DE4007214B4

DE4007214B4 - Synchronisierter Schalt-Stromversorgungsteil

Info

Publication number: DE4007214B4
Application number: DE4007214A
Authority: DE
Inventors: Giovanni Michele Leonardi
Original assignee: RCA Licensing Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1989-03-07
Filing date: 1990-03-07
Publication date: 2006-03-09
Anticipated expiration: 2010-03-08
Also published as: DE4007214A1

Abstract

Synchronisierte Schalt-Stromversorgungsschaltung
– mit einem Transformator (T1) mit einer ersten (W1) und einer zweiten Wicklung (W3),
– einem an die erste Wicklung (W1) gekoppelten ersten steuerbaren Schalter (Q1) zur Erzeugung eines ersten Schaltstroms (i₁) in der ersten Wicklung (W1) zur periodischen Erregung der zweiten Wicklung (W3),
– einer Quelle eines Synchronisiereingangssignals (V_H) mit einer von einer Ablenkfrequenz abhängigen Frequenz,
– einem an die zweite Wicklung (W3) angeschlossenen, durch das Synchronisiereingangssignal (V_H) steuerbaren zweiten Schalter (Q4), der die erregte zweite Wicklung (W3) periodisch im Takt des Synchronisiereingangssignals (V_H) belastet um durch transformatorische Wirkung im ersten Schaltstrom (i₁) einen erheblichen Anstieg hervorzurufen,
– einer Schaltung (U2, U3) zur Erzeugung eines periodischen ersten Steuersignals (V₁₀)
– einer den ersten Schaltstrom (i₁) erfassende Vorrichtung (R10), die mit der das erste Steuersignal (V₁₀) erzeugenden Schaltung (U2, U3) verbunden ist zum Abfühlen des Anstiegs im ersten Schaltstrom (i₁) zur Synchronisierung...

Description

Die Erfindung bezieht sich auf geschaltete Stromversorgungsteile.
Manche Fernsehempfänger haben Eingangssignalanschlüsse zur Zuführung beispielsweise externer Videoeingangssignale wie R-, G- und B-Farbvideoeingangssignale, die gegenüber einem gemeinsamen Masseleiter des Empfängers abgeleitet werden. Solche Eingangssignalanschlüsse und der Empfängermasseleiter können an entsprechende Signalanschlüsse und Masseleiter externer Geräte wie beispielsweise eines Videorecorders oder Teletext-Decoders angeschlossen werden.
Zur Vereinfachung der Signalkopplung zwischen den externen Geräten und dem Fernsehempfänger werden die Masseleiter des Empfängers und der externen Geräte zusammengeschaltet, so daß sie alle auf dem gleichen Potential liegen. Die Signalleitungen jedes externen Gerätes werden an die entsprechenden Eingangssignalanschlüsse des Empfängers gekoppelt. Bei einer solchen Anordnung kann man die Masseleitung jedes Gerätes, etwa des Fernsehempfängers, potentialfrei oder leitungsmäßig isoliert gegenüber der entsprechenden Netzwechselstromquelle, welche das Gerät versorgt, halten. Macht man den Masseleiter potentialfrei, dann erhält ein Benutzer, der ein auf dem Potential der Masseleitung liegenden Anschluß berührt, keinen elektrischen Schlag.
Ein potentialfreier Masseleiter ist von den Potentialen der Anschlüsse der den Fernseher mit Strom versorgenden Netzwechselspannungsleitung üblicherweise durch einen Transformator isoliert. Der potentialfreie oder isolierte Masseleiter wird manchmal als "kalter" Masseleiter bezeichnet.

Bei einem typischen Schaltnetzteil eines Fernsehempfängers liegt die Netzwechselspannung direkt ohne Zwischenschaltung eines Transformators an einem Brückengleichrichter. Es entsteht eine ungeregelte Gleichspannung als Eingangsversorgungsspannung, die beipielsweise auf einen Masseleiter bezogen ist, der als "heiße " Masse bezeichnet wird und gegenüber dem kalten Masseleiter isoliert ist. Ein Impulsbreitenmodulator steuert das Tastverhältnis eines Zerhacker-Transistorschalters, über welchen die ungeregelte Versorgungsspannung an die Primärwicklung eines isolierenden Rücklauftransformators gelegt wird. An der Sekundärwicklung des Transformators entsteht eine Rücklaufspannung mit einer durch den Modulator bestimmten Frequenz, und diese Spannung wird zu einer Ausgangsgleichspannung gleichgerichtet, wie etwa eine B⁺-Spannung, die eine Horizontalablenkschaltung des Fernsehempfängers versorgt. Die Primärwicklung des Rücklauftransformators ist beispielsweise leitend mit dem heißen Masseleiter verbunden, seine Sekundärwicklung und die B⁺-Spannung können von dem heißen Masseleiter durch eine von dem Transformator gebildete Heiß/Kalt-Barriere isoliert sein. Ein Beispiel hierfür findet sich in der EP 33 20 95 A2

Aufgabe der Erfindung ist es, den Betrieb des Zerhacker-Transistors mit der Horizontalablenkfrequenz zu synchronisieren, um ein störendes sichtbares Muster oder Artefakte auf dem Wiedergabebild des Fernsehempfängers zu verhindern, wobei ein auf die kalte Masse bezogenes Horizontal-Synchronisiersignal dem Impulsbreitenmodulator, dessen Bezugspotential die heiße Masse ist, so zuzuführen ist, daß die Isolation beibehalten wird.

Die Aufgabe wird durch den Gegenstand des Anspruch 1 gelöst. Ein synchronisierter Schalt-Stromversorgungsteil enthält gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung einen Transformator mit einer ersten und einer zweiten Wicklung. An die erste Wicklung ist eine erste Schalteranordnung angeschlossen zur Erzeugung eines ersten Schaltstromes in der ersten Wicklung, so daß die zweite Wicklung periodisch erregt wird. Ferner ist eine Quelle eines Synchronisiereingangssignals, dessen Frequenz in Beziehung zu einer Ablenkfrequenz steht, vorgesehen. Eine auf das Eingangssignal ansprechende und an die zweite Wicklung gekoppelte zweite Schalteranordnung legt periodisch eine niedrige Impedanz über die erregte zweite Wicklung, die durch Transformatorwirkung ein erhebliches Ansteigen des ersten Schaltstromes verursacht. Es wird ein periodisches erstes Steuersignal erzeugt. Der Anstieg des ersten Schaltstromes wird abgefühlt zur Synchronisierung des ersten Steuersignals mit dem Eingangssignal. Aus einer Eingangsversorgungsspannung wird entsprechend dem ersten Steuersignal eine Ausgangsversorgungsspannung erzeugt.

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:
1 die aus den 1a und 1b gebildet wird, einen Stromversorgungsteil gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung;
2a bis 2j Signalformen zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach 1 bei konstanter Last;
3a bis 3f Signalformen zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach 1 bei variierender Last;
4a bis 4c Signalformen, die in der Schaltung nach 1 bei Überlast auftreten; und
5a bis 5c einen Einschwingvorgang zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung nach 1 beim Anlaufen.
1 zeigt ein Schalt-Stromversorgungsteil 300 gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung, welches eine geregelte Ausgangsspannung B⁺ von +145 V erzeugt, die zur Versorgung beispielsweise einer Ablenkschaltung eines nicht dargestellten Fernsehempfängers benutzt wird, und eine geregelte Aus gangs-Versorgungsspannung V+ zur Versorgung eines Fernsteuerempfängers des Fernsehgerätes.
Ein Brückengleichrichter 100 richtet eine Netzspannung V_AC zu einer ungeregelten Spannung V_UR gleich. Eine Primärwicklung W5 eines Zerhacker-Rücklauftransformators T2 liegt zwischen einem Anschluß 100a und einer Drain-Elektrode eines Leistungs-MOS-Feldeffekttransistors Q2, dessen Source-Elektrode an einen hier als heiße Masse bezeichneten Masseleiter angeschlossen ist. Der Transistor Q2 wird durch ein impulsbreitenmoduliertes Steuersignal in Form einer Spannung V₇ geschaltet, die durch einen Impulsbreitenmodulator 101 erzeugt wird.
Zwischen den Anschluß 100a, an dem die Spannung V_UR entsteht, und den Kollektor eines im Impulsbreitenmodulator 101 enthaltenen Transistors Q1 ist eine Primärwicklung W1 eines Rücklauftransformators T1 geschaltet. Der Emitter des Transistors Q1 liegt über einen Emitterstrom-Fühlwiderstand R10, an dem eine zum Kollektorstrom i₁ des Transistors Q1 proportionale Spannung V₅ entsteht, an der heißen Masse.
Die 2a bis 2j zeigen Signalformen zur Erläuterung des normalen Betriebes der Stromversorgungsschaltung nach 1 im eingeschwungenen Zustand. Gleiche Symbole und Bezeichnungen in den 1 und 2a bis 2j bezeichnen gleiche Teile oder Funktionen.
Während eines Intervalls t₁ bis t₄ in 2f eines gegebenen Zyklus oder einer Periode des Schalterbetriebes liegt die Basisspannung V₁₀ eines Transistors Q30 in 1a bei 0 Volt, so daß am Kollektor des Transistors Q30 eine positive Impulsspannung V₃₀ entstehen kann, die über eine Schaltung 81 zur Basis des Transistors Q1 gekoppelt wird, so daß dieser während des Intervalls t₁ bis t₄ in den Leitungszustand geschaltet ist. Zwischen dem Kollektor des Transistors Q30 und der Gate-Elektrode des Transistors Q2 liegt eine Diode D20 (1b), welche durch die positive Impulsspannung V₃₀ in Sperrichtung vorgespannt wird.
Während des Intervalls t₂ bis t₄ (2h) ist der Transistor Q40 (1a) gesperrt und läßt zusammen mit der Diode D20 aus einer Spannung V_6a, die über einen Widerstand R30 zur Gateelektrode des Transistors Q2 gelangt, eine positive Spannung V₇ werden. Diese wiederum schaltet den Transistor Q2 während des Intervalls t₂ bis t₄ in den Leitungszustand. Dadurch fließen rampenförmig ansteigende Schaltströme i₁ und i₂ (2d und 2j) in den Wicklungen W1 bzw. W5 (1b) und speichern induktive Energie in den Transformatoren T1 und T2.
Gemäß einem Gesichtspunkt der Erfindung ist ein Schalttransistor Q4 über eine Diode D400 und einen niederohmigen Strombegrenzungswiderstand R400 über eine Sekundärwicklung W3 des Transformators T1 geschaltet. Wenn die Transistoren Q1 und Q2 leiten, ist der Transistor Q4 in den Leitungszustand geschaltet. Er wird eingeschaltet durch einen Rücklaufimpuls V_H mit einer Horizontalfrequenz f_H, die von der Horizontalablenkschaltung abgeleitet wird. Der Impuls V_H wird der Basis des Transistors Q4 zugeführt. Demzufolge legt der Transistor Q4 (1) zum Zeitpunkt t₃ (2d), der während des Horizontal-Rücklaufintervalls des Signals V_H (2a) auftritt, eine niedrige Impedanz über die Wicklung W3, welche den Transformator T1 belastet und infolge der Transformatorwirkung den Kollektorstrom i₁ des Transistors Q1 wegen der transformatorisch gekoppelten niedrigen Impedanz stufenförmig ansteigen läßt.
Der Kollektorstrom i₁ des Transistors Q1 erzeugt eine Fühlspannung V₅ (2d) über dem Fühlwiderstand R10 (1b), welche über einen Kondensator C11 gekoppelt wird und am Anschluß 11 als Spannung V₁₁ erscheint. Der stufenförmige Anstieg des Stroms i₁ (2d) zum Zeitpunkt t₃ läßt die Spannung V₁₁ (2e) am Anschluß 11 (1a) stufenförmig ansteigen, und nach diesem stufenförmigen Anstieg zum Zeitpunkt t₃ wachsen sowohl der Strom i₁ (2d) als auch die Spannung V₁₁ (2e) kontinuierlich rampenförmig mit einer durch die Induktivität der Wicklung W1 bestimmten Anstiegsgeschwindigkeit an. Die Spannung V₁₁ liegt am invertierenden Eingang einer Vergleichsschaltung bzw. eines Verstärkers U3, dessen Ausgangsanschluß mit der Basis des Transistors Q30 gekoppelt ist und dort das Schaltsignal oder die Spannung V₁₀ erzeugt.
Der Verstärker U3, der Transistor Q30 und der Transistor Q1 bilden infolge eines positiven Rückkopplungszweiges über den Kondensator C11, der zwischen dem Emitterstrom-Fühlwiderstand R10 des Transistors Q1 und dem Anschluß 11 liegt, einen Oszillator. Der Anschluß 11 ist mit dem invertierenden Eingang des Vergleichs-Verstärkers U3 und auch mit dem invertierenden Eingang eines Vergleichs-Verstärkers U2 verbunden.
Gemäß einem Merkmal der Erfindung synchronisiert ein Signal V_H, welches diesem Oszillator über die durch den Transistor Q4 gebildete niedrige Impedanz zugeführt wird, die Schaltzeiten des Stromversorgungsteils 300 mit der Horizontalablenkfrequenz. Eine solche Synchronisation ist zweckmäßig zur Verhinderung unerwünschter Störungen im Wiedergabebild.
Aus der Spannung V_6a wird mit Hilfe eines durch Widerstände R200 und R201 gebildeten Spannungsteilers eine Spannung V₁₁₁ abgeleitet. Eine Diode D202 ist in Durchlaßrichtung vom nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers U2, wo die Spannung V₁₁₁ entsteht, an einen Ausgang des Verstärkers U2 gekoppelt. Dieser Ausgang liegt über einen relativ kleinen Widerstand R112 am Anschluß 11 und über eine Diode D12 an einem Belag eines Kondensators C12, dessen anderer Belag mit der heißen Masse gekoppelt ist.
Der Zeitpunkt t₄ (2d) folgt dem allmählichen rampenförmigen Anstieg des Stromes i₁ zwischen t₃ und t₄, der sich wiederum an das erwähnte stufenförmige Ansteigen zum Zeitpunkt t₃ anschließt. Zum Zeitpunkt t₄ wird die Spannung V₁₁ (2e) größer als die Spannung V₁₁₁, und als Ergebnis davon wird die Spannung am Ausgang des Verstärkers U2 Null gegenüber der heißen Masse. Daher wird die Spannung V₁₁ durch den Ausgang des Verstärkers U2 über den Widerstand R₁₁₂ auf 0 Volt geklemmt und entlädt den Kondensator C11 schnell. Gleichzeitig wird eine Sägezahnspannung V₁₂ über dem Kondensator C12, der zuvor durch die Spannung V_6a über die Widerstände R120 und R121 aufgeladen worden war, über die Diode D12 auf 0 Volt geklemmt. Die leitendwerdende Diode D202 bewirkt, daß die Spannung V₁₁₁ auf einen wesentlich kleineren Wert geklemmt wird, der für einen Schmitt-Triggerbetrieb im Verstärker U2 sorgt.
Am nichtinvertierenden Eingang des Vergleichs-Verstärkers U3 entsteht eine Gleichspannung V₁₁₀ aus der Spannung V_6a mittels eines Widerstandsspannungsteilers. Zum Zeitpunkt t₀ oder t₄ (2e) wird die Spannung V₁₁ wegen der Klemmwirkung über den Widerstand 220 (1) kleiner als die Spannung V₁₁₀. Daher wächst das Ausgangssignal V₁₀ (2f) am Ausgang des Vergleichs-Verstärkers U3 (1) als Ergebnis der Kopplung der Spannung V_6a über einen Pull-up-Widerstand R_PU. Zum Zeitpunkt t₄ (2f) schaltet das der Basis eines Treiberschalttransistors Q3 (1) zugeführte Signal V₁₀ diesen Transistor Q30 in den Leitungszustand.
Wird der Transistor Q30 eingeschaltet, dann werden dadurch die Transistoren Q1 und Q2 gesperrt. Dadurch wird die im Transformator T2 gespeicherte induktive Energie über eine Sekundärwicklung W6 und über eine Diode D6 in einem Rücklaufbetrieb auf einen Filterkondensator C66 übertragen, um die Ausgangsversorgungsspannung B+ zu erzeugen. Gleichermaßen wird die Spannung V+ mit Hilfe einer Wicklung W7 erzeugt.
In der gleichen Weise erzeugt die im Transformator T1 gespeicherte Energie in einer Sekundärwicklung W4 des Transformators T1 einen Rücklaufschaltstrom, welcher die Diode D3 einschaltet und weiterhin in einen Kondensator C3 fließt, der zum Zeitpunkt t₀ (2b) über eine Schaltdiode D3 über die Wicklung W4 geschaltet ist. Als Ergebnis entsteht im Kondensator C3 eine Steuergleichspannung V₃ (1), deren Größe steuerbar ist, wie später noch erläutert wird. Die Steuerspannung V₃ im Kondensator C3 wird durch Transformatorwirkung zu einer Sekundärwicklung W2 des Transformators T1 gekoppelt und durch eine Diode D_W2 gleichgerichtet, so daß eine Steuerspannung V₆ an einem Filterkondensator C6 entsteht.
Während des normalen Betriebs arbeitet ein Transistor Q8 (1a) als leitender Schalter und koppelt die Spannung V₆ zu einem Filterkondensator C6a zur Bildung einer Steuerspannung V_6a, die im wesentlichen gleich der Spannung V₆ ist. Das Verhältnis der Spannungen V_6a und V₃ wird durch das Windungszahlverhältnis der Wicklungen W4 und W2 bestimmt.
Nach dem Zeitpunkt t₀ oder t₄ (2e), wenn der Kondensator C11 (1a) entladen ist, entsteht am Ausgangsanschluß des Vergleichs-Verstärkers U2 (1) eine hohe Impedanz. Daher lädt ein während beispielsweise des Intervalls t₀ bis t₄ der 2e in den Widerständen R111 und R112 (1a) fließender Strom den Kondensator C11, und ein in den Widerständen 120 und 121 fließender Strom lädt den Kondensator C12.
Zum Zeitpunkt t₀ liegt eine Spannung V₁₂₀ am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R120 und R121 auf einem Pegel V_DC (2g), der durch die Spannung V_6a (1a) bestimmt wird. Nach dem Zeitpunkt t₀ steigt sowohl die Spannung V₁₁ als auch die Spannung V₁₂₀ (2e bzw. 2g) rampenförmig mit einer Änderungsgeschwindigkeit an, welche durch die Spannung V₃ am Kondensator C3 bestimmt wird.
Zum Zeitpunkt t₁ (2e) wird die Spannung V₁₁ größer als die Spannung V₁₁₀, die am nichtinvertierenden Eingang des Vergleichs-Verstärkers U3 (1) entsteht. Daher wird zum Zeitpunkt t₁ (2e) der Transistor Q30 (1) gesperrt, wodurch der Transistor Q1 in den Leitungszustand geschaltet wird, wie bereits gesagt wurde.
Zu einem späteren Zeitpunkt im Zyklus, nämlich dem Zeitpunkt t₂ (2g), wird die rampenförmig ansteigende Spannung V₁₂₀ am invertierenden Eingang des Verstärkers U4 größer als eine Bezugsspannung REF an seinem nichtinvertierenden Eingang. Dadurch wird ein Transistor Q40 gesperrt, so daß an der Basis des Transistors Q2 eine positive Spannung V₇ entstehen kann. Daher beginnt der Transistor Q2 wie gesagt zu leiten, wie die 2h bis 2j zeigen. Wie noch erklärt wird, wächst mit abnehmender Spannung V₃ die Länge des Intervalls t₀ bis t₂ (2j), wenn der Transistor Q2 sperrt, und umgekehrt.
Die Diode D20 verhindert, daß das Tastverhältnis des Transistors Q2 größer als dasjenige des Transistors Q1 wird, was den Vorteil hat, daß der Transistor Q2 geschützt wird. Falls ohne einen solchen Schutz beispielsweise der Pegel V_DC der Spannung V₁₂₀ (2g) höher als die Spannung REF wird, dann könnte der Transistor Q2 zerstört werden.
Der Widerstand R301 der Schaltung 81 erlaubt, daß die Gate- Spannung V₇ größer als die Gate-Schwellenspannung wird. Wird der Transistor Q30 leitend, dann überbrückt die Diode D10 den Widerstand R301 und bewirkt eine schnellere Sperrzeit des Transistors Q1.
Zum Zeitpunkt t₃ (2c) wenn der Horizontalrücklaufimpuls V_H auftritt, gerät der Transistor Q4 in die Sättigung und schließt, wie bereits erwähnt, die Wicklung W3 des Transformators T1 kurz. Dadurch steigt zum Zeitpunkt t₃ (2d) der Strom i₁ des Transformators T1 schnell an. Die Art, wie der Anstieg eines Stromes wie des Stromes i₁ auftritt, ist in der am 13. September 1989 veröffentlichten EP 0 332 095 A1 der RCA Licensing Corporation beschrieben.
Zum Zeitpunkt t₄ (2e) wird die Spannung V₁₁ größer als die Spannung V₁₁₁ und triggert den durch die Verstärker U2 und U3 gebildeten Oszillator in der bereits erläuterten Weise. Daher werden beide Transistoren Q1 und Q2 gesperrt und es beginnt ein neuer Zyklus.
Die Steuerschaltung 120 gemäß 1b, die auf den kalten Masseleiter bezogen ist, steuert das Tastverhältnis der Spannung V₇ an der Basis des Transistors Q2 durch Veränderung der Steuerspannung V₃ am Kondensator C3. Ein in Basisgrundschaltung betriebener Transistor Q5 der Schaltung 120 erhält eine Basisspannung, die aus einer temperaturkompensierten Spannung +12V abgeleitet werden kann. Der Emitter des Transistors Q5 liegt über einen Widerstand R3 an der Spannung B+. Infolge der Basisgrundschaltung ist der Strom i₈ im Widerstand R3 proportional zur Spannung B+. Zwischen dem kalten Masseleiter und dem Emitter des Transistors Q5 liegt ein einstellbarer Widerstand R4 zur Einstellung der Emitterspannung des Transistors Q5 und damit des in diesem fließenden Stromes. Somit fließt ein einstellbarer vorgewählter Teil des Stromes i₈ vom kalten Masseleiter über den Widerstand R4, und eine Fehlerkomponente des Stromes i₈ fließt durch den Emitter des Transistors Q5.
Der Kollektorstrom des Transistors Q5 fließt zur Basis des Transistors Q3 zur Steuerung von dessen Kollektorstrom. Der Kollektor des Transistors Q3, der eine hohe Ausgangsimpedanz aufweist, ist an die Verbindung des Kondensators C3 mit der Diode D3 angeschlossen.
Wenn der Transistor Q1 sperrt, bewirkt die im Transformator T1 gespeicherte Energie das Fließen eines Schaltstromes durch die Diode D3, welcher den Kondensator C3 auflädt, wie bereits gesagt wurde. Die Regelung der Versorgungsspannung erfolgt durch Steuerung der Steuerspannung V₃ am Kondensator C3 durch Steuerung der Belastung über der Wicklung W4 des Transformators T1 mit Hilfe des Transistors Q3. Wenn beispielsweise die Versorgungsstrombelastung über dem Kondensator C66 abnimmt, dann neigt die Spannung B+ zum Anwachsen.
Die 3a bis 3f zeigen Signalformen zur Erläuterung der Betriebsweise der Schaltung nach 1 bei einem Ansteigen der Spannung B+ (1) wie nach dem Zeitpunkt t₄₀ der 3a bis 3f. Gleiche Symbole und Bezeichnungen in den 1, 2a bis 2j und 3a bis 3f bedeuten gleiche Teile oder Funktionen.
Als Ergebnis eines solchen vorübergehenden übermäßigen Pegels der Spannung B+ (1) fließt ein größerer Basisstrom im Transistor Q3 über den Widerstand R3 und den Transistor Q5, so daß die Spannung V₃ am Kondensator C3 kleiner wird. Daher werden auch die Spannungen V₆ und V_6a kleiner, die als Ergebnis der Spannungsgleichrichtung während des Rücklaufbetriebs in der Wicklung W2 des Transformators T1 entstehen. Als Folge davon wird der Pegel V_DC der Spannung 120 (3c) zu einer Anfangszeit eines gegebenen rampenförmigen Abschnittes der Spannung V₁₂₀ kleiner. Ein solches Abnehmen des Pegels V_DC der Spannung V₁₂₀ ist durch die Veränderung vom Pegel V_DC1 auf den Pegel V_DC2 in 3c veranschaulicht. Daher wächst die Spannung 120 (1a) zu einem späteren Augenblick in einem gegebenen Zyklus über die Spannung REF, wodurch das Tastverhältnis des Transistors Q2 (1) kleiner wird wie die 3d bis 3f zeigen. Die Verkleinerung des Tastverhältnisses bewirkt, daß weniger Energie im Transformator T2 gespeichert und durch ihn zur Last an einem Anschluß übertragen wird, wo die Spannung B+ entsteht. Auf diese Weise wird die Regelung der Spannung B+ erreicht.
Im Dauerbetrieb ist die Spannung V₃ auf einem Pegel stabilisiert, bei dem ein Gleichgewicht zwischen den Lade- und Entladeströmen des Kondensators C3 herrscht. Ein Anwachsen der Spannung B+ von einem Nominalwert kann vorteilhafterweise eine proportional größere oder verstärkte Änderung der Spannung V₃ zur Folge haben als Ergebnis der Verstärkung und Stromintegration des Kollektorstroms des Transistors Q3.
Die Verarbeitung der Spannung B+ zur Erzeugung der Steuerspannung V₃ erfolgt vorteilhafterweise in einem gleichspannungsgekoppelten Signalweg zur Verbesserung des Fehlerabfühlens. Eine gegebene proportionale Änderung der Spannung B+ ist in der Lage, eine größere proportionale Änderung der Spannung V₃ zu bewirken. Dadurch wird die Fehlerempfindlichkeit verbessert. Erst nach einer Verstärkung der Abweichung der Spannung B+ wird die in der gleichspannungsgekoppelten Spannung V₃ enthaltene verstärkte Abweichung transformatorisch oder wechselspannungsmäßig zur Wicklung W2 gekoppelt. Durch die Kombination dieser Merkmale verbessert sich die Regelung der Spannung B+.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung koppelt der Transformator T1 sowohl das Synchronsignal V_H als auch die aus der Spannung B+ abgeleitete Steuerspannung V₃ über eine Isolationsbarriere. Die Kopplung erfolgt so, daß sowohl das Signal V_H als auch die Spannung B+ gegen elektrische Schläge aus der Netzspannung V_AC isoliert sind.
Durch Sperren eines Transistorschalters Q6 wird der Fernsehempfänger in den Bereitschaftsbetrieb geschaltet. Der Kollektor des Transistors Q6 liegt in einem Stromweg, der durch die Reihenschaltung einer Zenerdiode Z9.1, eines Widerstandes R60 und einer Diode D60 gebildet wird. Diese Reihenschaltung liegt zwischen Kollektor und Basis des Transistors Q3.
Sperrt der Transistor Q6, dann läßt der in der Zenerdiode Z9.1, dem Widerstand R60 und der Diode 60 zur Basis des Transistors Q3 fließende Gegenkopplungsstrom die Spannung V₃ mit etwa +12 Volt entstehen, die niedriger als im normalen Betrieb ist. Dadurch wird die Spannung V₆ auf +15 Volt gehalten, und der Pegel V_DC der Spannung V₁₂₀ am invertierenden Eingang des Verstärkers U4 wird bei etwa +7 Volt gehalten. Demzufolge kann der Spitzenwert der Sägezahnspannung V₁₂₀ nicht die Spannung V_REF übersteigen. Daher bleibt der Transistor Q2 im Bereitschaftsbetrieb vorteilhafterweise gesperrt.
Während des Normalbetriebes läßt die Spannung V_6a über eine Zenerdiode Z18B einen Basisstrom im Transistor Q7 fließen. Wenn dieser leitet, dann koppelt er die Anode einer Diode D110 an das heiße Massepotential. Daher hält die Spannung V₁₁ an der Kathode der Diode D110 diese Diode gesperrt.
Die Freilauf-Frequenz des durch die Verstärker U2 und U3 gebildeten Oszillators ist niedriger als die Horizontalfre quenz bemessen, damit eine Synchronisation möglich ist. Weil die Spannung V₆ im Bereitschaftsbetrieb kleiner wird, wird der Transistor Q7 gesperrt. Daher wird der Kondensator C11 durch einen zusätzlichen Strom aufgeladen, der durch einen Kollektorwiderstand R110 und eine Diode D110 fließt. Aus diesem Grunde steigt die Freilauf-Frequenz des Oszillators vorteilhafterweise über den Hörbereich an, so daß keine hörbaren Störungen auftreten.
Während des Freilaufbetriebs wird die zur Speisung eines nicht dargestellten Infrarot-Fernsteuerempfängers benutzte Spannung V+ von der Spannung V₃ über eine Schaltdiode D200 geliefert. Andererseits ist die Diode D200 im Normalbetrieb gesperrt, und die Spannung V+ wird stattdessen aus einer gleichgerichteten Spannung erzeugt, die der Transformator T2 liefert und die über eine Schaltdiode D201 gekoppelt wird. Wegen des Schalterbetriebs des Transistors Q1 treten im Bereitschaftszustand vorteilhafterweise nur niedrige Leistungsverluste auf.
Das Umschalten des Empfängers in den normalen Betrieb erfolgt durch Einschalten des Transistors Q6. Dadurch steigen die Spannungen V₃, V₆ und der Gleichspannungspegel V_DC der Spannung V₁₂₀ an, so daß der Transistor Q2 leitend wird.
Tritt ein Fehlerzustand auf, beispielsweise weil der Kondensator C66 kurzgeschlossen wird, dann beginnt die Stromversorgungsschaltung 300 einen intermittierenden Betrieb, beispielsweise zwischen den Zeitpunkten t₅₀ und t₅₁ gemäß den 4a bis 4c, worauf ein relativ langes Totzeitintervall t₅₁ bis t₅₂ folgt. Gleiche Symbole und Nummern in 1 und in den einen solchen Fehlerzustand veranschaulichenden 4a bis 4c bedeuten gleiche Teile oder Funktionen.
Im Fall eines solchen Kurzschlusses fließt ein höherer Strom i₆ durch die Wicklung W6 des Transformators T2 (1), der zur Folge hat, daß eine höhere negative Spannung V₆₆ über einen Widerstand R66 entsteht, der zwischen das untere Ende der Wicklung W6 und die kalte Masse geschaltet ist. Dadurch werden beispielsweise zum Zeitpunkt t₅₁ (4a bis 4c) die zwischen die Basis des Transistors Q6 und den Widerstand R66 geschalteten Dioden D62 und D63 (1) leitend, der Transistor Q6 wird gesperrt und der Transistor Q3 klemmt die Spannung V₃ auf etwa +12 V. Dadurch wird der Transistor Q2 gesperrt, wie vorstehend bereits für den Bereitschaftsbetrieb erläutert wurde.
Nach dem Zeitpunkt t₅₁ (4a bis 4c) wird der Transistor Q6 wieder leitend und koppelt die Zenerdiode Z9.1 und den Widerstand R60 von der Basis des Transistors Q3 ab. Dadurch wächst die Spannung V₃ langsam an, wie 4a zeigt. Demzufolge leitet der Transistor Q2 (1) zum Zeitpunkt t₅₂ Wegen des Kurzschlusses auf der Sekundärseite des Transformators T2 zum Zeitpunkt t₅₃ (4c) wird der Transistor Q2 (1) jedoch wieder gesperrt, wie schon gesagt wurde.
Unmittelbar nach Einschalten der Stromzufuhr oder Spannung V_AC wird ein Kondensator C300 während eines Teils der Periode der Spannung V_AC aufgeladen. Dadurch entsteht am Kondensator C300 die Spannung V_UR, die über einen Widerstand R300 dem Kondensator C6 zugeführt wird und diesen vor dem normalen Betrieb auflädt.
An einen invertierenden Eingang eines Verstärkers U1 wird die Spannung V₆, an seinem nichtinvertierenden Eingang die Spannung REF angelegt. Nachdem die Spannung V_AC anfänglich zugeführt ist und die Spannung V₆ am Kondensator C6 genügend groß geworden ist, um einen durch die Spannung REF bestimmten vorgegebenen Minimalpegel zu überschreiten, wird die Ausgangsspannung des Verstärkers U1 auf das heiße Massepotential herabgezogen. Als Ergebnis wird ein Transistor schalter Q8 in die Sättigung gebracht und koppelt die Spannung V₆ zum Kondensator C6a. Auf diese Weise beginnt der Betrieb der Versorgungsschaltung 300 mit einem richtigen Pegel der Spannung V₆ in der richtigen Weise.
Die 5a bis 5c zeigen Signalformen zur Erläuterung des Anlaufbetriebs der Schaltung gemäß 1 nach dem anfänglichen Anlegen der Spannung V_AC. Gleiche Zeichen und Nummern in den 1 und 5 bedeuten. gleiche Teile oder Funktionen.
Zum Zeitpunkt t₆₀ (5c), wenn die Spannung V₆ (1) genügend groß wird, beginnt der Transistor Q2 zu leiten. Der Kondensator C66 ist während des ersten Intervalls t₆₀ bis t₆₁ (5a bis 5c) in entladenem Zustand. Daher arbeitet die Schaltung 300 gemäß 1 in einem intermittierenden Betrieb wie im Fall eines bereits erläuterten sekundärseitigen Kurzschlusses. Jedoch lädt die zugeführte Energie den Kondensator C66 (1) auf der Sekundärseite des Transformators T2 langsam auf, wobei die Spannung B+ anwächst.
Zum Zeitpunkt t₆₁ (5a) ist die Spannung B+ genügend groß, so daß der Transistor Q2 (1b) einen geeigneten Basistreiberstrom erhält. Der Anlaufprozeß hört auf, wenn die Spannung B+ ihren Normalwert erreicht hat, was in 5a zum Zeitpunkt t₆₂ der Fall ist.

Claims

Synchronisierte Schalt-Stromversorgungsschaltung – mit einem Transformator (T1) mit einer ersten (W1) und einer zweiten Wicklung (W3), – einem an die erste Wicklung (W1) gekoppelten ersten steuerbaren Schalter (Q1) zur Erzeugung eines ersten Schaltstroms (i₁) in der ersten Wicklung (W1) zur periodischen Erregung der zweiten Wicklung (W3), – einer Quelle eines Synchronisiereingangssignals (V_H) mit einer von einer Ablenkfrequenz abhängigen Frequenz, – einem an die zweite Wicklung (W3) angeschlossenen, durch das Synchronisiereingangssignal (V_H) steuerbaren zweiten Schalter (Q4), der die erregte zweite Wicklung (W3) periodisch im Takt des Synchronisiereingangssignals (V_H) belastet um durch transformatorische Wirkung im ersten Schaltstrom (i₁) einen erheblichen Anstieg hervorzurufen, – einer Schaltung (U2, U3) zur Erzeugung eines periodischen ersten Steuersignals (V₁₀) – einer den ersten Schaltstrom (i₁) erfassende Vorrichtung (R10), die mit der das erste Steuersignal (V₁₀) erzeugenden Schaltung (U2, U3) verbunden ist zum Abfühlen des Anstiegs im ersten Schaltstrom (i₁) zur Synchronisierung des ersten Steuersignals (V₁₀) mit dem Synchronisiereingangssignal (V_H), – einer Quelle (100) einer Eingangs-Versorgungsspannung (V_UR) – und einer Schalt-Spannungswandlerschaltung (Q2, T2), die mittels des ersten Steuersignals (V₁₀) angesteuert wird, zur Umformung der Eingangs-Versorgungsspannung (V_UR) in eine Ausgangs-Versorgungsspannung (B+).
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine in Abhängigkeit von der Ausgangs-Versorgungsspannung (B+) ein zweites Steuersignal (V₃) erzeugende Vorrichtung (Q3, C3, D3) vorgesehen ist und dass das zweite Steuersignal über einen Transformator (T1) mit der das erste Steuersignal (V₁₀) erzeugenden Schaltung (U1, U2) gekoppelt ist zur Modulierung des ersten Steuersignals (V₁₀) im Sinne einer Regelung der Ausgangs-Versorgungsspannung (B+).
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die das zweite Steuersignal erzeugende Vorrichtung einen Kondensator (C3) und einen mit der dritten Wicklung (W4) des Transformators (T1) gekoppelten Gleichrichter (D3) aufweist, welcher den tranformatorisch in die dritte Wicklung (W4) gekoppelten Strom gleichrichtet und dem Kondensator (C3) zuführt, dessen Ladespannung das zweite Steuersignal (V₃) bildet.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die das zweite Steuersignal (V₃) erzeugende Vorrichtung (Q3, C3, D3) während eines Bereitschaftsbetriebs, in dem die Ausgangs-Versorgungsspannung (B+) nicht erzeugt wird, durch ein EIN/AUS-Steuersignal derart gesteuert wird, dass das zweite Steuersignal (V₃) an dem Kondensator (C3) einen vorbestimmten Wert zur Bildung einer Bereitschaftsbetriebsspannung annimmt.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator eine Isolationsbarriere gegen elektrische Schläge zwischen der Eingangs-Versorgungsspannung (V_UR) und dem Eingangssignal (V_H), dem zweiten Steuersignal (V₃) und der Ausgangs-Versorgungsspannung (B+) bildet.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die den ersten Schaltstrom (i₁) erfassende Vorrichtung eine Impedanz (R10) aufweist, die in einem die erste Wicklung (W1) des Transformators (T1) enthaltenden Strompfad liegt und mindestens einen Teil des ersten Schaltstroms (i₁) führt, der an ihr ein Stromabfühlsignal (V₅) erzeugt, welches bei Kurzschluss des zweiten Schalters (Q4) seinen Wert wesentlich vergrößert und welches der das erste Steuersignal (V₁₀) erzeugenden Schaltung (U2, U3) zur Synchronisierung des ersten Steuersignals mit dem Synchronisiereingangssignal (V_H) zugeführt wird.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, das zwischen der ersten Wicklung (W1) des Transformators (T1) und dem ersten Schalter (Q1) keine Isolierung gegen elektrische Schläge besteht, die zweite Wicklung (W3) jedoch durch den Transformator (T1) gegen den ersten Schalter elektrisch isoliert ist.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die die Ausgangs-Versorgungsspannung (B+) erzeugende Schalt-Spannungswandler-Schaltung (Q2, T2) einen Leistungs-Zerhacker-Schalttransistor (Q2) aufweist, dessen Steueranschluss (Gate) das erste Steuersignal (V₁₀) zuführbar ist und der in den Sperrzustand geschaltet wird, wenn der zweite Schalter (Q4) den ersten Schaltstrom (i₁) einen vorbestimmten Wert übersteigen lässt.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die das erste Steuersignal (V₁₀) erzeugende Schaltung einen Oszillator (U2, U3) aufweist, der mit dem Synchronisier-Eingangssignal (V_H) synchronisiert ist.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (U2, U3) während eines Bereitschaftsbetriebes freilaufend ist.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Wicklung (W1) des Transformators (T1) zur Synchronisierung des Oszillators mit einem Mitkopplungszweig des Oszillators (U2, U3) gekoppelt ist.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Wicklung (W1) und das erste Steuersignal (V₁₀) von der Eingangs-Versorgungsspannung (V_UR) nicht gegen elektrische Schläge isoliert sind und dass der Transformator (T1) die zweite Wicklung (W3), die Ausgangs-Versorgungsspannung (B+) und das Eingangssignal (V_H) von der Eingangs-Versorgungsspannung (V_UR) gegen elektrische Schläge isoliert.
Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal (V_H) die Horizontalfrequenz hat.