransformator, um das Zeitschaltsignal VB3 über die "Heiß-Kalt"-Barriere vom ersten Teil des Schaltnetzteils, der mit der "kalten" Masse leitend verbunden ist und in dem das Steuersignal VB3 entsteht, an den zweiten Teil des Schaltnetzteils anzulegen, der mit der "heißen" Masse leitend verbunden ist und in dem der eigentliche Steuervorgang erfolgt. Vorteilhafterweise wird das Zeitschaltsignal VB3 durch Abtasten des Betrages der Spannung B+ am Anschluß 150 erzeugt, wo die Spannung B+ gerade erzeugt wird.
Ein durch die Spannung V+ mit Strom versorgter Längsspannungsstabilisator VR2 erzeugt eine geregelte Spannung V+12 von +12 Volt. Die geregelte Spannung V+12 wird in Abhängigkeit von einer Spannung erzeugt, die an einem Verbindungsanschluß 126 zwischen den Widerständen 124 und 125 erzeugt wird. Die Widerstände 124 und 125 bilden eine Reihenschaltung, die zwischen die Spannung V+12 und die "kalte" Masse geschaltet ist.
Eine Versorgungsspannung VK wird durch Gleichrichtung, unter Verwendung einer Diode 132, einer Rücksprungspannung erzeugt, die in einer Wicklung WS erzeugt wird. Die Spannung VK, die auf die "heiße" Masse bezogen wird, wird zur Stromversorgung beispielsweise der Vergleicher U1c und U1d der Bereitschaftssteuerschaltung 127 verwendet. Die Spannung VK, die in einem Kondensator CK gefiltert wird, wird durch einen ohmschen Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen 134 und 135, an einen invertierenden Eingangsanschluß 151 eines Vergleichers U1c angeschlossen, um am Anschluß 151 eine Steuerspannung Vj zu erzeugen. Ein Widerstand 133 ist mit einem ersten Anschluß an den Verbindungsanschluß 151 zwischen den Widerständen 135 und 134 angeschlossen und mit einem zweiten Anschluß an einen Ausgang 152 eines Vergleichers U1d.
Die Spannung VR2 liegt am nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers U1c an. Ein Ausgang 153 des Vergleichers U1c, an dem eine Spannung Vm entsteht, ist mit einem invertierenden Eingang des Vergleichers U1d verbunden. Die Bezugsspannung VR1 ist mit einem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers U1d verbunden.
Die Fig. 4a - 4h zeigen Wellenformen, die zur Erläuterung eines Überganges des Schaltnetzteiles der Fig. 1 vom Normalbetrieb zum Bereitschaftsbetrieb nützlich sind. Die Fig. 5a - 5h zeigen die entsprechenden Wellenformen, die zur Erläuterung eines Überganges zurück zum Normalbetrieb nützlich sind. Ähnliche Zeichen und Nummern in den Fig. 1, 2a - 2m, 4a - 4h und 5a - 5h bezeichnen ähnliche Elemente oder Funktionen.
Im Normalbetrieb arbeiten die Vergleicher U1c und U1d der Fig. 1a als selbsthaltender Schalter, der die Spannung am Anschluß 152 auf Null Volt hält, wodurch die Spannung Vj kleiner ist, als Spannung VR2. Dementsprechend erzeugt der Vergleicher U1c die Spannung Vm mit einem Betrag, der höher ist, als die Spannung VR1, um eine Diode D20, die mit dem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers U1a verbunden ist, im Sperrbereich zu halten.
Der Bereitschaftsbetrieb beginnt, wenn der Transistor Q4 der Fig. 1b, der als Schalter arbeitet und parallel zum Widerstand 125 geschaltet ist, leitend wird, wie in Fig. 4a zum Zeitpunkt t&sub1;&sub0; dargestellt ist. Dementsprechend wird die Spannung V+12 der Fig. 1 Null. Als Folge stellt der Horizontalschwingkreis (nicht dargestellt) sofort den Betrieb ein und der Bereitschaftsbetrieb beginnt.
Die Verringerung der Spannung V+12 auf Null Volt bewirkt, daß die Spannung VS am nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers U2a auf die Durchlaßspannung einer Diode D10 geklemmt wird. Eine Spannung VVR1 am invertierenden Eingang des Vergleichers U2a, die in einem Spannungsstabilisator VR1 erzeugt wird, wird jedoch im Normal- und Bereitschaftsbetrieb auf ungefähr +12V gehalten. Dementsprechend bleibt Transistor Q3 dauernd in einem Sperrzustand; dementsprechend bildet der Transistor Q1 mit dem Transformator T einen freischwingenden Sperrschwinger, der nicht mehr in Art einer Gegenkopplung gesteuert wird. Dementsprechend wächst das Tastverhältnis des Transistors Q1 anfänglich, nachdem der Transistor Q4 leitend geworden ist. Die Last am Anschluß 150 entnimmt im Bereitschaftsbetrieb wesentlich weniger Strom. Dementsprechend wachsen die Spannungen VK, B+ und Vj anfänglich nach dem Übergang zum Leitungszustand im Transistor Q4, wie in Fig. 4e und 4g im Intervall t&sub1;&sub2; - t&sub1;&sub3; dargestellt ist.
Zum Zeitpunkt t&sub1;&sub3; der Fig. 4g wird die Spannung Vj gleich der Spannung VR2, was den Vergleicher U1C der Fig. 1 dazu veranlaßt, eine Ausgangsspannung Vm von Null Volt zu erzeugen, wie in Fig. 4h dargestellt. Die Klemmdiode D20 der Fig. 1, die im Normalbetrieb durch die Spannung Vm in Sperrrichtung vorgespannt ist, wird zum Zeitpunkt t&sub1;&sub3; der Fig. 4h leitend. Nach dem Zeitpunkt t&sub1;&sub3; der Fig. 4h klemmt die Anode der Diode D20 der Fig. 1a, die mit dem nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers U1a verbunden ist, die Spannung VR1 am nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers U1d auf die Durchlaßspannung der Diode D20. Daher ist die Spannung VR1 im Bereitschaftsbetrieb wesentlich niedriger, als im Normalbetrieb. Dementsprechend wird der Transistor Q1 in jedem Zyklus ausgeschaltet, wenn ein Spitzenwert des Kollektorstromes ic wesentlich niedriger ist, als im Normalbetrieb, wie aus der Wellenform der Spannung Vsense der Fig. 4c zu ersehen ist. Dementsprechend ist die in der Wicklung W1 der Fig. 1 gespeicherte Energie während der Leitungszeit des Transistors Q1 wesentlich geringer. Die Folge ist, daß die Spannungen B+ und VK im Bereitschaftsbetrieb schließlich im Verhältnis zu ihren Werten im Normalbetrieb abnehmen.
Die Abnahme der Spannung VK veranlaßt ebenfalls die Änderungsrate des wachsenden Signales Vin der Fig. 2f, sich zu verringern. Daher verringert sich das Verhältnis von Leitungszeit zu Sperrzeit, das Tastverhältnis, des Transistors Q1 weiter. Als Folge verringern sich die Spannungen B+ und VK noch weiter im Verhältnis zu ihren Werten im Normalbetrieb. In einer typischen Lastsituation fällt die Spannung B+ im Bereitschaftsbetrieb auf ungefähr beispielsweise 2/3 ihres Normalbetriebswertes.
Während der Anlaufperiode ist es wünschenswert, daß B+ einen niedrigen Wert hat, um die Belastung des Horizontalablenkschalters (nicht dargestellt) bei einem Übergang vom Bereitschaftszum Normalbetrieb zu verringern, um der Gefahr eines Sekundärdurchbruchs im Ablenktransistor zu begegnen. Dagegen kann in Schaltnetzteilen des Standes der Technik, die beispielsweise einen integrierten Schaltkreis TDA4600 verwenden, die Spannung B+ vom Normalbetriebswert von +145V auf einen Bereitschaftswert von +190V anwachsen.
Nach dem Zeitpunkt t&sub1;&sub3; der Fig. 4h trennt ein Vergleicher U1d der Fig. 1a, dessen Eingänge parallel zur leitenden Diode D20 geschaltet sind, den Widerstand 133 vom ohmschen Spannungsteiler. Dadurch wird die Spannung Vj der Fig. 4g sofort höher, als die Spannung VR2. Als Folge hält der Vergleicher U1c der Fig. 1 die Spannung Vm der Fig. 4h während des Bereitschaftsbetriebes auf Null Volt. Dementsprechend bleiben die Vergleicher U1c und U1d der Fig. 1a während des Bereitschaftsbetriebes in ihrem jeweiligen Zustand, obwohl, wie oben beschrieben wurde, die Spannung VK schließlich im Bereitschaftsbetrieb kleiner wird, als im Normalbetrieb.
Sofort nachdem durch Betätigung des Transistors Q4 der Normalbetrieb beginnt, wie zum Zeitpunkt t&sub1;&sub6; der Fig. 5a dargestellt ist, sinken die Spannungen B+ der Fig. 5e und Vj der Fig. 5g stetig ab. Die Abnahme der Spannungen B+ und Vj entsteht aufgrund der plötzlichen Belastung beispielsweise der Spannung B+ durch den Horizontalablenktransistor (nicht dargestellt), der mit dem Schalten beginnt. Wenn die Spannung Vj zum Zeitpunkt t&sub1;&sub7; der Fig. 5g kleiner wird, als die Spannung VR2, kehren die Vergleicher U1c und U1d der Steuerschaltung des Bereitschaftsbetriebes 127 der Fig. 1a ihren Zustand jeweils um. Dementsprechend wird die Diode D20 der Fig. 1 wieder in Sperrrichtung vorgespannt und die Spannung VR1 kehrt zu ihrem normalen Wert von +2,7V zurück. In der Folge wird der Transistor Q3 zum Zeitpunkt t&sub1;&sub8; der Fig. 5b eingeschaltet, was die Wiederaufnahme des Rückkopplungsbetriebs im Schaltnetzteil der Fig. 1 verursacht.
Wenn in der Ablenkschaltung (nicht dargestellt) ein Fehler auftritt, der einen Kurzschluß oder eine Überlast zwischen beispielsweise dem Anschluß 150, an dem die Spannung B+ entsteht, und der "kalten" Masse verursacht, beginnt das Schaltnetzteil, intermittierend zu arbeiten. Im intermittierenden Betrieb folgt auf jeden Impuls des Stromes ic eine relativ lange Totzeit, in der kein Impuls des Stromes ic auftritt, wie in Fig. 6 dargestellt. Am Ende jedes Stromimpulses des Stromes ic verhindert der Kurzschluß, daß die Spannung VC1 die Spannung VUR erheblich überschreitet. Dadurch entsteht kein Nachschwingstrom im Transformator T. Dementsprechend wird die Spannung VW2 nicht positiv, wie im Normalbetrieb. Daher kann die Spannung VW2 nicht die Leitung des Transistors Q1 einleiten.
Zu Beginn einer gegebenen Totzeit wird der Transistor Q1 durch die negative Spannung blockiert gehalten, die im Kondensator 102 entsteht. Während der Totzeit wird der Kondensator 102 langsam über einen Widerstand 156, eine Diode 155, den Widerstand 103 und die Wicklung W2 entladen und erzeugt einen Strom iB in einer Richtung, die der durch den Pfeil gezeigten entgegengesetzt ist.
Ein Widerstand 101 ist zwischen den Anschluß 100a, an dem die Spannung VUR entsteht, und die Basis des Transistors Q1 geschaltet. Wenn infolge der Entladung des Kondensators 102 der Strom iB, der jetzt in der zur Pfeilrichtung entgegengesetzten Richtung fließt, kleiner wird, als ein Strom i101 im Widerstand 101, wird der Transistor Q1 eingeschaltet und die Mitkopplungsschleife erzeugt einen Impuls des Stromes ic. Dadurch bewirkt der Strom i101 im Widerstand 101 das Ende der Totzeit.
An irgendeinem Punkt während des Impulses des Stromes ic, der im Kurzschluß-, Überlastbetrieb auftritt, wird der durch die Spannung VW2 erzeugte Strom iB während der Leitungszeit des Transistors Q1 unzureichend, um den Transistor Q1 in Sättigung zu halten. Dadurch beginnt die Spannung am Kollektor des Transistors Q1 zu wachsen und die Spannung VW2 wird weniger positiv, was bewirkt, daß der Strom iB in Art einer Mitkopplungsschleife sinkt. Wenn der Strom iB Null wird, schaltet der Transistor Q1 aus und die nächste Totzeit beginnt. Ein derartiger intermittierender Betrieb ist wünschenswert, wenn Überlastung stattfindet, weil er die Belastung des Transistors Q1 verringert, indem er den Transistor Q1 vor Überhitzung schützt.
Wie oben erklärt, wird das Schaltnetzteil der Fig. 1 anfänglich durch die Ablenkschaltung (nicht dargestellt) überlastet. Daher arbeitet das Schaltnetzteil im oben erklärten intermittierenden Betrieb, wie durch die vorübergehende Wellenform der Spannung B+ in Fig. 7 während des Intervalls ton - tstart dargestellt ist. Vorteilhafterweise sorgt der intermittierende Betrieb für einen sanften Start. Zum Zeitpunkt tstart empfängt der Transistor Q1 der Fig. 1 durch die Wicklung W2 eine angemessene Basisansteuerung, um die Mitkopplungsschleife zu betätigen. Als Folge endet der intermittierende Betrieb. Zum Zeitpunkt t&sub0; der Fig. 7 wird die Gegenkopplungsschleife stabilisiert und arbeitet im stabilen Zustand und der sanfte Einschaltbetrieb endet.
In der oben beschriebenen Ausführungsform der Erfindung sorgt der Widerstand 101 der Fig. 1a für den Basisstrom in der Anlaufperiode, um den Transistor Q1 einzuschalten. In einer zweiten, geänderten Ausführungsform der Erfindung, die in Fig. 1a dargestellt ist, ist ein Widerstand 101' zwischen einen Anschluß 100b des Brückengleichrichters 100, wo eine halbwellengleichgerichtete Spannung V100b erzeugt wird, und die Basis des Transistors Q1 geschaltet. Widerstand 101' wird anstatt des Widerstandes 101 verwendet, der aus dem Schaltnetzteil der Fig. 1a entfernt wird.
Im Fall, daß der Widerstand 101' anstatt des Widerstandes 101 verwendet wird, fließt während einer Überlastung oder während der Anlaufperiode im wesentlichen kein Strom im Widerstand 101' während abwechselnder Halbperioden der Spannung VAC. Jede derartige Halbperiode hat eine Länge von 10 Millisekunden (wenn die Netzfrequenz 50 Hz beträgt) und tritt auf, wenn die halbwellengleichgerichtete Spannung V100b am Anschluß 100b Null ist. Dadurch erstreckt sich die oben erwähnte Totzeit über jedes abwechselnd auftretende Intervall von 10 Millisekunden, wie durch die Wellenformen der Spannung V100b, der Spannung Vc1 und des Stromes ic in den Fig. 8a, 8b bzw. 8c dargestellt ist. Die Totzeiten von 10 Millisekunden der Fig. 8c beispielsweise ermöglichen das Abkühlen des Transistors Q1 der Fig. 1a, was vorteilhafterweise den Transistor Q1 schützt und seine Belastung verringert. Die Totzeiten von 10 Millisekunden können über den Zeitraum anwachsen, in dem die sanfte Anlaufperiode stattfindet. (Würde eine Netzspannung mit 60 Hz verwendet, würde die Totzeit 8 Millisekunden betragen.)
Die Fig. 9a - 9e zeigen Wellenformen, die zur Erläuterung der sanften Anlaufperiode des Schaltnetzteiles der Fig. 1a nützlich sind, wenn Widerstand 101' anstatt des Widerstandes 101 verwendet wird. Ähnliche Symbole und Nummern in den Fig. 1a, 2a - 2m, 7, 8 und 9a - 9e bezeichnen ähnliche Elemente oder Funktionen. Zum Zeitpunkt tstart der Fig. 9c ist der Strom ic ausreichend groß, um die Einzelschrittanordnung zum Triggern zu veranlassen, was den Transistor Q1 der Fig. 1a während eines Teils jedes Zyklus veranlaßt, auszuschalten. Die während des Leitungsintervalles des Transistors Q1 gespeicherte Energie erzeugt den Strom iB, der den Transistor Q1 am Ende jedes Sperrintervalls des Transistors Q1 einschaltet.

FIGUREN

In den Figuren bedeuten:

Fig. 1a:

STAND-BY ClRCUIT Schaltung für Bereitschaftsbetrieb
HOT-COLD BARRlER "Heiß-Kalt"-Barriere

Fig. 1b:

TO COMPARATOR U2a zum Vergleicher U2a
TO I.R. RECEIVER zum Infrarotempfänger
TO H. DEFL. zur Horizontalablenkung
STAND-BY Bereitschaftsbetrieb
B+-ADJUST B+-Einstellung
LEAKAGE INDUCTANCE Streuinduktivität
HOT-COLD BARRlER "Heiß-Kalt"-Barriere

Fig. 2:

HOT SIDE "heißer" Teil
COLD SIDE "kalter" Teil

Fig. 3a:

TRANSFORMER Transformator

Fig. 3b:

AIR GAP Luftspalt
FILLING Füllung
INSULATION (PAPER) Isolation (Papier)
CORE Kern
MATERIAL Material

Fig. 4:

STAND-BY Bereitschaftsbetrieb
FORWARD VOLTAGE OF DIODE Durchlaßspannung der Diode

Fig. 5:

STAND-BY Bereitschaftsbetrieb

Fig. 8:

EXTENDED DEAD TlME INTERVAL ausgedehnte Totzeit

Claims

1. Schaltnetzteil, umfassend: eine Quelle (100) einer Eingangsversorgungsspannung (VUR); einen Transformator (T) mit einer ersten (W1) und einer zweiten (W3) Wicklung; einen steuerbaren Schalter (Q1), dessen den Hauptstrom leitender Anschluß mit der ersten Wicklung (W1) und der Quelle (100) der Eingangsversorgungsspannung (VUR) verbunden ist, wobei der steuerbare Schalter durch ein erstes periodisches Steuersignal (iB) geschaltet wird, um einen ersten Schaltstrom (ic) in der ersten Wicklung zu erzeugen, der magnetische Energie im Transformator speichert; Mittel (W4, 106), die an den Transformator angeschlossen sind und auf den ersten Schaltstrom reagieren, um aus der gespeicherten Energie eine Ausgangsversorgungsspannung (B+) zu erzeugen, die mit einer Last verbunden ist; eine erste Stromabtastimpedanz (RS), die in einen Stromweg geschaltet ist, der die erste Wicklung (W1) enthält, um mindestens einen Teil des ersten Schaltstromes (ic) in die erste Impedanz (RS) zu leiten, um in der ersten Impedanz ein Stromabtastsignal (Vsense) zu erzeugen, das die Stärke des ersten Schaltstromes (ic) anzeigt, wenn der steuerbare Schalter (Q1) leitet; Mittel (U1a, U1b, Q2), die auf das erste Abtastsignal (Vsense) reagieren, um das erste Steuersignal (iB) zu erzeugen, das den steuerbaren Schalter (Q1) auf Sperrung schaltet, wenn der erste Schaltstrom eine vorbestimmte Stärke überschreitet, gekennzeichnet durch Mittel (03) zum Anlegen einer niedrigen Impedanz an die zweite Wicklung (W3), nachdem ein erstes Leitungsintervall des steuerbaren Schalters (Q1) vergangen ist, um den ersten Schaltstrom zu veranlassen, die vorbestimmte Stärke zu überschreiten, und Mittel (U2a) zur Änderung des ersten Leitungsintervalls in Übereinstimmung mit der Ausgangsversorgungsspannung (B+), so daß sich das Tastverhältnis des steuerbaren Schalters (Q1) nach Art einer Gegenkopplung ändert, um die Ausgangsversorgungsspannung (B+) zu regeln.

2. Netzteil nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter einen ersten Schalttransistor (Q1) umfaßt und in dem eine dritte Wicklung (W2) des Transformators (T) mit dem Steueranschluß des Transistors (Q1) verbunden ist, um eine Mitkopplungsschleife zu bilden, die als Sperrschwinger arbeitet.

3. Netzteil nach Patentanspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Wicklung (W2) über einen Kondensator (102) mit dem Steueranschluß des Transistors (Q1) verbunden ist, um im Kondensator eine Spannung zu bilden, die an den Steueranschluß des Transistors (Q1) angelegt wird, um einen Ausschaltübergang im Transistor zu beschleunigen.

4. Netzteil nach Patentanspruch 3, gekennzeichnet durch Mittel (U2a, U2b) zur Erzeugung eines Impulses in jeder Periode des ersten Steuersignals und einen zweiten Schalttransistor (03), an dessen Steueranschluß der Impuls entwickelt wird, um die dritte Wicklung (W2) vom Steueranschluß des ersten Schalttransistors (Q1) während des Impulses zu trennen, so daß die im Kondensator (102) entstehende Spannung den ersten Schalttransistor (Q1) in Vorbereitung der folgenden Leitungsperiode des ersten Schalttransistors (Q1) zum Abschalten veranlaßt.

5. Netzteil nach Patentanspruch 1, gekennzeichnet durch eine dritte Wicklung (W2) des Transformators (T), die über einen Kondensator (102) mit dem Steueranschluß des steuerbaren Schalters (Q1) verbunden ist, um eine Mitkopplungsschleife zu bilden, die im Normalbetrieb als Sperrschwinger arbeitet.

6. Netzteil nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Schalter einen ersten Schalttransistor (Q1) umfaßt und in dem die Mittel zum Anlegen einer niedrigen Impedanz Mittel umfassen; die auf ein Signal ansprechen, das im Transformator (T) entsteht, und auf ein Signal, das die Ausgangsversorgungsspannung (B+) abbildet, um ein zweites Steuersignal zu erzeugen, das am Steueranschluß eines zweiten Schalttransistors (Q3) anliegt, wobei der zweite Schalttransistor die niedrige Impedanz über die zweite Wicklung (W3) des Transformators (T) zu einem steuerbaren Zeitpunkt in einer gegebenen Periode des ersten Steuersignals (iB) anlegt, der sich in Übereinstimmung mit dem Betrag der Ausgangsversorgungsspannung (B+) ändert, wobei die niedrige Impedanz (L3) einen Anstieg in der Änderungsrate des ersten Schaltstromes (ic) in der ersten Wicklung (W1) verursacht, die wesentlich höher ist, als vor dem steuerbaren Zeitpunkt.

7. Netzteil nach Patentanspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur Erzeugung des ersten Steuersignals einen ersten Vergleicher (U1a) umfassen, der auf den ersten Schaltstrom (ic) reagiert und auf einen ersten Bezugspegel (Z2.7), um einen Impuls des ersten Steuersignals zu erzeugen, wenn der erste Schaltstrom größer wird, als ein durch den Bezugspegel bestimmter Wert, so daß ein Spitzenwert des ersten Schaltstromes (ic) in Übereinstimmung mit dem Bezugspegel (Z2.7) bestimmt wird.

8. Netzteil nach Patentanspruch 7, gekennzeichnet durch eine Quelle (Q4) eines Ein-/Aus-Steuersignales, das mit der Last verbunden ist und eine Verringerung eines Ausgangsstromes, der durch diese Last fließt, während eines Bereitschaftsbetriebs verursacht, so daß die Verringerung des Ausgangsstromes zunächst nach einem Übergang des genannten Ein-/Aus-Steuersignales von einem Ein- zu einem Aus-Zustand die Ausgangsversorgungsspannung (B+) ansteigen läßt, und einen zweiten Vergleicher (U1c), der auf eine Spannung (Vj) reagiert, die die genannte Ausgangsversorgungsspannung abbildet, und auf einen zweiten Bezugspegel, um nach Eintreten des Überganges ein zweites Steuersignal zu erzeugen, wenn die Ausgangsversorgungsspannung größer wird, als ein in Übereinstimmung mit dem zweiten Bezugspegel festgelegter Wert, wobei dieses zweite Steuersignal an den ersten Vergleicher (U1a) angelegt ist, um den ersten Bezugspegel (Z2.7) zu ändern, was den Spitzenwert des ersten Schaltstromes (ic) dazu veranlaßt, wesentlich kleiner zu werden, als im Normalbetrieb.

9. Netzteil nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz einen Stromabtastwiderstand (RS) umfaßt, der mit dem steuerbaren Schalter (Q1) in Reihe geschaltet ist und in dem die Mittel zur Erzeugung des ersten Steuersignales einen Vergleicher (U1a) umfassen, der auf ein Signal reagiert, das im Stromabtastwiderstand (RS) entsteht, und auf einen Bezugspegel (Z2.7), um ein Triggersignal zu erzeugen, und eine Einzelschrittschaltung, die auf das Triggersignal reagiert, um einen Impuls des ersten Steuersignales (iB) zu erzeugen, wenn das Signal, das im Stromabtastwiderstand (RS) entsteht, zum Bezugspegel (Z2.7) gleich wird, wobei der Impuls an den Steueranschluß des steuerbaren Schalters (Q1) angelegt wird, um den steuerbaren Schalter (Q1) für die Dauer dieses Impulses auszuschalten, so daß der steuerbare Schalter (Q1) außerhalb der Dauer des Impulses leitet.