JPS58220568A - テレビジヨン受像機の電源回路 - Google Patents
テレビジヨン受像機の電源回路Info
- Publication number
- JPS58220568A JPS58220568A JP10209482A JP10209482A JPS58220568A JP S58220568 A JPS58220568 A JP S58220568A JP 10209482 A JP10209482 A JP 10209482A JP 10209482 A JP10209482 A JP 10209482A JP S58220568 A JPS58220568 A JP S58220568A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- winding
- current
- circuit
- transformer
- period
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N3/00—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages
- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
- H04N3/16—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical by deflecting electron beam in cathode-ray tube, e.g. scanning corrections
- H04N3/18—Generation of supply voltages, in combination with electron beam deflecting
- H04N3/185—Maintaining dc voltage constant
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Details Of Television Scanning (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、テレビジョン受像機の電源回路に関し、とく
に、スイッチングレギュレータの発振出力を水平発振出
力と兼用する方式の発振用のコンバータトランスとフラ
イバックトラくスを一体構造とすることによりレギュレ
ーション性能を向上させたものである。
に、スイッチングレギュレータの発振出力を水平発振出
力と兼用する方式の発振用のコンバータトランスとフラ
イバックトラくスを一体構造とすることによりレギュレ
ーション性能を向上させたものである。
尚、レギュレーション性能とは商用交流電源又はＤＣ−
ＤＣコンバータ方式の電源回路における入力直圧が変動
したとき、どれ程の範囲まで出力を一定に保持できるか
という能力をいうものとする。
ＤＣコンバータ方式の電源回路における入力直圧が変動
したとき、どれ程の範囲まで出力を一定に保持できるか
という能力をいうものとする。
テレビジョン受像機の電源回路はフライバックパルスに
よって駆動されたり又はブロッキング発振器のような自
励発振動作をしたりするスイッチングレギュレータと、
このスイッチングレギュレータの出力電流をフライバッ
クトランスの１次巻線に流しこの１次巻線に流れる電流
に基づき水平偏向コイルの偏向電流を得る水平偏向回路
とを回路的に一体に構成した回路が用いられる。このよ
うな回路の従来例を第１図に示す。これは、直流電源■
８の両端子間にコンバータトランスＬと、充放電コンデ
ンサＣ１及び充電路ダイオードＤ１とスイッチングトラ
ンジスタＴｒの直列回路を接続し、さらに放電路ダイオ
ードＤ２が前記コンバータトランスＬと充放電コンデン
サＣ１とで閉路をなすように構成したスイッチングレギ
ュレータ部と、フライバックトランスｌはその１次巻線
Ｌｐに共振コンデンサＣ２を並列に設け、この並列回路
を前記スイッチングトランジスタＴｒのコレクタとコン
バータトランスＬ間に介装して前記充電路ダイオードＤ
ｌがオフのときコンバータトランスＬの電流ＩＬをこの
並列回路に通すとともに、前記フライバックトランス１
の１次巻線電流Ｉｐを前記スイッチングトランジスタＴ
ｒ 、ダイオードＤ３．コンデンサＣ１で構成した閉路
に流すようにした水平偏向回路とから構成されている。
よって駆動されたり又はブロッキング発振器のような自
励発振動作をしたりするスイッチングレギュレータと、
このスイッチングレギュレータの出力電流をフライバッ
クトランスの１次巻線に流しこの１次巻線に流れる電流
に基づき水平偏向コイルの偏向電流を得る水平偏向回路
とを回路的に一体に構成した回路が用いられる。このよ
うな回路の従来例を第１図に示す。これは、直流電源■
８の両端子間にコンバータトランスＬと、充放電コンデ
ンサＣ１及び充電路ダイオードＤ１とスイッチングトラ
ンジスタＴｒの直列回路を接続し、さらに放電路ダイオ
ードＤ２が前記コンバータトランスＬと充放電コンデン
サＣ１とで閉路をなすように構成したスイッチングレギ
ュレータ部と、フライバックトランスｌはその１次巻線
Ｌｐに共振コンデンサＣ２を並列に設け、この並列回路
を前記スイッチングトランジスタＴｒのコレクタとコン
バータトランスＬ間に介装して前記充電路ダイオードＤ
ｌがオフのときコンバータトランスＬの電流ＩＬをこの
並列回路に通すとともに、前記フライバックトランス１
の１次巻線電流Ｉｐを前記スイッチングトランジスタＴ
ｒ 、ダイオードＤ３．コンデンサＣ１で構成した閉路
に流すようにした水平偏向回路とから構成されている。
また、前記スイッチングトランジスタＴｒはベースに駆
動回路３を介してフライバックトランスｌの整流出力が
印加されるようになっている。即ち、この整流出力はフ
ライバックトランス１の３次巻線ＬＤに誘起された電圧
をダイオードＤ４．コンデンサＣ３からなる整流回路を
通して得ることができ、前記１次巻線ｔｐに流れる電流
Ｉｐに対応した゛電圧となっている。つまり、この駆動
回路２は２次巻線ため、前記スイッチングトランジスタ
Ｔｒのスイッチング周期を制御するものである。
動回路３を介してフライバックトランスｌの整流出力が
印加されるようになっている。即ち、この整流出力はフ
ライバックトランス１の３次巻線ＬＤに誘起された電圧
をダイオードＤ４．コンデンサＣ３からなる整流回路を
通して得ることができ、前記１次巻線ｔｐに流れる電流
Ｉｐに対応した゛電圧となっている。つまり、この駆動
回路２は２次巻線ため、前記スイッチングトランジスタ
Ｔｒのスイッチング周期を制御するものである。
上記の構成において、１次巻線Ｌｐの電流■ｐは第２図
（Ａ）に示す電流波形となり、コンバータトランスＴの
電流■Ｌは第２図（Ｂ）に示す電流波形となる。この第
２図において各波形の横軸である時間軸ｔは夫々対応し
ており、時刻ｔ１〜もの期間は走査期間に相当し、ｔ３
〜ちの期間は帰線期間に相当している。即ち、スイッチ
ングトラル欅、Ｔｒのスイッチング周期は水平発振出力
の発振周期に一致させ、前記走査期間はトランジスタＴ
ｒが導通し、帰線期間には非導通となるものである。
（Ａ）に示す電流波形となり、コンバータトランスＴの
電流■Ｌは第２図（Ｂ）に示す電流波形となる。この第
２図において各波形の横軸である時間軸ｔは夫々対応し
ており、時刻ｔ１〜もの期間は走査期間に相当し、ｔ３
〜ちの期間は帰線期間に相当している。即ち、スイッチ
ングトラル欅、Ｔｒのスイッチング周期は水平発振出力
の発振周期に一致させ、前記走査期間はトランジスタＴ
ｒが導通し、帰線期間には非導通となるものである。
この走査期間であるスイッチングトランジスタＴｒの導
通期間に、コンバータトランスＬはその電流（以下コン
バータ電流という） ＩＬを充放電コンデンサＣ１，充
電路コンデンサＤＩ、スイッチングトランジスタＴｒを
通して流し、回路にエネルギーを供給する。このとき、
フライバックトランス１（以下ＦＢＴという）の１次巻
線Ｌｐを流れる電流（以下１次巻線電流という） Ｉｐ
はすでに増加して来ており、この電流Ｉｐの大きさがコ
ンバータ電流■Ｌの大きさを越えるとコンバータ電流Ｉ
Ｌの経路であった充電路ダイオードＤ、が非導通にされ
る。このため、コンバータ屯流ＩＬは１次巻線Ｌｐ側の
みを流れることになる。このコンバータ電流ＩＬに基づ
く１次巻線電流Ｉｐは、スイッチングトランジスターＴ
ｒ 、ダイオードＤ３．充放電コンデンサＣ１の経路を
流れる。次に、スイッチングトランジスタＴｒが非導通
となって帰線期間ｔ３−１１＋（１，）になると、前記
導通期間の経路で充電された充放電コンデンサＣ１の電
圧ｖｏによる電流を放電路ダイオードＤｓを介して流す
。これと同ｐに、１次巻線電流ＩｐはダイオードＤ、の
導通による共振コンデンサＣ２の端子間電圧で一気に逆
転減少する。この電流１ｐは時刻ｔ４で「０」値を越し
、共振コンデンサＣ２の重圧が無くなったところでコン
バータ電流■Ｌの方向に従って正転し、その値を徐々に
増すようになる。そして、再びスイッチングトランジス
タＴｒが導通するとコンバータトランスＬは回路にエネ
ルギーを供給する。
通期間に、コンバータトランスＬはその電流（以下コン
バータ電流という） ＩＬを充放電コンデンサＣ１，充
電路コンデンサＤＩ、スイッチングトランジスタＴｒを
通して流し、回路にエネルギーを供給する。このとき、
フライバックトランス１（以下ＦＢＴという）の１次巻
線Ｌｐを流れる電流（以下１次巻線電流という） Ｉｐ
はすでに増加して来ており、この電流Ｉｐの大きさがコ
ンバータ電流■Ｌの大きさを越えるとコンバータ電流Ｉ
Ｌの経路であった充電路ダイオードＤ、が非導通にされ
る。このため、コンバータ屯流ＩＬは１次巻線Ｌｐ側の
みを流れることになる。このコンバータ電流ＩＬに基づ
く１次巻線電流Ｉｐは、スイッチングトランジスターＴ
ｒ 、ダイオードＤ３．充放電コンデンサＣ１の経路を
流れる。次に、スイッチングトランジスタＴｒが非導通
となって帰線期間ｔ３−１１＋（１，）になると、前記
導通期間の経路で充電された充放電コンデンサＣ１の電
圧ｖｏによる電流を放電路ダイオードＤｓを介して流す
。これと同ｐに、１次巻線電流ＩｐはダイオードＤ、の
導通による共振コンデンサＣ２の端子間電圧で一気に逆
転減少する。この電流１ｐは時刻ｔ４で「０」値を越し
、共振コンデンサＣ２の重圧が無くなったところでコン
バータ電流■Ｌの方向に従って正転し、その値を徐々に
増すようになる。そして、再びスイッチングトランジス
タＴｒが導通するとコンバータトランスＬは回路にエネ
ルギーを供給する。
以上のような動作が繰り返されてＦＢＴの２次。
３次巻線Ｌｓ、ＬＤに電圧を誘起するものである。
このように、上記水平偏向回路はスイッチング回路のス
イッチングに基づく充放電コンデンサＣ１の両端電圧■
ｏを電源として駆動されるものである。ここで、スイッ
チングトランジスタＴｒ のコレクタ・エミツタ路を
流れる電流をできるだけ小さくすると全体に各巻線Ｌ
、 ｒ、ｐの容量等も減少させることができる。このた
めには、第２図（ト）において１次巻線電流Ｉｐの正・
負のピーク値が等しくなるようにすれば良いが、これは
水平発振出力の走査期間と帰線期間との間係が走査期間
〉帰線期間という性質から制約される。そこで、前 。
イッチングに基づく充放電コンデンサＣ１の両端電圧■
ｏを電源として駆動されるものである。ここで、スイッ
チングトランジスタＴｒ のコレクタ・エミツタ路を
流れる電流をできるだけ小さくすると全体に各巻線Ｌ
、 ｒ、ｐの容量等も減少させることができる。このた
めには、第２図（ト）において１次巻線電流Ｉｐの正・
負のピーク値が等しくなるようにすれば良いが、これは
水平発振出力の走査期間と帰線期間との間係が走査期間
〉帰線期間という性質から制約される。そこで、前 。
記コンデンサＣＩの両端電圧ｖｏを効率良く発生させれ
ばこの回路のレギュレーション能力も向上し、かつ、各
コイル（１次巻ＨＬｐ等）やトランジスタ類に流れる電
流が少なくなり、回路に負担をかけずにスイッチング周
期作をする。このためには、上記の動作において、１次
巻線電流Ｉｐが増加し始めてから「０」クロスするまで
の期間を最大限長くするマタイミングで充放電を繰り返
せば良い。
ばこの回路のレギュレーション能力も向上し、かつ、各
コイル（１次巻ＨＬｐ等）やトランジスタ類に流れる電
流が少なくなり、回路に負担をかけずにスイッチング周
期作をする。このためには、上記の動作において、１次
巻線電流Ｉｐが増加し始めてから「０」クロスするまで
の期間を最大限長くするマタイミングで充放電を繰り返
せば良い。
しかしながら、前記と同様にスイッチングトランジスタ
Ｔｒはそのスイッチング周期が水平発振周期と一致しな
ければならないため（水平偏向コイルの偏向電流との関
係）、時定数的な設計変更でこの問題を解決することは
困難であった。
Ｔｒはそのスイッチング周期が水平発振周期と一致しな
ければならないため（水平偏向コイルの偏向電流との関
係）、時定数的な設計変更でこの問題を解決することは
困難であった。
本発明は上述した点に鑑み、コンバータトランスとフラ
イバックトランスを一体化して巻線電流の減少化を図る
ことにより、使用回路素子の９担を少なくし、且つ回路
のレギュレーション範囲即ち入力電圧の許容範囲を−げ
ると共に回路構成の重量の嵯減化と製造コストの低廉化
及び取付面積の縮少化を可能とするテレビジョン受像機
の電源回路を提供することを目的とするものである。
イバックトランスを一体化して巻線電流の減少化を図る
ことにより、使用回路素子の９担を少なくし、且つ回路
のレギュレーション範囲即ち入力電圧の許容範囲を−げ
ると共に回路構成の重量の嵯減化と製造コストの低廉化
及び取付面積の縮少化を可能とするテレビジョン受像機
の電源回路を提供することを目的とするものである。
上述した目的を達成するため、本発明はスイッチングレ
ギュレータ部の発振用第１巻線をフライバックトランス
内に設けてスイッチングトランジスタのコレクタ側にフ
ライバックトランスの所定の第２巻線と前記第１巻線と
が結合係数を有するようにしたことを特徴とし、この結
合により前記第２巻線の電流（水平発振出力電流）を減
らして、その分館１巻線に流すようにして、レギュレー
ション範囲を向上させると共に、各素子に流れる電流を
軽減したものである。
ギュレータ部の発振用第１巻線をフライバックトランス
内に設けてスイッチングトランジスタのコレクタ側にフ
ライバックトランスの所定の第２巻線と前記第１巻線と
が結合係数を有するようにしたことを特徴とし、この結
合により前記第２巻線の電流（水平発振出力電流）を減
らして、その分館１巻線に流すようにして、レギュレー
ション範囲を向上させると共に、各素子に流れる電流を
軽減したものである。
〔発明の実施例］
以下、本発明を第３図以下に示す実施例について説明す
る。尚、第１図と同一要素には同一符号を記して説明す
る。
る。尚、第１図と同一要素には同一符号を記して説明す
る。
先ず、第３図において、符号１１はフ・テ４ノ（ツタト
ランスであり１．、入力側には第１巻線１２ と第２
の巻線１３とを直列接続し、これをエミッタ接地したス
イッチング用トランジスタＴ【のコレクタに接続しであ
る。又、各々順方向に直列接続した第２ダイオードＤ２
及び第３ダイオードＤ３を直流電源ＶＢに並列接続して
あって、第２ダイオードＤ！のアノードをアース極に接
続し、第３ダイオードＤｓのカソードをプラス極に接続
してあり、この第２及び第３ダイオードＤ２．Ｄｓの接
続点は、充放電コンデンサＣＩを介してｇｔの巻線１２
と第２の巻線１３との交点に接続し、且つこれと並列に
上記接続点とＦＢＴＩＩの第２巻ｍ１３との間に第１ダ
イオードＤ１を接続しである。更に、ＦＢＴＩＩ出力側
には、第４ダイオードＤ４及び平滑コンデンサＣ３で構
成した平滑回路１４を接続し、その出力は駆動回路２を
介して前記トランジスタＴｒ のベースに入力せしめ
、このトランジスタＴｒ の導通時間を制御するよう
にしである。このように本発明は従来のコンバータトラ
ンスＴに相当する第１巻線１２をＦＢＴＩＩの第２巻線
１３と共に同一コアに所定の極性を合わせた状態で巻装
し、トランスを一体化し、た構成である。尚、上記ＦＢ
ＴＩＩ の入力側には共振コンデンサＣ２を接続する
一方、出力側を負荷回路（図示せず）に接続した構成で
ある。上述した構成について以下に作用を説明する。
ランスであり１．、入力側には第１巻線１２ と第２
の巻線１３とを直列接続し、これをエミッタ接地したス
イッチング用トランジスタＴ【のコレクタに接続しであ
る。又、各々順方向に直列接続した第２ダイオードＤ２
及び第３ダイオードＤ３を直流電源ＶＢに並列接続して
あって、第２ダイオードＤ！のアノードをアース極に接
続し、第３ダイオードＤｓのカソードをプラス極に接続
してあり、この第２及び第３ダイオードＤ２．Ｄｓの接
続点は、充放電コンデンサＣＩを介してｇｔの巻線１２
と第２の巻線１３との交点に接続し、且つこれと並列に
上記接続点とＦＢＴＩＩの第２巻ｍ１３との間に第１ダ
イオードＤ１を接続しである。更に、ＦＢＴＩＩ出力側
には、第４ダイオードＤ４及び平滑コンデンサＣ３で構
成した平滑回路１４を接続し、その出力は駆動回路２を
介して前記トランジスタＴｒ のベースに入力せしめ
、このトランジスタＴｒ の導通時間を制御するよう
にしである。このように本発明は従来のコンバータトラ
ンスＴに相当する第１巻線１２をＦＢＴＩＩの第２巻線
１３と共に同一コアに所定の極性を合わせた状態で巻装
し、トランスを一体化し、た構成である。尚、上記ＦＢ
ＴＩＩ の入力側には共振コンデンサＣ２を接続する
一方、出力側を負荷回路（図示せず）に接続した構成で
ある。上述した構成について以下に作用を説明する。
今、ＦＢＴＩＩの第２巻線１３と第１巻線１２ Ｇよ、
前記した如く極性が合致して結合する。その結合係数を
Ｋとすると、トランジスタＴｒの導通期間（第２ 図中
ｔｔ〜ｔ、の間）におけるコンバータ電流ＩＬに相当す
る第１巻線電流と、１次巻線電流Ｉｐに相当する第２巻
線電流は各々次式のよう番こなる。
前記した如く極性が合致して結合する。その結合係数を
Ｋとすると、トランジスタＴｒの導通期間（第２ 図中
ｔｔ〜ｔ、の間）におけるコンバータ電流ＩＬに相当す
る第１巻線電流と、１次巻線電流Ｉｐに相当する第２巻
線電流は各々次式のよう番こなる。
の初期値である。
周知の如く、トランスは、第４図に示すよう番こ所定パ
ーミアンスの望隙１６を有するコア１７を用いることに
より結合係数Ｋが０．８以下になる。
ーミアンスの望隙１６を有するコア１７を用いることに
より結合係数Ｋが０．８以下になる。
上記（１） ＊ （２）式より明確な如くこの結合に基
づく係数１（及び第１巻線の巻数ＮＬと第２巻線の巻数
Ｎｐの選択によりコンバータゐ流ＩＬ及び第２巻線電流
Ｉｐの値を、マツチングが無い場合（Ｋ＝０゜即ち従来
回路に相当）より減らすことが可能である。したがって
、上記の直流Ｉｐ、ＩＬが減少すればスイッチングトラ
ンジスタＴｒ及びダイオードの負担が軽くなることは明
らかである。
づく係数１（及び第１巻線の巻数ＮＬと第２巻線の巻数
Ｎｐの選択によりコンバータゐ流ＩＬ及び第２巻線電流
Ｉｐの値を、マツチングが無い場合（Ｋ＝０゜即ち従来
回路に相当）より減らすことが可能である。したがって
、上記の直流Ｉｐ、ＩＬが減少すればスイッチングトラ
ンジスタＴｒ及びダイオードの負担が軽くなることは明
らかである。
Ｌ
又・上記（２）式において−Ｋ Ｘ Ｎ、 Ｘ Ｉ Ｌ
（ｔ）は１″′−タ電流Ｉ Ｌ（ｔ）によって第１巻
線１２に誘起される少しても出力電力が低下することは
ない。つまり、水平偏向回路及びフライバックトランス
エ１ の出力側負荷の損失は一定だから、第２巻線電
流Ｉｐの減少分は第１巻線１２より供給される。そして
、第２巻線電流Ｉｐが減少すると、笥２図における期間
ｔ、 ”’＋＋ ｔ、が広がることになる。これにより
、タイミングがずれて、偏向電流波形（第２図（ト）と
スタＴｒが導通すると電流波形に不連続点を生ずる）も
のである。この現象は直流電源ＶＢ の変動等によっ
て多分に発生するもので、言い換えれば期間ｔ、、 ％
ｔ、の幅を広げることにより上記歪等の発生する率を
軽減できる。つまり言い方を変えれば、回路のレギュレ
ーション性能がそれだけ向上したものである。
（ｔ）は１″′−タ電流Ｉ Ｌ（ｔ）によって第１巻
線１２に誘起される少しても出力電力が低下することは
ない。つまり、水平偏向回路及びフライバックトランス
エ１ の出力側負荷の損失は一定だから、第２巻線電
流Ｉｐの減少分は第１巻線１２より供給される。そして
、第２巻線電流Ｉｐが減少すると、笥２図における期間
ｔ、 ”’＋＋ ｔ、が広がることになる。これにより
、タイミングがずれて、偏向電流波形（第２図（ト）と
スタＴｒが導通すると電流波形に不連続点を生ずる）も
のである。この現象は直流電源ＶＢ の変動等によっ
て多分に発生するもので、言い換えれば期間ｔ、、 ％
ｔ、の幅を広げることにより上記歪等の発生する率を
軽減できる。つまり言い方を変えれば、回路のレギュレ
ーション性能がそれだけ向上したものである。
本実施例による回路では、第２巻線電流Ｉｐ を減少
させ得るためｔｏ％ ｔ、の幅を従来の回路より広くす
ることができる。従って回路のレギュレーション範囲を
広くできる。このことは、第５図に図示の第２実施例で
も同様である。即ち、第１巻１１１２に中間タップ１８
を設け、ここに第３ダイオードＤｓのカソードを接続し
た構成でも前記実施例と同等の効果が得られる。尚、第
２実施例の作用は前記第１実施例と同じであるため説明
を省略する。
させ得るためｔｏ％ ｔ、の幅を従来の回路より広くす
ることができる。従って回路のレギュレーション範囲を
広くできる。このことは、第５図に図示の第２実施例で
も同様である。即ち、第１巻１１１２に中間タップ１８
を設け、ここに第３ダイオードＤｓのカソードを接続し
た構成でも前記実施例と同等の効果が得られる。尚、第
２実施例の作用は前記第１実施例と同じであるため説明
を省略する。
以上述べたように本発明によれば、コンパ−減し、トラ
ンジスタ等のスイッチング素子やダイオード等回路素子
の負担を軽減し得ると共に回路のレギュレーション性能
をより広くすることが可能となり、更には回路構成の重
限や製遺価格乃至取付面積等を大巾に小さくすることが
できる等幾多の優れた特徴を有するものである。
ンジスタ等のスイッチング素子やダイオード等回路素子
の負担を軽減し得ると共に回路のレギュレーション性能
をより広くすることが可能となり、更には回路構成の重
限や製遺価格乃至取付面積等を大巾に小さくすることが
できる等幾多の優れた特徴を有するものである。
第１図は従来のスイッチングレギュレータの回路図、第
２図は第１図に示す回路の各巻線電流波形を示す波形図
、第３図は本発明の実施例を示す回路図、第４図は第３
図の回路に使用するトランスの構成を示す説明φ←噌図
、第５図は他の実施例を示す回路図である。 １）ｓ 、Ｉ）２．Ｄｌ 、Ｄ４・・・ダイオードＣ，
、ｃ、 、ｃ、・・・コンデンサ Ｔｒ・・・スイッチング用トランジスタ２・・・駆動回
路 １１・・・フライバックトランス １２・・・第１巻着 １３・・・第２巻線 １７・・・コア 代理人ブを理↓ 則近込’：Ｉｆｊ（ほか１名）第１図 し 第２図 第３図 第４図
２図は第１図に示す回路の各巻線電流波形を示す波形図
、第３図は本発明の実施例を示す回路図、第４図は第３
図の回路に使用するトランスの構成を示す説明φ←噌図
、第５図は他の実施例を示す回路図である。 １）ｓ 、Ｉ）２．Ｄｌ 、Ｄ４・・・ダイオードＣ，
、ｃ、 、ｃ、・・・コンデンサ Ｔｒ・・・スイッチング用トランジスタ２・・・駆動回
路 １１・・・フライバックトランス １２・・・第１巻着 １３・・・第２巻線 １７・・・コア 代理人ブを理↓ 則近込’：Ｉｆｊ（ほか１名）第１図 し 第２図 第３図 第４図
Claims (1)
- 発振用の第１巻線を有するスイッチングトランジスタを
用いてスイッチングレギュレータを構成し、このレギュ
レータの発振出力をフライバックトランスに巻回した第
２巻線に印加して水平発振出力と焦るようにしたテレビ
ジョン受像機の電源回路において、前記第１巻線と第２
巻線とを前記フライバックトランスの同一コアに巻回す
るとともに、これら各第１．第２巻線を直列に接続して
前記スイッチングトランジスタのコレクタ側に配設され
るようにしたことを特徴とするテレビジョン受像機の電
源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10209482A JPS58220568A (ja) | 1982-06-16 | 1982-06-16 | テレビジヨン受像機の電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10209482A JPS58220568A (ja) | 1982-06-16 | 1982-06-16 | テレビジヨン受像機の電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58220568A true JPS58220568A (ja) | 1983-12-22 |
Family
ID=14318185
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10209482A Pending JPS58220568A (ja) | 1982-06-16 | 1982-06-16 | テレビジヨン受像機の電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58220568A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0193057A2 (de) * | 1985-02-21 | 1986-09-03 | Deutsche Thomson-Brandt GmbH | Transformator für einen Fernsehempfänger |
-
1982
- 1982-06-16 JP JP10209482A patent/JPS58220568A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0193057A2 (de) * | 1985-02-21 | 1986-09-03 | Deutsche Thomson-Brandt GmbH | Transformator für einen Fernsehempfänger |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6366476B1 (en) | Switching power supply apparatus with active clamp circuit | |
| US6418038B2 (en) | Complex resonant DC-DC converter and high voltage generating circuit driven in a plurality of frequency regions | |
| EP0653831B1 (en) | Power circuit | |
| US6515875B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| US6839245B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP2000152617A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| KR20010078125A (ko) | 고전압 안정화회로 | |
| JPS6036710B2 (ja) | 電源装置 | |
| US5640310A (en) | Current resonance type switching power source | |
| JP2002034245A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| US7298633B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP2001095251A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| US20030198062A1 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP2002262568A (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPS58220568A (ja) | テレビジヨン受像機の電源回路 | |
| US5923155A (en) | Circuit for the production of an auxiliary voltage | |
| JP3090766B2 (ja) | Ａｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP4218092B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JPH01311779A (ja) | テレビジョン受像機用電源 | |
| JPS61277372A (ja) | 電源装置 | |
| JP3082877B2 (ja) | Ａｃ／ｄｃコンバータ | |
| KR790001052B1 (ko) | 선 편향코일의 톱니파 편향전류 발생 회로장치 | |
| JPH0117888Y2 (ja) | ||
| JPH06261543A (ja) | Ａｃ／ｄｃコンバータ | |
| JP2000125551A (ja) | 電圧共振形スイッチング電源回路 |