JPS63266973A - 安定化偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明はテレビジョン表示づ装置用の安定化（調整）
賂れた偏向回路に関するものである。

〔従来技術〕

周知のＡＣ（交流）配電線すなわち本線分離型テレビジ
ョン受像機の電源回路には種々の設計がある。一つの設
計ではｚＢＯｌたは６０Ｈ２の本線変圧器をｍ気的分ｊ
ｌ（絶縁）のために使用しているが、この本線変圧器は
比較的重くか葛張るものである。

またこの変圧器によって生ずる漂遊磁界ねカラーテレビ
ジョン受像様に色純度整合誤差を発生器せる可能性があ
り、更にこの変圧器は電気的絶縁だけを目的としている
ので別に電圧調整（安定化）回路を必要とする。

大型スクリンテレビジョン受像機ではＳ屡々スイッチ・
モード電源が使用される。この様な電源は比較的価格が
高く１かつスイッチ・モード変圧器やスイッチング・ト
ランジスタおよび整流ダイオード等の特別な素子を必要
とする。その制御回路には過負荷および短絡防御手段が
設けられるため為複雑化し修理が厄介であり、また故障
率が高い。同期スイッチ型電源中の本線分離用に高圧変
圧器またはフライバック変圧器を使用すると一テレビジ
ョン受像様を起動させるために別の電源を要するのみな
らず複雑な制御回路が必要となる。

〔発明の開示〕

この発明の一特徴は為特別な回路素子を必要とせず、簡
単な制御回路を使用したスイッチ型電源にある。この電
源は、過負荷や回路短絡に対して充分な防御能力な育し
、また起動変圧器を必要としない。

偏向サイクル期間中に走査電流を発生させるために、偏
向巻線には偏向発生器が結合式れている＠この偏向発生
器Ｆｉ、偏向巻線に結合式れかりそれと共振リトレース
回路を形成して偏向サイクルのリトレース期間中にリト
レース・パルスＩＫ圧を発生するリトレース・キャパν
タンヌを含んでいる。

インダクタ、ンスを含む第２の共振回路が上記の共ｍｖ
　トレース回路に結合てれて１それらの間Ｔ　エネルギ
ーの転送が行なわれるようになっている＠エネルギー源
と第２の共振回路とにスイッチ機構が結合式れていて偏
向周波ａヌイッチング信号に応動して上記エネルギー源
から制御可能な量のエネルギーをこの第２共振回路中に
蓄える。

この発明の一つの面として、スイッチ機構は第２の共！
回路と自己発振装置を構成して、偏向周波数スイッチン
グ信号が存在しな−と禽に１自走発振を行なう。この様
な装置は起動電流が少なくて良＜、ｔｎ＋路短絡状即の
期間における転送エネルギーが制限葛れたものとなる。

この発明の別の面として、このスイッチ機構は第２の共
振回路に結合式れた第１と第２の可制御スイッチを持っ
ている。各スイッチは、他方のスイッチが非導通状即に
なってから導通する。第１スイツチが導通するとエネル
ギー源を第２の共振ｍｌｌ３ｔｔｃ結合して１それらの
間でエネルギーの転送ができるようにする。第１ヌイツ
チが非導通のときにはこのエネルギー源管第２の共振（
２）路から切喝す。第２のスイッチは）導通のとき１Ｗ
１２の共ｍｌｌ１Ｊ路と共振リトレース回路との間にお
ける工°ネルギーの転送を可能にする。

〔発明の実施例〕

以下１図面を参照して説明するが１各図管通じて一％２
個の端子間に付記葛れた電圧矢印の向きに関する約束と
して、負端子が基準端子でそれは矢印の後尾位置が最も
近接している端子であるとする。

第１図ａと第１図すには１この発明を実施した１安定化
葛れたテレビジョン受像機用偏向回路および電源が示冨
れている。第１図ａは交流（ＡＣ）主？！源から電気的
に分Ｍ（絶縁）葛れて−ない形式のものを１また１１１
図すは分離されている形式のものを示している。スイッ
チング装置すなわちスイッチＳ１と８２は１インダクタ
Ｌ１とキャパシタＯｎと共働してブロッキング発振器３
ｏを構成している。

これら両スイッチの交番的な導通は１インダクタＬ１０
両端間に発生し調整器制御回路ＩＡ６に供給葛れる電圧
から取出されろ、図示畜れてぃない、正の帰還信号によ
って制御される。第１図ａと第１図ｂの回路中には１主
電の整流器２４とそのフィルタキャパシタＣ１、水平偏
向回路６０およびフライバック変圧器Ｔ１が含まれてい
る。第１図ａと第１図すには示されていないがＳフライ
バック変圧器の巻線にはテレビジョン受ｔＩ！１１ａの
穆々の負荷回路が結合されている。

第１図ａのブロッキング発振器３０の自走動作を説明す
るに当ってまたとえば１水平偏向回路６０の水平トレー
ススイッチ３５は大地に短絡葛れているものと仮定する
。ブロッキング発振器３０はインダクタＬ１とキャバＶ
りＣ５の値によって決まる周波数で自走動作をする。こ
の周波数は１水平偏向周波数ｆＨの約８分の１ｔたはそ
れ以下に選ばれる＠この自走周波数は、ブロッキング発
振器が偏向同期モードで動作するときにこのブロッキン
グ発振器の動作が水平走査電流の発生と適切に同期化し
得るようにするために１水平偏向局波数よりも低く選ば
れるのであろ＠しかし１この自走周波数を余り低く俗ぶ
と自走動作期間中にインダクタＬｌ中に不必要に大きな
ピーク電流が発生する。

インダクタＬ１とキャパシタＣ５のＩ、＊Ｃの比の選択
によって１自走動作期間中に流れるピーク入力電流すな
わちインダクタ電流ＩＬが決［１従って消費し得る最大
可能電力が決まる０自走動作は・フライバック変圧器Ｔ
１のどの巻線でもその両ｇ１間に回路短絡負荷が現われ
たときにも起生すゐＯスイッチＳ！両端間のヌイツチン
グ電圧ｖ８！ト自走動作期間中に流れろインダクタ電流
ＩＬが第６図（ａ）と第１ｓ図（１））に示されている
０スイツチＳ工の両端間のスイッチング電圧波形は図示
葛れていないが第Ｂ図ａの波形と位相が１８０度ずれた
波形であろＯ両ヌイツチを介して流れる電流の楕とんど
線リアクタンス性であるから実際の電力消費は非常に少
な−。この電力消費量は１スイツチＳ１と８２およびイ
ンダクタＬ１とキャパシタＣ５の両紙抗性成分中におけ
る損失に等しい０ 同期化された発振器動作を説明するに当りて１第Ｌ　Ｖ
４　ａの水平出力トランジスタＱ、１Ｏ１ｊ水平凋波数
でスイッチ葛れ、≠餐〒水平偏向巻線ＬＨ中に走査電流
を発生しまたｔｓ６図（川に示されたリトレースパルス
電圧ｖｒがこの出力トランジスタＱＩＯのコ平リトレー
ス期間の始点に相当するか−４−％−４１！一時点ｔｏ
ｆで１スイッチＳｇは開かれスイッチＳ１は閉じられて
いる。インダクタ電流ＩＬは、スイッチＳＬ、インダク
タＬ４ＬｓキャパシタＣ５およびトレーススイッチ３１
５を通して大地へ流れる。時点ｔ０に、工ｐ　ＩＬ　／
　ＱするエネルギーがインダクタＬ１中に蓄えられる。

但し、ＬはインダクタＬ１のインダクタンス、工ｐ１は
時点ｔ、ｏにインダクーＬ１を流れるピーク電流であゐ
Ｏ 第６図（ａ）〜（０）の時Ｑｔ０に水平出力トランジス
タＱ、ｌｏ社開となる。発生したりトレーヌバルヌ電圧
ｖｒは１信号線Ｓを介して調整器制御回路２６に印加葛
れて、スイッチＳ１の開とスイッチＳ２の閉と奢水平す
トレーヌの始点に同期葛せる・時点ｃ６〜ｔ！ｔｎ間ス
イッチＳｇが閉じられろと、インダクタ電流ＩＬの電流
路はクリトレースキャパシタＣＲ１５成形キヤパシタＣ
８および水平偏向巻線ＬＨよりなるリトレ図（０）の時
点ｔ０後、急速に減少する電流ＩＬで表わ葛れるように
リトレース共振１Ｉｌｌ路５０中へ急速に転送葛れる。

この電流ＩＬは急速に減少し１それが零に達するとイン
ダクタＬｌ中に蓄えられていたすべてのエネルギーの転
送が終了する。リトレース期間中このインダクタ電流１
Ｌの零交差点に達した瞬間に続いて、時点し、に先立つ
負の電ｎ、、ＩＬで示畜れるように転送されたエネルギ
ーの微小部分がインダクタＬ１へ戻る。時点ｔ１の水平
リトレース期間の終了点で、ダンパーダイオードＤｄと
出力トランジスタＱ、１００ペース・コ、レクタ接合は
順パイアヌされて再びキャバνりＣ５を大地へ確実に結
合する。各水平偏向サイクル期間中に転送葛れるエネル
ギー祉箋実質的に時点ｔ、とｔ、とにおいてインダクタ
Ｌ１中に蓄えられて−たエネルギー相互間の差である。

時点ｔ、とｔ、の間で社１この電流１ｒＪ＃１１スイツ
チＳ２、インダクタＬ１、キャパＶりＣ５およびそのと
き閉シているトレース・スイッ□チ３１５を通して循環
する・この期間中に１キヤパシタＣ５中に蓄えられてい
たエネルギーは放電してインダクタＬｌ中へ戻る。

時点ｔ２に調整器制御回路２６はスイッチＳ２を開きま
たスイッチＳｌを閉じる。インダクタＬｌ中に蓄えられ
ていたエネルギーはＳ＋度Ｆｉ１インダクタ電流ＩＬが
零交差する瞬間ｔ３ｔで本線フィルタキャパシタＣ１へ
逆に転送されろ。時点も、から次のリトレース期間の開
始まで１沓でｌｊ　）レーヌ共振回路５０へおよびフラ
イバック変圧器Ｔ工の種々の巻線に統合畜れて―る負何
回路へ転送するために、エネルギーは再びインダクタＬ
ｌ中に蓄えられる。

第６図【川〜（０）の右側にある波形は１フライバツク
変圧器ＴＩの各巻線に結合ぢれた負荷回路による比較的
低いｊｌＬ何レベルにおけるブロッキング発振器３０の
偏向同期動作を九人側の波形で示される負荷レベルと比
較して示すものである。調整動作燻りトレーヌバルスｖ
ｒのピーク振幅を一定に保つことである・前述の状頷と
は対照的にこの比較的低い負荷レベルでは、時点ｔ、Ｉ
の水平リトレース期間の終了点においてより多量のエネ
ルギーがインダクタＬ１に戻されており１またテレビジ
ョン受像機の負荷回路による電力消費がより少ないこと
に起因して、時点ｔ２′から、より多量のエネルギーが
本線フィルタキャパシタＣ１に尿器れる〇第６図（川〜
（Ｑ）の左側の波形における時点ｔ０と右仰１の波形の
時点し。′にそれぞれインダクタＬｌ中に蓄えられてい
るエネルギーは、負荷の程度に関係なくは！等しいこと
に注意すべきである・蓄えられるピークエネルギーは整
流器れた本線電圧の振幅のみによって決まる。そこでブ
ロッキング発課器３０によって転送可能な最大電力は制
限される。

最大負荷時または短絡回路負荷動作時には１キャパシタ
Ｃｆｉ両端間の平均電圧は入力電圧ｖ４Ｌｎの大きての
は！２分の１である。負荷が減少するとキャパシタ０５
両端間の平均電圧は増大する。

第１図すの回路の動作は、第１図ａの（２）路の動作と
同様なものであ皓１それは第１図す中の変圧器Ｔ１の巻
線Ｗ１とＷ２が密に結合式れていることによって上記両
回路は電気的に事実上等価であるからである。フライバ
ック変圧器Ｔ１の巻′線Ｗ６は１信号線Ｓに沿って調整
器制御回路２６に印加されるリトレースパルス電圧を発
生する。

第２図ａおよび第２図すには１この発明を実施した安定
化（１Ｍ整）葛れたテレビジョン受像機偏向回路の実施
例が詳細に水式れている。ＡＣｆｌＯ廿イクル２２０ボ
ルトの配電ＩＩＡまたは本線の電源電圧が端子２１と２
２間に印加され、ｍ流器２４によって全波整流された後
キャバＶりＣ１により濾波式れて−たとえば２９０ボル
トの安定化でれていない直流入力電圧ｖ１ｎが端子２８
に生ずる。ブリッジ整流器ハの入力端子と端子２１間に
はオン／オフスイッチ２３が入っている。このブリッジ
整流器２４の戻ね電流端子は、本線電源端子２１と２２
から電傑的に分離されろことなく１直接大地２５に結合
されている。ブリッジ整流器２４の出力端子と入力端子
２８間には電流制限抵抗Ｒ１が接続されている。

安定化石れていない入力電圧ｖ１ｎは、共振ｔＥｉ］路
４０にプッシュプル関係に結合された可制御スイッチＳ
１と８２から成るスイッチ機構を具えたブロッキング発
振器３０に印加される。共振回路４０はインダクタＬ１
の主巻線ＷＡとキャパシタＣ５で形成葛れている。スイ
ッチＳ１は１　トランジスタＱ工とそのコレクタ電番と
エミッタ電極間に結合されたダンパーダイオードＤ１と
で構成されている。スイッチＳ２は１トランジヌタＱ２
とそのコレクタ電偲とエミッタ電極間に結合１れたダン
パーダイオードＤ２とで構成葛れている。従ってスイッ
チＳ１と８２の主電流路は双方向導電性であって１増子
２８と大地２５間の入力電圧源の両端間に直列に結合と
れている。両ヌイツチＳ１とＳ２の主電流路は、また−
両スイッチＳ１と８２およびインダクタＬＬの主巻線Ｗ
Ａの共通出力接続端子３１において共振回路４０にも結
合式れている。

第２図すにおいて、水平偏向回路６０は、トレース・ス
イッチ３５０両瑠間にＳ成形すなわちトレースキャパシ
タ０１４と直列に結合式れた水平偏向巻１ｉＡＬＨを持
っている。トレース・スイッチ３５は１大地２Ｂから電
気的に分離されたシャシ−接地点２りにエミッタ電極を
結合しな水平出力トランジスタＱ１１０とダンパーダイ
オードＤｄｔ−具えている。リトレースキャパシタＣ１
３は、偏向巻線ＬＨに結合されて〜トレース・フィンｆ
３５が非導通のときこのＬＨと共振リトレース回路５０
を形成する。

水平発振器３４は、第２図すには示されていない矩形波
スイッチング電圧を１抵抗Ｒ３４とＲｓｓからなる分圧
器の抵抗Ｒ３４を通して駆動トランジスタＱ、１１のベ
ースに印加する。この駆動トランジスタＱｌｌによって
水平周波数のスイッチング信号が発生され１駆動変圧器
Ｔ２を介して水平出力トランジスタＱ、ｌＯに供給式れ
る。駆動変圧器Ｔ２の２次巻線は、抵抗Ｒ２９とＲ３０
とから成る分圧器の抵抗Ｒ２９を介してトランジスタＱ
工Ｏのベースに結合重れている。駆動トランジスタＱ、
１１のコレクタ電圧は抵抗Ｒｓ１と変圧器Ｔ２の１次巻
線を介して＋ｇｏボルト線路から得られる。抵抗Ｒ３工
と変圧器Ｔ２の１次巻線の接続点にはキャバνりＣｚａ
が結合されている。

変圧器Ｔ２の１次巻線の両端間には、ダイオードＤ１５
と抵抗Ｒ３２より成るベース電流成形回路が結合重れて
いる。

水平偏向、サイクル内のトレース期間の中央点よね前に
ＳＵＡ動トランジスタＱ、１１はターンオフ葛れて水平
出力トランジスタＱ、１０に順バイアス電圧が印加式れ
るようにする。水平トレース期間の終了［［１１１には
駆動トランジスタＱｌｌがターンオンされ１水平出力ト
ランジスタＱ、１０には逆バイアス電圧が印加式れるこ
とになる。その僅か後に１出力トランジスタＱ１０のコ
レクタ電流が無くな皓水平リトレース期間が始まる。こ
のリトレース期間中１リトレースキヤパシタＣ１３０両
端間にはリトレース・パルス電圧ｖｒが発生する。

第２図すのリトレース・パルス電圧ｖｒはフライバック
変圧ｔｊＴｌの巻線Ｗ２に印加式れて１このフライバッ
ク変圧器ＴＩの巻線Ｗ３〜Ｗ５の各両端間にリトレース
・パルスを発生させる。分離石れたシャシ−接地点２９
とフライバック変圧器巻＆ＩＷ２の間には直流（ＤＣ）
阻止キャパシタＣ１ａが結合されている。

水平偏向発生器６０の動作をテレビジョン受像機の合成
ビデオ信号の画像内容と同期化する丸めに鳥フライバッ
ク変圧器巻線Ｗ３によって生じたリトレース・パルス３
７が導線３８を通して水平発振器３４に印加゛され、ま
た図示されていない水平同期パルスが端子３６からこの
発振器に供給式れる。水平発振器３４用の１２ボルトの
電源電圧は１千２Ｂボルトの電源線路に発生した電圧か
らｌ整器３３によって生成される。

＋２５ボルトのＩｗｔ源線路線路用源は１フライバツク
変圧器＠＠Ｗ４の両端間に生じた電圧のトレース部分を
ダイオードＤ１りで整流しキャパシタＣ１６で濾波して
得られる。抵抗Ｒ３６は電流制限抵抗である。垂［１１
＠向ＬＩｌＩ賂１ビデ第１ト音声回路およびアルタ高圧
回路などの上記以外のテレビジョン受像機回路３２に対
する供給電圧線１第Ｑ図すに巻線Ｗ５として一括表示し
た１フライバツク変圧器の他の種々の巻線から得られる
。

水平偏向［ｇ］賂６０中およびテレビジョン受像機中の
種４のｊＩＬ荷（２）路中で生じた損失を補充するため
１フラ、（／（ツク変圧器Ｔ１の巻線Ｗｌがプロン、キ
ング発振器の共振回路４０に結合重れていて１各偏向サ
イクルの、水平リトレース期間中この共振ｌｌｌ略４０
から共振リトレース回路５０へおよびアルタ高圧負荷回
路を含むテレビジョン受像機中の各負荷回路Ｓ怠へエネ
ルギーが供給される。

次に１ブロッキング発振器３０が偏向同期モードで動作
していると仮定する。第１図ａおよび第１図ｂｎｇ略化
した回路の動作に関連して前述した第６図に水石れてい
るように１水平偏向サイクルのトレース期間中１制御可
能なある時点ｔ２では％スイッチＳ１が導通しヌイツチ
Ｓ２が非導通になりて安定化葛れていない電圧ｖ１ｎの
電圧源を共振回路４０に結合する。インダクタＬ１の巻
線ＷＡ中の電流ＩＬは増加しはじめる。このインダクタ
電流１Ｌが負である時点ｔ、〜ｔ、の間に１エネルギー
は入力電圧ｖ４Ｌｎの電圧源７０へ戻さ−れろ。インダ
クタ電流ＩＬの零交差点である時点ｔ、の後１入力端子
源〕Ｏから共振回路４０へ１主としてインダクタＬ１の
磁界へエネルギーが転送される。水平リトレース期間ｔ
０〜ｔ、の開始点である時点ｔ０に１共振回路４０のイ
ンダクタンス中に蓄えられたエネルギーは最大値に達す
る・水平リトレース期間の開始点では１水平出力トラン
ジスタＱ、１０が非導通に葛れ１そのためリトレ−ヌ共
振回路５０は変圧器Ｔ１を介して共振回路４０に結合石
れる。インダクタＬ１中に蓄えられていたエネルギーは
急速にこのインダクタからリトレースキャパシタＣ１ｓ
中へと放電する。この水平リトレース期間中島共振回路
４０に変圧器結合葛れたリトレースキャパシタ０１３に
よってＳ回路４０の共振周波ｔは高くなってインダクタ
Ｌｌ中のエネルギー管急速放電させる。

増大するリトレース電圧ｖｒは制御可能なスイッチＳ１
を非導通にして入力電圧源を共振回路から切離す。微小
時間後この制御可能なスイッチＳ２は導通してインダク
タＬ１とキャバＶりＣ５をフライバック変圧器巻線Ｗ１
の両端間に直列に結合する。その結果、リトレース・パ
ルス電圧ｖｒがフライバック変圧器巻線Ｗ８とＷｌによ
って共振回路４０に印加葛れる。そして１共振回路４０
から共振１３　）レース回路６０ヘエネルギーが転送畜
れる。

時点し。〜ｔ２間では１この間の成る時点でインダクタ
電流ＩＬが零交差する時にインダクタＬ１のすべてのエ
ネルギーがリトレース期間バνりＣ１３に転送葛れるま
で１こ０インダクタ１！流ＩＬは急速に減少する。この
零交差点と水平リトレース期間の終了点ｔ、との間に、
エネルギーの極く一部分は時点ものピーク・インダクタ
［流工ｐ２で水式れるようにインダクタＬ１へ戻ゴれる
。この戻でれるエネルギーはブロッキング発振器を動作
状態に保つために必要なものである・各水平偏向サイク
ル中に転送ぼれるエネルギーは１実質的に時点ｔ０と１
．にインダクタＬ１中に蓄えられて−たエネルギーの差
である。

時点ｔ１とも、の間ではＳｔ！流ＩＬは１スイッチＳ２
−％インダクタ電流およびキャバνりＣｆｉを通して循
環する。この期間中に、キャパシタＣ５中に蓄えられて
いたエネルギーはインダクタＬｌ中へ放電する。時点ｔ
！に１スイツチ５２Ｆｉ非導通になりスイッチＳ１は導
通状部になる・インダクタＬｌ中に蓄えられていたエネ
ルギー社１時点ｔ、後厘ちに１インダクタ電流ＩＬの零
交差時点ｔ３に達するまで入力電圧ｖ１ｎの安定化１れ
ていな一電圧源７０のフィルタ・キャパシタＣ１へ向っ
て逆に転送される。時点ｔ、から次のリトレース期間の
開始点まで〜再びエネルギーはインダクタＬｌ中に蓄え
られてリトレース共振回路ＢＯへの次回の転送に備える
。リトレース期間中ブロッキング発振器３０はリトレー
ス共振０！回路ｂｏに対して見掛は上覧流源になるので
１変動負荷によって生ずるリトレース時点変Ｗ４は問題
になる程のもので社ない。

リトレース・パルス電圧ｖｒＫよりて表ゎ喜れる偏向回
路エネルギーのレベルを調整スるために為フライバック
変圧器巻＃ＩＷ１の低電圧タップ点が調ＩＩ器制御回路
２６に接続されてこの回路にリトレース・パルス電圧ｖ
ｒのサンプル電圧Ｖｓを供給するようになっている。＃
ａ器制御回路２６はこの電圧ＶＢの変動に応答して１ブ
ロツキングＪｆ器ｊｉｌｌｌＦ４ｅ９３０に印加畜れる
矩形波制御電圧波形酵をパルス幅変調する。

リトレース・パルス電圧ｖｒとＶｓの調整作用ｈ１・可
制御スイッチＳ２のターンオフ時点ｔ２を変化葛せてブ
ロッキング発振器ｗ！４整器３ｏのデユーティ・豐イク
ルを変えることにより行なわれる。スイッチＳ１のター
ンオツ時点＃ｉｓ各偏向すイクル内で１°水平リトレ一
ス期間の開ｔｌｈＬＴ後のＳｔｏに近い点に固定υれて
いる。

第２図ａにお−て１インダクタし１の制御巻ＭＷＢとＷ
Ｃはスイッチング・トランジスタＱｉとＣ８に対する正
帰還電流を供給する。それらのベース電流はキャパシタ
Ｃ２と０３を介して容量的に供給百れろので１抵抗Ｒ２
とＲ８を流れる初期始動ベース電流が制御巻線ＷＢとＷ
ＣによってＩｆｉＪ路短絡状即になることはない。キャ
パシタＣ２と（’ｓｉｉまたトランジスタ（，１１とＣ
２の逆バイアスを開始するのに使用葛れる貴のカットオ
フ電圧も供給する。ダイオードＤ３とＤ４ｔｉキャパシ
タＣ２と０３の放電路を形成する。

トランジスタＱ３とＱｔＦｓｓヌイツチンデ・トランジ
スタＱユとＱｊのベース電流の流れを制御する働きをす
る。制御用のトランジスタＱ３とＱ、４の互に他方スタ
へか導通な停止する′前にイ也方のスイッチング・　ト
ランジスタ　　　　　　　　　　　−−−４−一みＱｌ
工ｒｈｌＺＱ２が゛導ユするこヒが゛リレ、よう、。こ
れを阻止するように行なわれる。スイッチング・トラン
ジスタＱｌｔたはＱ、２０両端間電圧が増加すると１制
禦１４ＪのトランジスタＱ３ｔたはＱ、ａは分圧用抵抗
Ｒ３〜Ｒ９の抵抗Ｒ３ｔたはＲ９を通してのベース電流
によって飽和して１各スイツチング・トランジスタをカ
ス期間の開始点ｔ０に相当する時点轟会÷にはスイッチ
ング・トランジスタＱｌｔｉ飽和状Ｕにある。従って、
抵抗Ｒ５上には電圧が実質的に発生していないので制御
用トランジスタＱｓはカットオフ状部にある。しかし制
御用トランジヌタＱ４１ａｓ抵抗Ｒ９を介してベース電
流が供給系れているので飽和状部にあり１スイツチング
・トランジスタＱ２をカットオフ状部に保っている＠ス
イッチ８２両端間および並列キャパシタＣ４の両嶋間の
電圧ｖ８！は入力電圧Ｖ１ｎと同じ大１！葛である。

第７図の時点ｔａの開始時に社１リトレース・パル：ｘ
ＮＦＥＶｒＩａｙｙイパック変圧器Ｔ１を介してインダ
クタＬ１に結合され１第８図の波形で示すように１イン
ダクタＬ１の制御巻線ＷＢの両端間に負のパルスをＳま
た制御巻線ＷＣの両端間に正のパルスを発生基せる・巻
線ＷＢとＷＣの各両端間に生じたリトレース・パルス電
圧にはスイッチＳ１と８２の動作にヨ轢発生したスイッ
チング波形が１ｉ畳１れる＠第８図の時、（ｉ　ｔａに
始まる九制御巻線ＷＢに生じた負のパルス電圧はこの制
御巻線の・印の無い方の端子を正にして、制御用トラン
ジスタＱ、３をターンオンすることによりキャバνりＣ
ＩＡを放電葛せてスイッチング働トランジヌタＱ１に負
のベース電流を流し〜このトランジスタをターンオフし
始める・第９図の時点ｔａからｔｂにかけて１インダク
タＬ１の主巻線ＷＡに流入する電流ＩＬは１それまで流
れていたトランジスタＱ、ｌから今度は蓄蹟キャパνり
Ｃ４に電流’０４として流れてこのキャパシタを放電す
る（第７図（ｏｌと（ｄｌ参照）Ｑキャパシタ０４両端
間の電圧は１時点ｔｂに零になりスイッチＳＱのダイオ
ードＤ２によって大地にクランプ葛れる。そこで電流Ｉ
ＬはダイオードＤ２を通って流れる。

第７図（１））の波形はキャバνりＣ４の放電によって
生ずるスイッチング電圧ｖ８１１の下降時間が緩つくね
していることを示し、第７図（０）と（ｄ）の波形はス
イッチＳｌと８２のスイッチング期間ｔａ、〜ｔｂの間
にキャパシタ０４に流入する全電流ＩＬを示して−る。

このキャパシタＣ４の作用で、ｖＩ導性電流負荷１Ｌの
と自ヌイツチング電圧ｖＥ３□の変化速度が過大になる
ことが阻止される。この作用は１スイツチＳ１とＳｇが
２次降伏によって破壊葛れることを防ぎ、また２イツチ
ング装＠Ｓ１と６ｇ中の電力消費量を大幅に低減する。

ｖ８゜の緩つくねした立上時および立下知は、スイッチ
ング期間ｔａ−ｔｂとｔ８〜ｔｆの間中、抵抗Ｒ３とＲ
９を流れる電流によって制御されるトランジスタよって
トランジスタＱ、ｌとＣ２の不都合な同時導通が阻止式
れろが１もしこの様になっていないとスイッチング・ト
ランジスタはターンオン時間よりもターンオフ時間の方
が長い特性を示すので上記の同時導通状部が発生するこ
とになる。

第７図（０）の時点ｔ。にはインダクタ電流ＩＬが負に
なる。時点ｔ。からｔ８ｔでこの負のインダクタ電流Ｉ
Ｌは、順バイアス葛れたスイッチング・トランジスタＱ
２を正のコレクタ電流として流れる。第８図に示とれる
ように１ＮＩ、ａｔａ−ｔ８の間１制御巻線ＷＣの百沿
間電圧は正でスイッチング・トランジスタＱ、２に必要
な順バイアスを与えろ。

第７図における制御可能な時？Ｌｔｏに、第２図ａの調
整器制御回路２６によって生じた第８ｒ７Ｉ！Ｊａの制
御電圧２７の波形は、低から高に切換わる。制御電圧２
７の正の部分はダイオードＤ７を介して制御用トランジ
スタＱ、４に供給蕩れてこれをターンオン葛セる。トラ
ンジスタＱ、４が導通すると一キャパシタＣ３によって
発生した逆バイアス電圧がスイッチング・トランジスタ
ＱＲに印加畜れ１第７図（鴫の時点ｔ。

付近でこれをターンオフ葛せる。第’Ｉ　Ｗ　（Ｑ）　
ト（（１）　Ｋ示百れるように、インダクタＬ１からの
電流ｔＬＦｉキャパシタＣ４に流入して１とのキャバν
りをその上側の極板が下側の極板に対し正となるように
充電し始める・時点ｔｆＫ％キャバνりＣ４の両端間電
圧―入力電圧ｖ１ｎと同じ大１！葛とな秒、スイッチＳ
１のダイオードＤ１を順バイアスする。

時点ｔｆから次の水平リトレース期間の開始りｔｇまで
１スイツチＳ１は導通状部で入力端子２８を共振回路４
０のインダクタＬ１に接続しく第７図（ｅ）に示すよう
に入力電流１ｏが端子２８からスイッチＳ１に流れるこ
とがでもゐようにする。

時点ｔ、からｔｇｔでの間、入力電流’Ｌ□とインダク
タ電流ＩＬの両者の零交差位置でダイオードＤ１は導通
して入力電圧端子２８へ戻りｖｉ流を流す。時点ｔｇか
らｔａ′　まで、スイッチング・トランジスタＱ１は入
力電圧端子２８から共ｍ回路４０へ順方向電流を流す。

時点ｔ。−ｔ、’　ｒＪ間間第第８図示とれるように１
インダクタし１の制御巻線ＷＢの両端間に発生した電Ｉ
Ｅ　ｖＷＢの正の部分によって１スイッチング自トラン
ジスタＱ、ｌは順パイアヌ畜れて導通する。時点ｔａ′
でブロッキング発振器調整器３０の上記動作順序が繰返
え葛れる。

インダクタＬ１の主巻線ＷＡの１ｅ印の無一方の端子に
対するその両端間電圧Ｆｉ、出力端子３１に発生したス
イッチング電圧ＶＢ２と、リトレース・パルス電圧ｖＷ
ｌに共振回路４０のキャパシタＣ５の両端間電圧Ｖ。６
を加算した値との間の差に等しい０従って１制御巻線Ｗ
ＢとＷＣの各両端間に適正なトランジスタ駆動電圧が確
実に発生するようにするためには、一方の制御巻線の巻
回数を他方よりも多くしておかねばならない。

調整器制御回路２６の一実施例が第３図に水蓄れている
。１４ｍ１器制御回路２６に対する＋４５ボルトの直流
に源線路電圧はＳ第２図ａの７ライパツク変圧器巻線Ｗ
ｌ上のタップ端子から得られるリトレース・パルスｖ８
ヲ整流して得られろ。ツェナー・ダイオードＺ１５は基
準電圧ｖｒｅｆを発生するが１ｔたこの電圧は安定化葛
れた１δボルトの電源ｌＩＡｗｔ電圧としても利用され
る。基準電圧ｖｒｏｆは比較用トランジスタＱ、ａのエ
ミッタに印加賂れ１整流葛れたリトレース電圧Ｖ８の一
部は抵抗ＲＬ４とＲＬａを通してこのトランジスタのベ
ースに印加される・比較作用によって１成るｍ差電圧Ｖ
Ｂが１この比較用シランジヌタＱａのコレクタに結合重
れた分圧器の抵ＫＲ１ＯとＲ２２の相互接続点に生ずる
◎この誤差電圧社、水平リトレース・パル、ＸＶｒの８
幅の所定振幅からの偏差を表わしている。

誤差電圧ＶＦＧは１　トランジスタＱ６とＱ７とから成
るＩ！　動増幅器のトランジスタＱ、ａのベースに印加
される。トランジスタＱ７のベースは水平ランプ発生キ
ャパシタＣＩＯに接続石れて−る。キャパシタＣＬＯは
各水平トレース期間に抵抗Ｒ２３とＲ１６を通して光′
￥Ｅｌれる。水平り′トレース・パルス電圧ｖ８が同期
化トランジスタＱβのベースに印加葛れ１このトランジ
スタはりトレー２期間中キヤバνりＣｔｏ’ｆｒ放電状
即に放電状 差動増幅器のトランジスタＱ、ａのコレクタにはパルス
幅変！Ｉｌｌ葛れた制御電圧２７が発生して１第２図ａ
のトランジスタＱ４によって、ブロッキング発振器調整
器３０のスイッチング・トランジスタＱ２の導通を制御
する。

誤着電圧Ｖｇの変動は１差動増幅器のトランジスタＱ、
ａの導通時間を変化石せ１その結果１スイツチング・ト
ランジスタＱ、２とブロッキング発振器３０のデユーテ
ィ・サイクルを変化葛せる。たとえば１第２図すの負荷
回路の負荷作用の減少によって或い雌本線に生じた入力
電圧ｖ知の増加によって、第４１１１！！Ｉｔ（川に破
線で描かれた振幅の大きな方の波形で示されるようにリ
トレース・パルス電圧ｖ８の振幅が増大すると１第４図
（ｂｌの破線波形で示されるように誤差ｔ［ＶＥは小さ
くなる。キャパシタＣ１０によって生成される水平ラン
フ”ＩｔＥＥＶｃ工。はとの誤差電圧Ｖｚとよね早期に
交着し１第４図（０）の破線波形で水式れるようにトラ
ンジスタＱ６をよね早期にターンオンする。トランジス
タＱ６のこの早期ターンオン社、スイッチング・トラン
ジスタＱ、２のターンオフを早期に発生式せ、キャパシ
タＣ５の両端間によね高い平均電圧を発生させると共に
ダイオードＤ１を介してより多量の戻り電流を発生させ
る。

従って１制御可能なスイッチＳ１はトレー２期間中によ
り早期に導通状部になるが１キヤパＶりＣδ両喘間の平
均電圧が高いので５１！流ＩＬは、ＩＩＬ荷レベルが減
少したときまたは入力電圧ｖ４Ｌｎが増加したときのよ
り緩つくりした速度で増大する。

制御回路２６は、トランジスタＱ、８がランプキャパシ
タＣ１０の放電を始めろリトレースの開始点に負向きの
潴緑を仔し回路３ｇ！、による負荷レベルが非常に低い
ときリトレースの終了点の直後に正向きの端縁を有する
制御波形２’Ｆを発生する。負荷の増大につれてこの正
向きの端縁はトレースの中心に向って移動し１この中心
では変圧器Ｔ１の１次と２次間の電力転送が最大値に達
する。この点には、スイッチＳ１と８２の導通時間が実
質的に等しくなったときに到達する。

スイッチＳ２がスイッチＳ１よりも長時間導通するとブ
ロッキング発振器３０の動作は不安定になる。

従りて、＊荷回路３２が過大な電流を要求すると調整回
路２６は範囲の制限に必要な手段をとる。誤差電圧Ｖｗ
は、１５ボルトの電源線路電圧および抵抗Ｒ２０とＲａ
６の分圧作用によって決まる電圧値以上に増大し得ない
。従ってこのｌｉｔ！４ｔｌ電圧ＶＥはトレース中心点
の直前でランプ電圧と交差する。この制限葛れた制御範
囲のために１更に過大負荷がか＼ると＋４５ボルトの供
給電圧は減少する。この大＊’ｇの減少は抵抗Ｒ１４と
ＲＬ９によって制限用トランジスタＱ９のベースに結合
葛れる。トランジスタＱ、９は飽和状即に駆動葛れてラ
ンブキャバＶ　＃　ｃｚｏに対して更に充電々流を供給
する。第４図（ｂ）の鎖線波形で示されるように１ラン
プ電圧ｖｃｌｏは今度は正常な調整器制御回路動作期間
中よりも非常に速く上昇しＳ第４図（０）の鎖線波形で
水式れるように差動増幅器のトランジスタＱ６はより早
期にターンオンするに至る。トランジスタＱ、ａの導通
時間のこの大幅な短、縮は同様にスイッチング・トラン
ジスタＱ２の導通時間を短縮し１その結果、ｌ整畜れて
いない入力電圧源からリトレース共振Ｉｌｌ路５０への
正味電力転送を大幅に減少葛せる。

前述のように１始動）よび短絡回路動作状順の期間中１
ブロッキング発振器３０の自走動作を維持するために１
インダクタＬ１の制御巻線ＷＢとＷＣ７ｄｘイツチング
−トランジスタＱｌとＱ、！のベースｆｃｌＩＮパイア
ヌ電圧を供給する。前に説明した＃Ｉ５図（ａ）と（ｂ
）　Ｋは自走動作中のスイッチング波形ｖ８！と電流波
形ＩＬが示されている。この第５図（ａと（萌におけろ
時４Ｔ、の直前に・図示されていない制御巻線電圧ｖＷ
Ｂは正で、スイッチング・トランジスタＱ１を導通状態
に保つに必要な順パイアヌ電圧を供給する０他方の制御
巻線電圧ｖｗｏは（図ボ式れていないが）負で、スイッ
チング・トランジスタＱ２をカット・オフ状部に保つ。

時寺Ｔ、〜Ｔ、の間では、制御電圧ｖｗＢは負であり一
方制御［圧ＶＷＣは正で、スイッチング・トランの間は
１インダクタ△１Ｌは最初はキャパシタＣ４に６１人し
次いでダイオードＤ２に流れ１時りＴ２〜Ｔａ間にはこ
のインダクタ［ｉ、ｉＬはスイッチング・トランジスタ
Ｑ、２を流れろ〇 時点Ｔ８〜Ｔ１間には１制御電圧ｖｗＢが正・制御電圧
ｖｗｃが負であり、スイッチング・トランジスタ（Ｊ、
Ｌに対して１頃バイアス状聾をまたスイッチング・トラ
ンジスタＱ１＆に対しカット・オフ状部を生成する。時
点Ｔ、〜Ｔ１間には、インダクタ電流′ＶＬは最初キャ
パシタＣ４に次いでダイオードＤ１に流れ為また時点Ｔ
４〜Ｔ１′にはこの電流はスイッチング・トランジスタ
四に流れる。時涜Ｔ、／　で１自走動作過程の繰返しが
始まる。

同期化葛れた動作時にはＳスイッチＳ１韓リトレース・
バルヌ電圧の発生によってのみターンオフ石れ、スイッ
チＳ２は制御電圧２７の正向きの端縁部の発生によって
のみターンオフ葛れる。従って１スイツチＳ１とＳ２の
自走導通時間は、同期化された動作期間中誤ったスイッ
チングが行なわれな−ように、それぞれ水平トレース期
間に等しいかまたはそれより長くなければならな−。

前述したように１オン／オフヌイツチ２３の最初の閉路
によってブロッキング発振器３０は自走そ一ドで発振を
開始する６ヌイツチング・トランジスタＱ上の導通時間
中エネルギー社共振リトレース回路５０に転送式れ−Ｉ
Ｉｆ１］路５０は水平リトレ、−ヌ周波数でリンギング
を開始する。リトレース＠賂６０中のリンギング電圧は
１ダンパーダイオードＤＤト水平出力トランジスタＱ、
１０のペース・コレクタ接合ニよって作られるダイオー
ドの同時導通によって、大地に１クランプ葛れる。この
クランプ作用によね、キャパシタＣ１２と０１４が充１
２！てれることになってエネルギーがそれらの中に蓄え
られる。

始動期間が終了すると１共振ＩＪ　）レース回路Ｉｓ。

のリンギング電圧の大吉葛が増大する。このリンギング
電圧は１フライバック変圧器巻線Ｗｌ上のタップ端子に
よりて調整器制御回路２６に変圧器結合される。この電
圧は第３図中のダイオードＤ８によって整流される。リ
ンギング電圧はまたフライバック変圧器巻線Ｗ４と整流
ダイオードＤ１フによって＋２５ボルトの電源線路にも
結合葛ねる。この＋４６ボルトおよび＋２６ボルトの電
ｇ線路電圧が正常な安定動作時の値の約３分の１に増加
すると１水平発振器３４と調整器制御回路２６は動作を
開始し１仰向発生器６０の水平出力トランジスタＣＪＬ
Ｏに対する水平周演歌スイッチング信号とブロッキング
発振器３０のスイッチング・トランジスタＱ２に対する
制御パルスとを発生する。

ｗ４９図〜ＩＲｚｇ！！！りは、始動期間中のある選ば
れた過程の瞬間すなわち入力電圧ｖ１ｎがその第９図の
定格安定状ｒｍＷの５０％になった時点からこの入力電
圧ｖ１ｎが９１２図における安定状■値の１００％にな
った時までにおけろ１第２図ａと第２図すの安定化とれ
た偏向回路の遊ばれた電圧と電流の波形をボしている。

電圧■１ｎが、その安定状■値の５０％未満のときには
、ブロッキング発振器３０の自走モード動作はリトレー
ス共振回路５０のリンギングの影響を受けていない。定
格入力電圧ｖ１ｎの５０％になると１リトレ一ス回路の
リンギング電圧は調整器スイッチング・トランジスタＱ
１のターンオフ時点を第９図（Ｃ）に示されるような２
番目のリギング電圧パルスに同期化石ねるようにし、ブ
ロッキング発振器はその自走脣波数ｔなは短絡回路周波
数で動作するようになる。

定格入力電圧ｖ１ｎの約５５％では１ブロッキング発振
器３０は第１０図（ａ）と（０）に示されるように水平
偏向と充分に同期化される。入力電圧ｖ１ｎは未だ小石
いので、共振回路番０からリトレース共振回路５０と負
荷回路３２へ充分な１１力は未だ転送されない。

発生したリトレース・パルス電圧ｖｒの振幅は小さいの
で１１１１１整器制御口路２６はｆｇｓ図の電力制限制
御トランジスタＱ９が飽和導通状部にある、中退負荷モ
ードで動作する◎トランジスタＱ、ｅが導通スルと、第
１０図（（１１に水式れるような鋭い上向きの傾斜をも
った同期ランプ電圧ｖｃ、。が生じ、スイッチング・ト
ランジスタＱ２を早期にターンオフする。

定格入力電圧ｖ１ｎの６０％では、第１１図（（１）の
緩い傾斜のランプ電圧ＶＣ＋。で示式れるように、電力
制限制御トランジスタＱ９は不能化石れる。リトレース
・パルス電圧ｖｒＦｉ第１１図（ａｌに示されろように
定格値に近い値に増大している。転送される電力社、第
１１図（０）の電圧ｖ８．の約ａＯ％デユーティ・サイ
クルで示されるように％スイッチング・トランジスタＱ
１と９２のは！等しい導通時間により示式れろように大
体最大値である＠ 定格すなわち１００％入力電圧ｖ１ｎが１第１２図に１
６０ワツトの本線入力電力の場合に、ついて例示されて
−る◎第９図および第１１図の場合とは対照的に１１１
１Ｊ１図（ｄ）１７）誤差電圧ＶＥはＷｏｏ％ノ入方Ｍ
Ｉ　ＦＥ　Ｖ　−、、（Ｆ）と自に一層低く１そのため
スイッチング・トランジスタＱ、１の導通時間は長くま
たスイッチング・トランジスタＱ２の導通時間は短くな
っている・前述したように１始動期間中１リトレース共
振回路５０によってリンギング電圧が発生する＠この期
間中、水平出力トランジスタＱ１０は１若しリンギング
電圧がそのコレクタ電圧に現われたと右に飽和状■に駆
動されろと、破壊葛ねる可能性がある。その様な亭■の
発生を阻止する之めに、フライバック変圧器巻線Ｗ３が
抵抗Ｒ３１Ｓとダイオ−ＦＤＬ６を介して水平駆動トラ
ンジスタＱ、１１０ベースに接続されている。始動期間
中のリンギングのような、巻線Ｗ３の両端間に生じた正
の電圧は−すべて水平駆動トランジスタＱ、１１を飽和
導通状部に順バイアスして１水平出力トランジスタＱ１
０をカットオフ状部に維持する・巻線Ｗ３％抵抗Ｒｓｓ
およびダイオードＤ１ｇは１ｔた１水平発振器３４の故
障期間や映像管のアーク発生期間のような故障状部にあ
る期間に水平出力トランジスタＱ、ｌＯを保護スル。

第１３図には為米国ニュージャージ州号マービルのアー
ルシーニー社偶のＲＣＡ３３９のような１カラド（Ｑ、
ＴＪＡＤ）比較器集Ｌａ１ｌｉｌｖＩＬＩｌ−ｔＪｒＤ
？を使用したｔｉｌｌ！ＩＭ器制御回路２６のまた別の
例が示されている。第Ｓ図と第１３図に示でれたｖ４整
器側御回路の違−は、第３図の回路がリトレース・パル
ス電圧ｖ８のピーク振幅の変化に応動するに対し、第１
３図の１！Ｊ路はＩＪ　）レース電圧の平均振幅に応動
する点である。

第１３図の調整器制御回路２６の動作は次の通りである
。第１４図（Ｃ３の水平リトレース・パルスはダイオー
ドＤｉ抵抗Ｂ２〜Ｒ６およびキャパシタＣ２によって積
分されろ。キャパシタＣ２の両端間には！！１１差ラン
プ電圧８１が発生する。この誤差ランプ電圧８１は１誤
差電圧増幅比較器ｔｌＩＡ中にお−て基準電圧レベルｖ
ＲＥＦと比較器れる０１＆準電圧レベルｖＲＥＦは、抵
抗Ｒ７％キャパシタＣ３およびキャバＶりＣ３を放電さ
せるランプ・ヌイツチ比較器ＬＩＩＢによって生成され
る基準ランプ電圧８３を１抵抗Ｒ８とキャバＶりＣ４で
積分することによって得られる。

第１４図（旬には、第２図ａおよび第２図すのフライバ
ック変圧器Ｔ１の高電力負荷時および低電力負荷時にお
ける１１１差電圧増幅器Ｕ工Ａのピン６と７における信
号波形が示亘れている。第１４図（０）は１高負荷時お
よび低負荷時における増幅器Ｕ工Ａのピン１の出力パル
スを示している。

増幅された誤差電圧Ｖｇは、誤差電圧増幅器Ｕ工Ａの出
力パルスを抵抗Ｒ１２とキャパシタＣ６により積分して
得られる。この増幅された誤差電圧ＶＢは次に、第１４
図（ｄ）に示されたように１出力パルス発生器比較器Ｕ
ＩＣ中で基準ランプ電圧８３と比ＩＩＲすれる。

この比較によって、第１３図のパルス幅変ｌｌ１ｌ葛ね
た制御パルス２７′または第ｇ図ａのパルス２７が生じ
１スイツチング・トランジスタＱＪの導通を制御する。

ブロッキング発振器３０の不安定動作を除くために、第
１３図のＩＡ！１器制御面制御回路２６御パルス２７′
の正向きの端縁の発生が水平偏向サイクルのトレース期
間の中心点を越えて遅れろことができないように１制御
範囲の制限を行なう。第１３図の比較器ＬＡＩＤがこの
制限作用を行なう。比較器ＵよりｔＪ誤差ランプ電圧８
１を増幅式ねた誤差電圧ＶＥと比較する。正常な動作期
間中−増幅ぢれた誤差電圧Ｖｇの範囲は第１４図Ｔｂｌ
に示亘れる如く誤差ランプ電圧８１の範囲よりも下で１
この範囲を通じて比較器ＬＡＩＤをカットオフ状部にし
ている。

過負荷期間中は、リトレース・パルス電圧ｖｒとｖ６の
振りは大幅に減少するが消滅はせず５ＩＩｉＩｌ差ラン
プ電圧８１は第１５図（１に水式れるようになお基準電
圧レベルＶ　　と交差する。【、かしＳ第１３図のＥＦ 回路中へ範囲制限比較器を設けろ手段が施式れていなけ
れば、誤差電圧増幅器Ｌ）工Ａのピン１に生ずる出力パ
ルスは第１Ｂ図（０）の破線波形にならう。このパルス
は一、偏向すイクル中は比較的長時間にわたって高状厄
すにあって１比較的大きな誤差電圧ｖ６．を生成するこ
とになる◇ ｔｎ１５図（ｄｌに示亘れるような、出力パルス発生器
ｔｌＩｏによる電圧”Ｅ＋と基準ランプ電圧８３の比較
により九第１Ｂ■（θ）の破線制御パルス２７′が発生
する◎破線パルス２７′の正向きの＠緑は水平トレース
の中心点を越えて遅らされ、この過負荷期間中、第２図
すのリトレース共振回路５０と負荷［［！ｌ回路２へ過
量の電力の転送が行なわれることになる。

その様な状部になることを防ぐためにＳ誤差電圧Ｖｔｔ
が範囲制限器Ｕよりの負入力端子に印加され１一方誤停
ランプ電圧８１が正の入力端子へ印加される。過負荷期
間中１このｇｌ差電圧は誤差ランプ電圧８１と交差する
に充分な第１ａ！ｌ４（ｂ）の太きｓ　ｖＥ、１を育し
、この誤差電圧ｖＥｌ′が誤差ランプ電圧８１よ皓も大
きいａすＵよりのピンＬ４に低出力レベルを生じさせる
。

Ｕ工ＡとＵよりの出力同士は論理的に合成されて第１δ
図（０）の実線パルス電圧を生成する。この電圧は１ｉ
１４図（０）の破線パルスの平均値よりも大幅に低い平
均［ＩＩＶ、’を有し１前述した低い誤差電圧Ｖ　Ｅ、
／を生成する。

この低い誤着電圧ｖｌｌｃ、′をｆｉ１５図ｍに水石ね
る基準ランプ電圧８３と比較すると１第１５図（ｅｌの
Ｉｊｌ！線で示す制御パルス波形２７′が生じ１この波
形２７′は１過負荷期間中制御範囲の制限を行なうのに
必要な、トレースの中心点の直前に生ずる正向きの端縁
な持っている・更に大幅に負荷が増大すると、Ｕ工Ａの
ピン１には低状部がよ昨長期に及ぶ電圧波形パル７が生
ずる。その結果１波形２７′の正向きの端縁はトレース
期間の始点へ向って更に後方へ変位基せられる。

ｖＡ差電圧増偏器ｔＪ工Ａのビン７を１抵抗Ｒ９を介し
て範囲制限器Ｕよりのピン８へ接続することにより、範
囲制限器Ｕよりの動作には僅かにヒステリシヌ特性が与
えられる。このヒステリシヌ特性Ｆｉ範囲制限器ＬＡＩ
Ｄの動作を安定化式せるものである。

回路の短絡期間中１非常な過負荷期間中、を九Ｆｉ第２
図ａのオン／オフヌイッチ２３が開かれてテレビジョン
受像機がターンオフ葛れろ期間中に発生する可能性があ
る一すトレーヌ・パルス電ＥＥＶｒとｖ８の減少時には
％ｔＦＩｌＳ図の制限器ダイオードＤ４は導通して積分
とれた基準電圧ｖＲＥｉ２Ｆのレベルを急速に低下式せ
る。この電圧レベルｖＲＥＦの低下はテレビジョン受像
機を電圧の過大な振れによる損傷から保護する。

誤着電圧増幅器Ｕ工Ａの利得はｉｇ！差ランプ電圧８１
の振幅に依存し、この損傷が小石くなる程利得は高くな
る。可変抵抗Ｒ５Ｆｉ誤差ランプ電圧８１の直流レベル
を変位させて、リトレース・バルヌｍ　圧ｖ、ｒの振幅
の調整制御を行なう。

第２図ａと第２図すの回路に使用し得るａばれた磁気素
子について次に説明する◎ Ｌ１：　　磁心　フィリップス（Ｊ　　ＩＪ２Ｂ／２０
／　１３％材料５ｃａｔたは同等物 空隙　各脚１ｎ ＷＡ　　巻ＥｄＪ＆１６８回、３ｊｎｌＨＷＢ　　巻回
数　７四− ｗｅ　　６回数　１０１１ 各巻線の線材は径０．６Ｍの銅Ｍ。

Ｔ工：　磁心　シーメンスｕ４？１材料Ｎ　２７　ｉた
は同等物 空隙　各脚０．１ＭＭ １０ボルト／巻回 Ｗｌ＠回数１２０回、タップ　６巻回目Ｗｊ！　　１Ｊ
ｔ１１ｆｌｔｌｌ　　９５！［１ｉｌｓＷ３　９回数　
６血、 Ｗ４　　　巻回数　ａｘｉｓ 各巻線の線材は径α５ＩａＩの銅線、 １次と２次間の耐圧　４０００ボルト。

【図面の簡単な説明】

第１図ａと第１図すはこの発明を実施した安定化された
偏向回路の２つの実施例をそれぞれ示す前略回路図、第
２ｖ！Ｊａとｗｉ２図すはこの発明を実施した安定化さ
れた偏向Ｉｊ１１ｗ１の一実施例の詳細な（２）略図、
第３図は第２図ａおよび第２図すの回路用の調整器制御
回路の一例回路図、第４図は第３図ａおよび第ｇｌｓ３
ｂに示す回路の動作に関連する波形を示す図１第１３図
＃′ｉｍｚ図ａと第２図すの回路に用いる調整器制御回
路のまた別の実施例の回路図１第１４図および第１５図
は第１３図の回路の動作に関連する波形を示す図である
。 ＬＨ・・・偏向巻線１２４・・・電圧源１２６・・・制
御手段（Ｉｆ）４器盤制御口路）１３０・・・ブロッキ
ング発振器、５０・・・共振リトレース期間、　ＯＲ・
・・リトレー２・キャバシタンヌ１６０・・・偏向発生
器１Ｌ１％Ｃ５・・・第２の共振回路（イン４′クタＬ
ｌ、キャパシタＣ５）　％　Ｓｚｓ　Ｓ２・・・スイッ
チング手段。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）偏向巻線と；この偏向巻線と共に共振リトレース
   回路を形成するリトレース・キャパシタンスと偏向周波
   数信号に応動するトレーススイッチを含み、上記偏向巻
   線に結合されて偏向サイクル中上記巻線中に走査電流を
   発生させる偏向発生器と；第２の共振回路と；電圧源と
   ；各偏向サイクルの第１の期間中上記第２の共振回路を
   上記電圧源に結合してこの第２の共振回路中にエネルギ
   ーを蓄えまた各偏向サイクルの第２の期間中上記第２の
   共振回路を上記共振リトレース回路に結合してその相互
   間でエネルギーの転送を行なわせるためのスイッチング
   手段と；上記偏向発生器と上記スイッチング手段とに結
   合され上記偏向発生器のエネルギーレベルに応じて上記
   スイッチング手段の導通期間を変化させて上記第２の共
   振回路と上記共振リトレース回路との間におけるエネル
   ギーの転送を調整する制御手段とを具備し；上記スイッ
   チング手段は上記偏向周波数信号の無いとき２つの結合
   モードの間で自走発振をするように構成されている、安
   定化偏向回路。