JPH01283060A - スイッチング型電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明はスイッチ型電源に関する。

共通導体に対して生成されるＲ、Ｇ、Ｂ入力信号のよう
な外部ビデオ入力信号を受信するための信号端子を有す
る。そして、その信号端子及び受像機共通導体は、例え
ばｖＣＲあるいはテレテキスト・デコーダのような外部
装置の対応する信号端子と共通導体に結合される。

外部装置とテレビジョン受像機との間の信号結合を簡単
にするため、受像機及び外部装置の共通導体は全てが同
電位になる様に互いに接続される。また、各外部装置の
信号線は受像機の対応する信号端子に結合される。その
様な構成では、テレビジョン受像機の様な各装置の共通
導体はその装置を付勢する対応交流主電源に対して浮動
状態、あるいは導電的に絶縁状態を維持される。その共
通導体が浮動状態を維持されている時に、その共通導体
の電位にある端子に使用者が接触してもその使用者は電
気的な衝撃を受けない。

それ故、例えばテレビジョン受像機の共通導体あるいは
アースをその受像機に電力を供給する交流主電源の端子
の電位から絶縁することが望ましい、その様な絶縁は、
一般には変圧器によって行なわれ、絶縁された共通導体
は、′コールド（ｃｏｌｄ）　”　ｔａ地導体と呼ばれ
ることがある。

テレビジョン受像機の代表的なスイッチ型電源（ＳＭＰ
Ｓ）では１例えば、交流主供給電圧がブリッジ整流器に
直接結合され、例えば、゛°ホット（ｈｏｔ）”接地導
体と呼ばれる。コールド接地導体から導電的に絶縁され
た共通導体を基準とする未調整直流入力供給電圧が生成
される。パルス幅変調器は絶縁の働きをしているフライ
バック変圧器の１次巻線間に未調整供給電圧を供給する
チョッパートランジスタ・スイッチのデユーティサイク
ルを制御する。変調器によって決定される周波数を持つ
フライバック電圧が変圧器の２次巻線で生成され、且つ
整流されて、テレビジョン受像機の水平偏向回路を付勢
する電圧Ｂ＋のような直流出力供給電圧が生成される。

フライバック変圧器の１次巻線は、例えばホット接地導
体に導電的に結合される。フライバック変圧器の２次巻
線と電圧Ｂ＋は変圧器によって形成されたホット−コー
ルド障壁によってホット接地導体から導電的に絶縁され
る。

成る従来回路では、電圧Ｂ＋はフライバック変圧器の別
の巻線に生成された電圧を感知することによって検知さ
れる。しかし、その様に検知された電圧は電圧Ｂ＋の変
化に十分に追随することができないので不都合である。

電圧Ｂ＋の調整を都合良く行なうためには、電圧Ｂ＋が
生成される端子においてその電圧を直接検知することが
望ましい。

［発明の要約］ この発明を実施したスイッチ型電源では、フライバック
・タイミング制御信号は電圧Ｂ＋のレベルに従って生成
され、それらは共にコールド接地導体を基準にしている
。そのタイミング制御信号はホット接地導体に導電的に
結合されているチョッパートランジスタ・スイッチに供
給されて、そのチョッパートランジスタ・スイッチの導
通デユーティサイクルのパルス幅変調を行なう。

その場合、余分な絶縁用変圧器を使用することなく上述
のようなタイミング制御信号を用いることが望ましい。

この発明の他の実施例のスイッチ型電源は入力供給電圧
源と第１及び第２の巻線を有する変圧器とを含む、制御
可能なスイッチは第１巻線及び入て、変圧器中で磁気的
エネルギーを蓄積する第１巻線に第１のスイッチング電
流を生成する。その第１のスイッチング電流は負荷に結
合される出力供給電圧を生成するために使用される。電
流サンプリング用の第１のインピーダンスが第１巻線を
含む電流路中に結合されていて、第１のスイッチング電
流の少なくとも１部を導通する。電流サンプリング信号
は、スイッチング・トランジスタの導通時に第１のスイ
ッチング電流のレベルを示す第１のインピーダンス中に
生成される。第１の制御信号は、電流サンプリング信号
に従って第１のスイッチング電流が所定レベルを越える
時に制御可能なスイッチを非導通に切換える。その制御
可能なスイッチの第１の導通期間の経過後に低インピー
ダンスが第２巻線に与えられて、第１のスイッチング電
流が所定レベルを越えるようにする。

制御可能なスイッチのデユーティサイクルが負帰還態様
で変化して出力供給電圧が調整されるように、第１の導
通期間は出力供給電圧に従って変化する。

第１のスイッチング電流が変圧器の第３巻線を経て結合
されて、その第３巻線の電流から出力供給電圧が生成さ
れる。第１巻線は電気的衝撃の危険に対して入力供給電
圧から電気的に絶縁されていないが、第２及び第３の巻
線は入力供給電圧から電気的に絶縁されている。変圧器
は上述のような所要の電気的絶縁を行なって、第１のス
イッチング電流を一方向に絶縁障壁を横切って第３巻線
を介して結合し、また制御情報を反対方向に絶縁障壁を
横切って第２巻線を介して結合するので、有利である。

［実施例の説明］ 第１図はこの発明を実施したスイッチ型電源（ＳＭＰＳ
）の１例を示す、このスイッチ型電源は、例えばテレビ
ジョン受像機の偏向回路（図示せず）を付勢するために
使用される＋１４５Ｖの出力供給電圧Ｂ＋と、共に調整
される＋２４Ｖの出力供給電圧Ｖ＋とを生成する。また
、主供給電圧ＶＡＣがブリッジ整流器１００で整流され
て未調整電圧ＶＵＲが生成される。フライバック変圧器
Ｔの１次巻線Ｗｌは端子１００ａと電力スイッチング・
トランジスタＱ１のコレクタ電極との間に結合される。

なお、電圧ＶＯＲは端子１００ａにおいて生成される。

変圧器Ｔは第３ａ図と第３ｂ図に示すように構成される
。第１図、第３ａ図、第３ｂ図の同じ符号と数字は同一
物、あるいは同一機能を示す。

第１図のトランジスタＱｌのエミッタはエミッタ電流サ
ンプリング抵抗器Ｒ５を経てホット接地と称する共通導
体に結合されていて、抵抗器Ｒｓの両端間にはトランジ
スタＱｌのコレクタ電流ｉｃに比例する電圧ｖｓｅｎｓ
ｅが生成される。トランジスタＱｌのベースは結合キャ
パシタ１０２を介して端子１０４に結合され、端子１０
４にはスイッチング信号Ｖｃ２が生成される。信号Ｖｃ
２はトランジスタＱｌにスイッチング動作を行なわせる
。端子１０４は抵抗器１０３を介して変圧器Ｔの２次巻
線ｗ２の端子Ｗ２ａに結合される。

第２図（ａ）乃至（ｍ）は第１図のスイッチ型電源の正
規の安定状態動作を説明するための波形を示す、第１ａ
図、第１ｂ図、第２図（ａ）乃至（ｓ）における同じ符
号と数字は同一物、あるいは同一機能を示す。

例えば、対応する周期の第２図（ａ）の期間ｔｏ−ｔ２
に、第１図の巻線Ｗ２に生成される第２図（ｄ）の電圧
ＶＷ２はホット接地に対して正となり、トランジスタＱ
ｌのベースに矢印方向に流れる電流１Ｂを生成する。こ
の電流ｉＢは、図示された極性の電圧Ｖｃ３ｏｚをキャ
パシタ１０２中に生成される。第２図（Ｃ）の電流１Ｂ
は、第２図（ａ）の期間ｔｏ−ｔ２に第１図のトランジ
スタＱ１を導通状態に維持するベース電流を与える。そ
の結果、第１図のコレクタ電流ｉｃは第２図（ｂ）に示
すように期間ｔｏ−ｔｚにアップランピング（ｕｐｒａ
ｍｐｉｎｇ）　Ｌ／、第１図の変圧器Ｔに誘導性エネル
ギーが蓄積される。後述のように、第２図（ａ）の時間
ｔ２で第１図のトランジスタＱｌは非導通になる。

トランジスタＱ１が非導通になった後、巻線旧に蓄積さ
れた誘導性エネルギーは変圧器、つまりフライバック作
用によって、変圧器Ｔの２次巻線Ｗ４へ伝送される０巻
線Ｗ４の対応する端子１０８と１０９に生成された対応
するフライバック・パルスはそれぞれダイオード１０６
　、１０７によって整流され、更にキャパシタ１２１　
、１２２で謎波されて、コールド接地と称する第２の共
通導体を基準とした直流電圧Ｂ＋、■十を生成する。コ
ールド接地はホット接地から導電的に絶縁されている。

端子１０９は抵抗器１１０と１１１によって形成された
分圧器を介して比較器Ｕ２ｂの反転入力端子１１３に結
合される。第１ａ図のトランジスタＱｌの導通時に、変
圧器作用によって生成された端子１０９の電圧は負であ
って、端子１１３に結合されている保護ダイオード１１
２は導通し、第２図（ｍ）の期間ｔｏ−ｔ２に、端子１
１３に生成される信号Ｖ１１をダイオード１１２の順方
向電圧（負の値である）にクランプする。

第１ｂ図の３個の抵抗器ＲＩＯ、Ｒ１１、Ｒ１２は電圧
Ｂ＋が生成される端子１５０と比較器Ｕ２ｂの出力端子
１１４との間に直列に結合されていて、端子１１４とコ
ールド接地との間に結合されたキャパシタ０１Ｇを充電
する。その結果、信号ＶＨが負の時、鋸歯状信号ＶＳの
アップランピング部分が抵抗器ＲＩＯとＲ１１の間の端
子１１５に生成され１例えば第２図（見）に示す期間ｔ
ｏ−ｔ２のような波形を有する。

期間ｔｏ−ｔ２以前は、第１ｂ図のキャパシタ０１０は
完全に放電されるので、第２図（ｉ）の信号ＶＳは＋１
２Ｖよりも小さなレベルの平坦部分となる。その平坦部
分のレベルは抵抗器Ｒ１１とＲ１２の総和値と抵抗器Ｒ
ＩＯの値との比によって決定される。

鋸歯状信号Ｖｓは比較器Ｕ２ａの非反転入力端子に結合
される。比較器Ｕ２ａの反転入力端子には＋１２Ｖのレ
ベルの電圧が結合される。第２図（Ｋ）のパルス信号Ｖ
Ｂ３が生成される比較器Ｕ２ａの出力端子１１Ｇはスイ
ッチング・トランジスタＱ３のベース電極に結合される
。そのトランジスタＱ３のコレクタは保護ダイオードＤ
３と電流制限インダクタＬ３を経て変圧器Ｔの２次巻線
Ｗ３に結合される０例えば、第２図（Ｋ）の期間ｔ、　
−ｔ２のような鋸歯状信号ＶＳが＋１２Ｖのレベルより
も大きくなった後、トランジスタＱ３はトランジスタＱ
ｌの導通期間の一部分で瞬間的に導通する。

トランジスタＱ３は導通時に、ダイオードＤ３とインダ
クタＬ３と共に、巻線Ｗ３の両端間に結合されてその巻
線の両端間で実質的に低インピーダンスとして作用する
直列構成を形成する。インダクタＬ３は第２図（Ｄの短
絡回路電流ｉｓのピーク振幅を制限する。その結果生ず
る低インピーダンスは変圧器作用によって第１図の巻線
Ｗｌの両端間に低インピーダンスをもたらす、それ故、
トランジスタＱｌのコレクタ電流ｉｃは第２図（ｂ）の
期間ｔｌ−ｔ２に期間ｔｏ−ｔｔにおけるよりも十分に
速い速度で増加する。その結果、電流ｉｃに比例する第
１ａ図の電圧Ｖｇ＠ｎｓｅは第２図（ｂ）の時間ｔｌ後
の短時間に、ツェナーダイオードＺ２．７の両端間に生
ずる第１ａ図の基準電圧ＶＲＩ　に等しくなる。

電圧ｖｓｅｎｓｅとＶＲＩ　は比較器旧ａに結合されて
そこで比較される。その比較器には出力端子１０５を介
してキャパシタＣ２の両端間に結合される出力トランジ
スタ・スイッチ（図示せず）がある、第２図（ｂ）の時
間ｔ２で電圧ＶＳｅｎＳｅが電圧ＶＲＩ　に等しくなる
と、第１ａ図のキャパシタＣ２は直ちに放電され、キャ
パシタＣ２で生成される鋸歯状信号ＶＩＮは第２図（ｆ
）に示すように零になる０期間ｔ２−　ｔ６のような各
周期の残余期間に鋸歯状信号ＶＩＮは第１ａ図の抵抗器
Ｒ２とキャパシタＣ２とによって決定された速さでアッ
プランピングする。信号ＶＩＮは比較器旧すの反転入力
端子に結合される。ツェナーダイオード２５．１の両端
間に生成された基準レベルＶＲ２は比較器旧すの非反転
入力端子に結合される。

第２図（ｆ）の時間ｔ２に信号ＶＩＮが零になると、比
較器旧すの出力端子で生成されてスイッチング拳トラン
ジスタＱ２のベースに結合される第２図（ｇ）の出力信
号ｖｏｕｔはトランジスタＱ２を導通させる。第２図（
ｅ）の時間ｔ２に第１ａ図のトランジスタＱ２が導通す
ると、そのトランジスタＱ２はキャパシタ１０２の端子
１０４をホット接地へ結合する。トランジスタＱｌのベ
ースに結合されているキャパシタ１０２の他方の端子は
端子１０４のレベルに対して負のレベルにある。それ故
、第２図（ａ）の時間ｔ２の前にトランジスタＱｌを導
通にしていたトランジスタＱ１のベース電荷は速やかに
除去され、第１ａ図のトランジスタＱｌは直ちに非導通
になる。

鋸歯状信号ＶＩＮによって制御される信号ＶＯＵＴは第
２図（ｇ）の期間ｔ２−ｔａにトランジスタＱ２を導通
に維持し、またトランジスタＱ１を非導通に維持する。

第２図ｍのアップランピング信号ＶＩＮがレベルＶＲ２
よりも大きくなる時間ｔ４で信号ＶＯＬＩＴは状態を変
えてＯ■のレベルに達するので、ワンショット動作が得
られる。各周期において長さが同じである例えば第２図
（ａ）の期間ｔ２−ｔ４にトランジスタＱ２は導通を維
持され、トランジスタＱｌは非導通を維持される。

例えば期間ｔ２−ｔ４の一部分で、２次巻線曽４の端子
１０８　、１０９の対応する正のフライバック・パルス
はダイオード１０６　、１０７を導通状態に維持し、且
つ、フィルタ・キャパシタ１２１　、１２２をそれぞれ
充電する０例えば、キャパシタ１２１に蓄積される電荷
は端子１５Ｇを介して流れる負荷電流ｉＬとして除去さ
れる電荷を補充し、且つ、第１ａ図のトランジスタＱｌ
の導通時の第２図（ａ）の期間ｔｏ−ｔ２の長さに比例
する。また、第２図Ｃａ）の期間ｔＯ−ｔ２の長さは信
号Ｖ８３　によって制御される。従って、例えば、電圧
Ｂ＋はトランジスタＱ１のデユーティサイクルを制御す
る信号Ｖ８３　によって調整される。

トランジスタＱｌの非導通期間に生ずる第１ｂ図の端子
１０９における正の電圧は、第２図（ｍ）の期間ｔ２−
ｔ４に示すように、比較器Ｕ２ｂの端子１１３の信号Ｖ
Ｈを正にする。その結果、第１ｂ図のキャパシタＣＩＧ
は直ちに放電され、鋸歯状信号ＶＳは例えば、第２図（
文）の期間ｔ２−　ｔ、において＋１２Ｖよりも低い一
定のレベルに維持され、第１ａ図のトランジスタＱ１が
再び導通する第２図（ａ）の次の期間ｔ４−ｔ６の準備
が行なわれる。

電圧Ｂ＋を生成するために使用される例えばダイオード
１０６は第２図（ａ）の時間ｔ２３　まで導通している
０期間ｔ２−ｔ２３にトランジスタＱ１のコレクタ電圧
ＶＣＩは、電圧ＶＯＲ、第１ｂ図の電圧Ｂ＋、及び変圧
器Ｔの巻数比によって決定される＋５ｏｏｖの一定の正
レベルにある。

第２図（ａ）の期間ｔ２３−ｔａに、巻線Ｗｌ（７）イ
ンダクタンスと共振回路を形成する第１ａ図の構成１２
０の動作に基づく共振態様で電圧Ｖｃｌは変化する。

構成１２０はダンピング抵抗器１１７とダイオード１１
８の並列配列体と直列に結合された第１ａ図のキャパシ
タ１１９を含む、構成１２０はトランジスタＱ１のコレ
クタとホット接地との間に結合される。ダイオード１１
８は第２図（ａ）の期間ｔ２−　ｔ２３　に、キャパシ
タ１１９の両端間の電圧を電圧ＶＣＩ　に等しくさせる
。

期間ｂ３−ｔａに第１ｂ図のダイオード１０６と１０７
は非導通になり１．コレクタ電圧ＶＣＩは巻線旧、キャ
パシタ１１９及び抵抗器１１７において生成される共振
リンギング（ｒｉｎｇｉｎｇ）電流として変化する。

その共振リンギング電流の働きによって、変圧器Ｔの巻
線Ｗ２の両端間に発生し、且つ、第２図（ｄ）の時間ｔ
３まで負である電圧Ｖｊ１２は共振態様で時間ｔ３経過
後正方向に増加する。

第２図（ｇ）の時間ｔ４において第１ａ図のトランジス
タＱ２のベースの信号ＶＯｕＴは、トランジスタＱ２を
非導通にする上述のワンショット動作の結果として零に
なる。非導通後、トランジスタＱ２は正の電圧Ｖｊ１２
　をトランジスタＱ１のベースに結合される。

抵抗器１０３とキャパシタ１０２を介してトランジスタ
Ｑｌのベースに結合される正の電圧ＶＷ２は第１ａ図の
トランジスタＱｌを導通させる電流ｉＢを生成する。キ
ャパシタ１１９とダンピング抵抗器１１７の各個は、第
２図（ｇ）の信号ＶＯＵＴが零になる第２図（ｄ）の時
間ｔ４において電圧ＶＷ２がトランジスタＱ１を導通さ
せるに十分に正となるように選択される。第１ａ図のト
ランジスタＱｌは、期間ｔｏ　−ｔ２について上述した
ように、第２図（Ｋ）のパルスＶ８３によって決定され
る第２図（ａ）の時間ｔ６まで導通状態を維持する。

第２図（ａ）の時間ｔ４、すなわちその直前の周期の時
間ｔｏに類似している時間の後、第１ｂ図のキャパシタ
ＣＩＧは第２図（ａ）の期間ｔｏ−ｔ＋について前述し
たように、鋸歯状に充電される。信号ＶＳの直流オフセ
ット電圧は電圧Ｂ＋に比例し、且つ、抵抗器Ｒ１１を調
整することによって調整される。従って、例えば第２図
（Ｋ）の時間ｔ５で生ずる前縁を有する第１ｂ図のトラ
ンジスタＱ３のベースのパルス信号Ｂ３は、第２図（交
）の期間ｔａ−ｔ５が経過した後に生ずる。第１ａ図の
トランジスタＱ１の導通時間を表わす期間ｔ４−ｔ５の
長さは電圧Ｂ＋に比例する。

例えば、電圧Ｂ＋の増加は信号ＶＳの直流オフセー、ト
を増加させるので、トランジスタＱ３は所定周期中の早
期に導通する。上述のように、トランジスタＱ３が信号
Ｖ８３のパルスで導通すると、トランジスタＱｌのコレ
クタ電流ｉｃは急速に増加し、トランジスタＱ２を導通
させ、次に、トランジスタＱｌを直ちに非導通にさせる
。従って、トランジスタＱ１の導通時の期間ｔｏ　＝　
ｔｚあるいはｔ４−ｔ６の長さは電圧Ｂ＋が増加する時
に減少する。その結果、例えば電圧Ｂ＋を生成する第１
ｂ図のフィルタ・キャパシタ１２１を充電する電流を生
成するために必要な磁気エネルギーは一層少量となる。

他方、電圧Ｂ＋の減少は所定周期の後期にトランジスタ
Ｑ２及びＱ３を導通させ、且つ、トランジスタＱ１を非
導通にさせる。従って、電圧Ｂ＋の変化は、電圧Ｂ＋で
制御されるように、所定周期中のトランジスタＱ３の導
通及びトランジスタＱ１の非導通の時点を進めるあるい
は遅延させることによって、負帰還ループ態様で打ち消
される。その負帰還ループの利得はキャパシタＣＩＯの
値によって決定され、その値を選択することによって上
昇あるいは低下する。

例えば、巻線−４、電圧Ｂ＋と信号Ｖ［１３とが生成さ
れる各端子、及び巻線ｗ３を含む第１ｂ図のスイッチ型
電源の第１部分はコールド接地に導電的に結合される。

これに対して、例えば、トランジスタＱ１と巻線ｌ１１
１とを含むスイッチ型電源の第２部分はホット接地に導
電的に結合される。変圧器Ｔはスイッチ型電源の第１部
分と第２部分を導電的に絶縁するホット−コールド障壁
を与える。

この発明によれば、コールド接地を基準とじているタイ
ミング信号ＶＢ３　はフライバック変圧器Ｔの巻線曹３
を経てトランジスタＱ１のベース電極に供給され、その
トランジスタＱｌはホット接地へ導電的に結合される。

従って、変圧器Ｔはホット接地をコールド接地に対して
導電的に絶縁状態に維持する。信号ｖＢ３は上述のよう
に、電圧Ｂ＋のレベルに従ってトランジスタＱｌの非導
通時点を制御する。

エネルギーは、例えば巻線旧を含むホット接地に導電的
に結合されたスイッチ型電源の第２部分から、例えば、
巻線Ｗ４を含むコールド接地に導電的に結合されたスイ
ッチ型電源の第１部分ヘホットーコールド障壁を跨ぐ変
圧器Ｔ中を伝送される。そのエネルギーの伝送は信号Ｖ
Ｂ３がホラ）−コールド障壁を横切って結合される方向
とは逆方向にそのホット−コールド障壁を横切って行な
われる。従って、変圧器Ｔはホット−コールド障壁を横
切って一方向に、すなわち巻線Ｗｌから巻線ν４へ供給
電流を通過させるためと、ホット−コールド障壁を横切
って反対方向に、トランジスタＱｌのスイッチングのタ
イミングを制御するタイミング信号ＶＢ３を供給するた
めに使用される。それ故、コールド接地に導電的に結合
されるスイッチ型電源の第１部分（ここでは制御信号Ｖ
Ｂ３が発生する）からホット接地に導電的に結合される
スイッチ型電源の第２部分（ここでは制御動作が実際に
行なわれる）へホット−コールド障壁を横切ってタイミ
ング信号Ｖ８３　を結合するために余分な絶縁用変圧器
が不要となるので有利である。また、タイミング信号Ｖ
８３は電圧Ｂ＋が実際に生成される端子１５０において
電圧Ｂ＋のレベルを感知することによって生成されるの
で有利である。

電圧Ｖ＋によって付勢される直列通過調整器ＶＲ２は＋
１２Ｖ調整電圧ｖ＋１２を生成する。この調整電圧ｖ＋
１２は抵抗器１２４と１２５の間の接合端子１２６に生
成される電圧の関数として発生する。抵抗器１２４と１
２５が電圧ｖ＋１２とコールド接地との間に結合される
直列構成を形成する。

供給電圧ＶＫは巻線ｗ５中で発生するフライバック電圧
をダイオード１３２で整流することによって生成される
。ホット接地を基準とする電圧Ｖには例えば、待機制御
回路！２７の比較器旧Ｃとｕｌｄを付勢するために使用
される。キャパシタＣにで濾波される。電圧Ｖには抵抗
器１３４と１３５から成る抵抗性分圧器を介して比較器
旧Ｃの反転入力端子１５１に結合されて端子１５１に制
御電圧Ｖｊを生成する。抵抗器１３３は抵抗器１３５と
１３４の間で接合端子１５１に結合された第１の端子と
、比較器旧ｄの出力端子１５２に結合された第２の端子
とを有する。

電圧ＶＲ２は比較器Ｕｌｃの非反転入力端子に結合され
る。電圧Ｖ−が生成される比較器旧Ｃの出力端子１５３
は比較器旧ｄの反転入力端子に結合される。また、基準
電圧ＶＲＩは比較器Ｏ１ｄの非反転入力端子に結合され
る。

第４図（ａ）　−（ｈ）は第１ａ図のスイッチ型電源の
正規動作から待機動作への変遷を説明するために有用な
各種信号波形を示す、第５図（ａ）−（ｈ）は待機動作
から正規動作への逆の変遷を説明するための対応する各
種信号波形を示す、第１ａ図、第１ｂ図、第２図（ａ）
　−（ｍ）　、第４図（ａ）　−（ｈ）　、第５図（ａ
）−（ｈ）における同じ数字、番号は同一物あるいは同
一機能を示す。

正規動作期間に、第１ａ図の比較器旧Ｃとｕｌｄは端子
１５２の電圧をＯｖに維持するラッチとして動作し、電
圧ｖｊは電圧ＶＲ２よりも小さくなる。それ故、比較器
旧Ｃは電圧ｖｔｔｔ　よりも高いレベルの電圧ｖＩを発
生し、比較器旧ａの非反転入力端子に結合されたダイオ
ード０２０を非導通状態に維持する。

第４図（ａ）の時間ｔｌＯで示すように、スイッチとし
て動作し、且つ、抵抗器１２５の両端間に結合された第
１ｂ図のトランジスタＱ４が、導通する時に待機動作は
開始される。その結果、第１ｂ図の電圧Ｖ＋１２は０に
なる。そして、水平発振器（図示せず）は直ちに動作を
停止し、待機動作が始まる。

電圧Ｖ　＋　１２がＯｖにまで減少することによって、
比較器Ｕ２ａの非反転入力端子の電圧ＶＳはダイオード
０１０の順方向電圧にクランプされる。しかしながら、
電圧調整器ＶＲＩで生成される比較器υ２ａの反転入力
端子の電圧ＶＶＲＬは正規及び待機の再動作期間に約＋
１２Ｖに等しく維持される。それ故、トランジスタＱ３
は連続的に非導通状態のま−となり、その結果、トラン
ジスタＱｌは変圧器Ｔと共に、負帰還ループ態様ではも
はや制御されない自走ブロッキング発振器を形成する。

それ故、トランジスタＱｌのデユーティサイクルはトラ
ンジスタＱ４の導通後、最初は増加する。また、端子１
５０の負荷は待機期間に実質的に少量の電流を引き出す
、それ故、第４図（ｅ）　、　（ｇ）の期間ｔ１２−ｔ
１３に示すように、電圧Ｖに、Ｂ＋、Ｖｊはトランジス
タＱ４の導通状態への変遷後、最初は増加する。

第４図（ｇ）　（１）時間ｔ１３テは、電圧ｖ３は電圧
ＶＲ２に等しくなり、第１ａ図の比較器旧Ｃは第４図（
ｈ）に示すように、Ｏｖの出力電圧Ｖ−を生成する。正
規動作期間に電圧Ｖ−で逆バイアスされる第１ａ図のク
ランピング・ダイオード０２０は第４図（ｈ）の時間ｔ
１３で導通する。第４図（ｈ）の時間ｔ１３の後、比較
器Ｕｌａの非反転入力端子に結合された第１ａ図のダイ
オード０２０のアノードは比較器旧ｄの非反転入力端子
の電圧ＶＲＩ　をダイオード０２０の順方向電圧にクラ
ンプする。従って、待機中に、電圧ＶＲＩは正規動作中
よりも実質的に低くなる。その結果、各周期中に、第４
図（Ｃ）の電圧ＶＳｅｎＳｅの波形で示すように、コレ
クタ電流ｉｃのピークレベルが正規動作期間よりも実質
的に低くなる時、トランジスタＱｌは非導通になる。第
１ａ図の巻線Ｗｌに蓄積されたエネルギーはトランジス
タＱ１の導通時に実質的に減少する。その結果、待機期
間に電圧Ｂ＋とＶＫは正規動作期間におけるそれらの各
個に比べて結局、減少する。

電圧ＶＫの減少により、第２図（ｆ）のアップランピン
グ信号ＶＩＮの変化率もまた減少する。それ故、トラン
ジスタＱｌの非導通時間に対する導通時間の比、つまり
デユーティサイクルもまた減少する。その結果、電圧Ｂ
＋とＶには正規動作期間の各個に対して更に減少する。

成る負荷状態では、電圧Ｂ＋は待機期間に、例えば正規
動作レベルの約２／３にまで降下する。

待機から正規動作への変遷期間に水平偏向スイッチ（図
示せず）におけるストレスを減少して偏向トランジスタ
の２次的破壊の危険を回避するために、始動時に電圧Ｂ
＋は低レベルであることが望ましい、これに対して、例
えば集積回路ＴＤＡ４６００を使用した成る種の従来の
スイッチ型電源では、電圧Ｂ＋は１４５Ｖの正規動作レ
ベルから＋１９０Ｖの待機レベルへ増加する。

第４図（ｈ）の時間ｔ１３の後、導通状態のダイオード
０２０を介して互いに結合された入力端子を有する第１
ａ図の比較器旧ｄは抵抗性分圧器から抵抗器１３３を切
り離す、それ故、第４図（ｇ）の電圧Ｖｊは直ちに電圧
ＶＲ２よりも高くなる。その結果、第１ａ図の比較器旧
Ｃは待機中、第４図（ｈ）の電圧Ｖ。

をＯｖに維持する。従って、上述のように１．待機中に
電圧Ｖにが最終的に正規動作期間よりも小さくなったと
しても、第１ａ図の比較器旧ＣとＯｌｄは待機動作中、
各々の状態にラッチされたま−となる。

第５図（ａ）の時間ｔ１６に示すように、正規動作がト
ランジスタＱ４の動作によって開始すると直ちに、第５
図（ｅ）の電圧Ｂ＋と第５図（ｇ）の電圧Ｖ。

はダウンランピング（ｄｏｗｎ　ｒａｍｐｉｎｇ）　し
て減少する。電圧Ｂ＋とｖｊにおけるその様な減少は、
例えばスイッチングを開始する水平偏向トランジスタ（
図示せず）による電圧Ｂ＋の突然の負荷に基いて生ずる
。第５図（８）の時間ｔ１７で電圧Ｖｊが電圧ＶＲ２よ
りも小さくなると、第１ａ図の待機制御回路１２？の比
較器旧Ｃと旧ｄは各々の状態を反転する。その結果、第
１ａ図のダイオード０２０は再び逆バイアスされ、電圧
ＶＲＩは＋２．７ｖの正規レベルに戻る０次に、トラン
ジスタＱ３は第５図（ｂ）の時間ｔ１８で導通し、第１
図のスイッチ型電源の帰還動作を再開させる。

偏向回路（図示せず）に故障が生じて、例えば電圧Ｂ＋
が生成される端子１５０とコールド接地との間に短絡回
路あるいは過負荷が形成されると、スイッチ型電源は断
続モードで動作を始める。この断続モードでは、電流ｉ
ｃの各パルスは第６図に示すように、電流ｉｃのパルス
が発生しない比較的長い不動作期間の後に生ずる。電流
ｉｃの各電流パルスの終りに短絡回路は電圧ＶＣＩが電
圧ＶＵＲを実質的に越えることがないようにする。それ
故、変圧器Ｔにはリンギング電流は生じない、その結果
、電圧Ｖ１１２は正規動作中のように正にはならない、
それ故、電圧ｖ１１２はトランジスタＱｌを導通させる
ことができない。

所定の不動作期間の始めに、トランジスタＱ１はキャパ
シタ１０２に生成された負電圧によって非導通状態に維
持されている。不動作時間中にキャパシタ１０２は抵抗
器１５６、ダイオード１５５、抵抗器１０３、巻線Ｗ２
を経て徐々に放電されて、矢印に示される方向とは反対
の方向に電流ｉａを流す。

抵抗器１０１は電圧ＶＵＲが生成される端子１００ａと
トランジスタＱｌのベースとの間に結合される。キャパ
シタ１０２が放電して矢印の方向と反対の方向に流れて
いる電流１Ｂが抵抗器１０１の電流ｉ＋ｏ　ｌよりも小
さくなると、トランジスタＱｌが導通して正帰還ループ
が電流ｉｃのパルスを生成する。従って、抵抗器１０１
の電流ｉ＋ｏ＋によって不動作時間が終了する。

短絡回路で過負荷動作を起す電流ｉＣのノくルス期間の
成る時点で、電圧Ｖｗ２によって生成される電流１Ｂは
、トランジスタＱ１の導通時中、そのトランジスタＱ１
を飽和状態に維持するには不十分である。それ故、トラ
ンジスタＱ１のコレクタの電圧は増加し始め、電圧ＶＷ
２は正の値が小さくなって、電流１Ｂは正帰還ループ態
様で減少する。電流ｉＢがＯになると、トランジスタＱ
１は非導通になり、次の不動作期間が始まる。この様な
断続的な動作は過負荷が生ずる時に望ましい、それは、
断続的な動作がトランジスタＱ１を過熱から保護してト
ランジスタＱｌのストレスを減少するためである。

以上に述べたように、始動動作期間に、第１図のスイッ
チ型電源は偏向回路（図示せず）によって最初、過負荷
状態にある。それ故、スイッチ型電源は、第７図の期間
ｔｏｎ　−ｔｓｔａｒｔの電圧Ｂ＋の過渡的な波形で示
すように、上述の断続的モードで動作する。その断続的
モードは滑らかな開始動作をさせるので都合がよい０時
間ｊｓｔａｒｔに、第１図のトランジスタＱｌは巻線ｗ
２を介して適当なペース駆動を受けて正帰還ループを動
作させる。その結果、断続的モードの動作が中止する。

第７図の時間ｔｏに、負帰還ループが安定化されて安定
状態に入り、滑らかな開始導通動作が終る。

以上に述べたこの発明の実施例では、第１ａ図の抵抗器
１０１はトランジスタＱｌを導通させるための始動ベー
ス電流を与える。この発明の別の実施例では、第１ａ図
に示すように、半波整流電圧ＶＩＱＱｂを生成するブリ
ッジ整流器１００の端子１００ｂとトランジスタＱｌの
ベースとの間に抵抗器１０１′が結合されて、第１ａ図
のスイッチ型電源から除去された抵抗器１０１の代りに
使用される。

抵抗器１０１の代りに抵抗器１０１′が使用される場合
には、過負荷時あるいは始動時において、電圧ＶＡＣの
交互の半周期に抵抗器１０１′には電流は実質的に流れ
ない、その半周期の各々は端子１００ｂの半波整流電圧
ＶｌｏｏｂがＯの時に生ずる１ｏｔａｓ　（主周波数が
５０Ｈｚの時）の長さを有する。それ故、前述の不動作
期間は、第８図（ａ）　、　（ｂ）　、　（ｃ）の電圧
Ｖ＋ｏｏｂ　、　Ｖｃ＋　、電流ｉｃの波形で示すよう
に、交互に生ずる１０−Ｓの間隔で伸延する０例えば、
第８図（Ｃ）のＩｏＩＩｇの伸延した不動作期間は第１
ａ図のトランジスタＱｌの冷却を可能にし、トランジス
タＱｌを保護し、そのストレスを減少するので都合がよ
い、その１０ｍｇの不動作期間は滑らかな開始動作が生
ずる期間の長さを増加させる。（６０Ｈｚの主周波数が
使用される場合は、不動作期間はａＳＳである。） 第９図（ａ）−（ｅ）は、抵抗器１０１′が抵抗器１０
１の代りに使用される場合の第１ａ図のスイッチ型電源
の滑らかな開始動作を説明するために有用な波形を示す
、第１ａ図、第２図（ａ）　−（璽）、第７図、第８図
、第９図（ａ）　−（ｅ）における同じ符号と数字は同
一物あるいは同一機能を示す、第９図（ｃ）の時間ｔｓ
ｔａｒｔにおいて電流ｉＣは、第１ａ図のトランジスタ
Ｑ１を各周期の一部で非導通にさせるワンショット構成
をトリガするのに十分に大きい。

トランジスタＱ１の導通期間に変圧器Ｔに蓄積されるエ
ネルギーは、トランジスタＱ１の各非導通期間の終りに
トランジスタＱ１を導通させる電流１Ｂを生成する。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図と第１ｂ図はこの発明の１実施例のスイッチ型
電源を示す図、第２図（ａ）乃至（＋ｓ）は第１図の回
路の正規の動作を説明するための波形を示す図、第３ａ
図と第３ｂ図は第１図のスイッチ型電源に一使用される
絶縁用変圧器を示す図、第４図（ａ）乃至（ｈ）は第１
図のスイッチ型電源の正規動作から待機動作への変遷を
説明するための波形を示す図、第５図（ａ）乃至（ｈ）
は第１図のスイッチ型電源の待機動作から正規動作への
変遷を説明するための波形を示す図、第６図は過負荷期
間の第１図の回路の波形を示す図、第７図は始動期間に
おける第１図の回路の動作を説明するための過渡的な波
形を示す図、第８図（ａ）乃至（Ｃ）は第１図の変形回
路の過負荷時における波形を示す図、第９図（ａ）乃至
（ｅ）は第１図の変形回路の始動時における波形を示す
図、である。 １００・・・入力供給電圧源、１０Ｇ・・・出力供給電
圧を生成する手段、Ｔ・・・変圧器、Ｗｌ、−３・・・
第１及び第２の巻線、１Ｂ・・・第１制御信号、ｉｃ・
・・第１のスイッチング電流、　Ｑｌ・・・スイッチ、
Ｂ＋・・・出力供給電圧、ｖｓｅｎｓｅ・・・電流サン
プリング信号、Ｉ？ｓ・・・第１インピーダンス、Ｕｌ
ａ　、　Ｕｌｂ　、　Ｑ２・・・スイッチを非導通に切
換える手段、Ｑ３・・・第１のスイッチング電流が所定
レベルを越えるようにする手段、　Ｕ２ａ・・・第１の
導通期間を変える手段、Ｑｌ・・・スイッチング会トラ
ンジスタ、Ｔ・・・変圧器、Ｑ２・・・制御手段、Ｂ＋
・・・出力供給電圧、１０Ｇ・・・出力供給電圧と出力
電流との生成手段、ＶＡＮ・・・第１制御信号、Ｕｌａ
・・・第１制御信号生成手段、Ｑ４・・・オン／オフ制
御信号源、Ｖ、・・・第２制御信号、Ｕｌｃ・・・第２
制御信号発生手段、ｉｃ・・・第１のスイッチング電流
、ｕｌｄ・・・第２制御信号発生維持手段。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力供給電圧源と、 第１及び第２の巻線を有する変圧器と、 上記第１巻線と上記入力供給電圧源に結合された主電流
   導通端子を有し、周期性を持った第１制御信号によって
   切換られて、上記変圧器に磁気的エネルギーを蓄積する
   上記第１巻線に第１のスイッチング電流を生成する制御
   可能なスイッチと、 上記変圧器に結合され且つ上記第１のスイッチング電流
   に応答して、負荷に結合される出力供給電圧を上記蓄積
   されたエネルギーから生成する手段と、 上記第１巻線を含む電流路中に結合されていて、上記制
   御可能なスイッチの導通時に上記第１のスイッチング電
   流の少なくとも一部分を流通させてそのスイッチング電
   流のレベルを示す電流サンプリング信号を生成する電流
   サンプリング用第１インピーダンスと、 上記電流サンプリング信号に応答して上記第１ル制御信
   号を生成し、上記第１のスイッチング電流が所定レベル
   を越えた時に上記制御可能なスイッチを非導通に切換え
   る手段と、上記制御可能なスイッチの第１の導通期間の
   経過後に上記第２巻線に低インピーダンスを供給して、
   上記第１のスイッチング電流が上記所定レベルを越える
   ようにする手段と、 上記制御可能なスイッチのデューティサイクルが上記出
   力供給電圧を調整するために負帰還態様で変化するよう
   に、上記出力供給電圧に従って上記第１の導通期間を変
   える手段と、 を備えたスイッチ型電源。
2. （２）スイッチング・トランジスタと、 該スイッチング・トランジスタの主電流導通電極に結合
   された第１巻線を有する変圧器と、上記スイッチング・
   トランジスタの制御電極に結合されていて、スイッチン
   グ動作を行なう制御手段と、 上記変圧器に結合されていて、上記スイッチング動作に
   従って、負荷に供給される出力供給電圧とその負荷に結
   合されてそこに負荷電流を生成する出力電流とを生成す
   る手段と、上記出力供給電圧に応答して、正規モード動
   作期間に上記出力供給電圧に従って上記スイッチング、
   トランジスタのデューティサイクルを変えるために上記
   制御手段に結合される第１制御信号を生成する手段と、 上記負荷に結合されるオン／オフ制御信号の信号源であ
   って、電源動作の待機モード期間に上記負荷中の上記負
   荷電流を上記正規モード期間の上記負荷電流に対して減
   少させ、上記オン／オフ制御信号が電源オン状態から電
   源オフ状態へ変化した後に上記出力供給電圧を増加させ
   るオン／オフ制御信号源と、 上記出力供給電圧に応答して、上記出力供給電圧が上記
   待機モード動作への変遷を示す所定レベルよりも大きく
   なる時に第２制御信号を発生する手段と、を備え、その
   第２制御信号は上記第１制御信号を生成する上記手段に
   結合されて、上記待機モード期間に上記第１制御信号を
   変え、上記スイッチング・トランジスタを流れる第１の
   スイッチング電流のピーク・レベルを実質的に上記正規
   モード期間におけるそのレベル以下に維持して、上記出
   力供給電圧を正規モード動作期間におけるよりも小さな
   値にまで減少するようにし、 更に、上記待機モード動作期間において、上記出力供給
   電圧が上記小さな値に減少した時に上記第２制御信号の
   発生を維持する手段と、 を備えたスイッチ型電源。