JPS58123274A - 水平偏向回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、テレビジョン受像機に用いられる水平偏向回
路に関するものである。

一般に、テレビジョン受像機の水平偏向回路には電圧安
定化回路により安定化された直流電源が供給され、安定
な偏向′ｆＲ流や高圧等が得られるようになされている
が、本発明は安定化電圧回路を用いずに水平偏向回路に
非安定な直流電源を供給しても、水平偏向回路自身で安
定化を図ることができるようにした回路を提供するもの
である。

まず、第１図に従来の水平偏向回路の一例を示す。１は
電源回路で、交流電源を直流電源に変換する整流平滑回
路２と、整流平滑回路２で得られた非安定な直流電源を
安定な直流電圧にする安定化電圧回路３とを有する。交
流電源はダイオード４．５．．６．７およびコンケンサ
−８で整流平滑し、電圧安定化回路３およびコンデンサ
ー９によって安定化した直流電源を得る。

この安定化した直流電源は水平偏向回路１０に供給する
。水平偏向回路０ではブラウン管への高圧の供給や水平
偏向ヨーク１１へののこぎり波電流の発生供給、および
帰線パルスを利用した必要な直流電圧の供給等を行って
いる。安定化した直流電圧はフライバックトランス１２
の一次巻線１３に供給し、その−次巻線１３の他端には
水平比カドランシスター１４を接続している。トランジ
スター１４のベースには水平ドライブ回路１５から水平
周期で繰り返す水平ドライブ電圧を供給してトランジス
ター１４を駆動する。

トランジスター１４のコレクターとエミッター間にはダ
ンパーダイオード１６、共振コンデンサー１７、水平偏
向ヨーク１１および８字補正用コンデンサー１８を接続
しており、偏向ヨーク１１には安定な水平周期ののこぎ
り波電流を供給する。

同時に、トランジスター１４のコレクターとエミ：。

ツタ−間には帰線パルスが発生するので、フライバック
トランス１２の一次巻線１３と高圧巻線１９との巻数比
で決定される電圧を高圧巻線１９に得、これをダイオー
ド２０で整流してブラウン管に高圧ＥＨＴを供給する。

また、パルス巻線２１からは得られたパルスをダイオー
ド２２で整流して他の回路に必要な直流電圧Ｖｃｃを供
給している。

さて、第１図中の電源回路１の電圧安定化回路３は非安
定な直流電圧を安定な直流電圧に変換する安定化回路で
あるが、その回路としては第２図ａに示すような周知の
回路が用いられる。その回路構成は、トランジスター２
３とその制御回路２４とからなり、人力直流電圧が変動
しても、出力端子には安定な直流電圧が得られる。。

この回路方式はコスト面から見ても安価で、また動作も
安定であるが、その反面、第２図すに示すように入出力
特性で斜線の部分の電力をトランジスター２３で消費し
ており、効率が悪く、また当然に大きい放熱板が必要に
なる。さらにその熱の処理等が難しく、消費電力も大き
い。部品の体積についても、大きい放熱板等が必要であ
り、コンパクト化の必要な小形テレビセット等への導入
は特に難しい。

そこで、本発明はこれらの問題点を解消して、効率が良
くて損失が少なく、熱の発生も少なくて小形化できる、
動作の安定な、しかも制御口絡め構成を簡易化すること
のできる水平偏向装置を提供することを目的とするもの
である。

以下、本発明につき、その実施例を示す図面を参照して
詳細に説明する。まず、第３図に本発明の一例を示す。

この回路構成は、電源の電圧安定化回路を使用せず水平
偏向回路自身で安定する自己安定型の水平偏向回路であ
る。

この回路は、第１のスイッチング制御素子すなわち水平
出力トランジスタ３１と第１のコンデンサーすなわち共
振コンデンサー３４と、第１および第２のダイオード３
８．３９の直列回路とを並列接続した第１の差動回路と
、第２のコンデンサー３６１Ｅ１（７）：ｆｆイル４１
と第２のコイル４２および第２のスイッチング制御素子
すなわちサイリスタ４０の直列回路とを並列接続した第
２の並列回路と、第３のコンデンサー３６　ト第３のコ
イルすなわちフライバックトランス・４４の一次巻線４
５と第４のコイルすなわち水平偏向ヨーク４３および第
４のコンデンサーすなわち８字補正コンデンサー３７の
直列回路とを並列接続した第３の並列回路とを設け、第
２の並列回路と第３の並列回路とを直列接続し、さらに
その直列回路に第１の並列回路を第６のコンデンサー４
６と第６のコンデンサー３０とを介して並列接続し、第
６のコンデンサー３０には安定化していない直流電圧を
供給し、第３の並列回路に発生する水平偏向ヨークのの
こぎり波電流を検出回路４７で検出して、その検出した
レベルに応じて第２のスイッチング制御素子４ｏのトリ
ガー位相を制御回路４８で制御し、水平偏向ヨークおよ
びフライバックトランスの一次巻線に発生するのこぎり
波電流および帰線パルスを安定化するようにしたことを
特徴としているものである。

さらに、第２の並列回路と第３の並列回路との相互接続
・点を接地し、水平偏向ヨークに流れる偏向電流の大き
さを検出する横出回路４７をその偏向ヨークと接地との
間に接続するようにしたことを特徴としているものであ
る。

この回路の動作電源としては、交流電源ＡＣをダイオー
ド２６，２６，２７．２８とコンデンサー２９とで整流
平滑して、コンデンサー３０の両端に非安定の直流電圧
を供給する。

トランジスター３１は水平出カドランシスターとして動
作し、水平発振・ドライブ回路３２よりドライブトラン
ス３３を介して駆動されて水平周期でオン・オフを繰り
返している。水平出カドランシスター３１のコレクター
とエミッター間には共振コンデンサー３４．３５，３６
．８字補正コンデンサー３７、ダンパーダイオード３８
．３９、サイリスタ４０．コイル４１，４２、水平偏向
ヨーク４３、フライバックトランス４４の一次巻線４５
、および電源用コンデンサー３０．４６を第３図に示す
構成で接続する。さらに、サイリスタ４ｏのゲートには
、偏向ヨーク４３に流れるのこぎり波電流（水平偏向回
路）の、＊　＜　ｐｖ　’（大きさ）を検出回路４７で
検出した検出出力に応じて、制御回路４８およびトラン
ス４９を通してトリガー信号を入力する。また、フライ
バックトランス４４からはその高圧巻線５０より、ダイ
オード５１を介して高圧Ｅｌ（Ｔをブラウン管へ、また
パルス巻線６２からはダイオード５３を介して必要な直
流電圧Ｖｃｃを他の回路へ供給するようにしている。

この回路は、偏向ヨーク４３及びフライバックトランス
４４に発生する水平周期ののこぎり波電流と帰線パルス
を一定にし、動作の安定な水平偏向回路として構成され
ている。

次に、この回路の動作を説明する。第４図に第３図を簡
単にした等価回路図を示す。この回路で、スイッチ３１
’は水平出カドランシスター３１に、スイッチ４０　／
はサイリスタ４ｏに相当する。コイル４３′は偏向ヨー
ク４３とフライバックトランス４５との合成インダクタ
ンスである。

まず、スイッチ４０’がオープンの場合を説明する。こ
の回路は、コイル４１．共振コンデンサー３６、ダンパ
ーダイオード３８、および電源用コンデンサー４６から
なる第１ののこぎり波電流発生回路と、コイル４３１．
共振コンデンサー３６゜ダンパーダイオード３９、およ
び電源用コンデンサー４６．３０からなる第２ののこぎ
り波電流発生回路との、２つののこぎり波電流発生回路
で構成されている。コンデンサー３４は両者に共用の共
振コンデンサーである。

この回路の条件としてＬ４１・０３５””４３　’　−
０３６としておく。さらに、のこぎり波電流発生回路の
動作電圧を決める電源コンデンサーの端子電圧について
は、コンデンサー３０の電圧ｖ３゜は電源回路からの供
給電圧で決定され、コンデンサー４０の端子電圧はある
値ｖ４゜が決定される（この値ｖ４゜については後述す
る）。

まず、第６図において時刻ｔ０〜ｔ１の間は、スイッチ
３１１がオンになり、第６図に示すようにコイル４１．
４３’では直線的に電流、’４１．ｉ４３／が上昇する
。この電流ｉ　　、ｔ　　／は、上記の条件Ｌ４１・１
　４３ Ｃ３６＝Ｌ４３Ｉ−Ｃ３６では同じ軌跡を描く。時刻ｔ
１ではコイル４１．４３／の電磁エネルギーが最大とな
り、ここでスイッチ３１′がオフになる。スイッチ３１
がオフになると、コイル４１．４３’の電磁エネルギー
は４１→３５，４３’→３６　、（４１＋４３９−３４
という様に各々の共振コンデンサー３６゜３６．３４へ
移行される。

時刻ｔ２においては、各々の共振コンデンサー３５．３
６．３４の静電エネルギーは最大となり、ｔ２を過ぎる
とＬＣ共振の原理に従い、３６→４１゜３６−４４３１
，３４→（４１＋４３′）の関係でエネルギーが移行さ
れる。

時刻ｔ３ではコイル４１．４３’の電磁エネル杵が再び
最大となり、共振振動を繰り返そうとするが、このとき
ダンパーダイオード３８．３９がオンになるため、コイ
ル４１−コンデンサー４６→ダンノＦンイオード３８−
コイル４１のループと、シ コイル４３′→コンデンサー３０−ダンハダイオード３
９−コンデンサー４６−コイル４３′のループとで、各
々ダンパー電流が流れ、スイッチ３１′がオンになる１
時刻ｔ４までコイル４１．４３’の電流’４１’４３’
は減少しなが←・竿れ、コンデンサー４６．３０にエネ
ルギーが移行する。しかし、コンデンサー４６において
は両方のダンパー電流で打ち消されるため、結果として
電流が０となり、電圧の変化は生じない。

以上の動作を１サイクルとして、水平周期で繰り返す。

ここで、コンデンサー４６の端子電圧について説明する
。第４図において、スイッチ３１′がオンになってい゛
る時に電源用コンデンサー３０からコイル４３’、４１
に電流が流れると各コイル４３′。

４１には逆起電圧を生じる。コンデンサー３０の両端電
圧をｖ３ｏとし、コイル４３′の逆起電圧をＶｚ、コイ
ル４１の逆起電圧”ｖ４１とすると、３ Ｖ　　：ＦＶ　　／＋Ｖ　　　　・・−・・　■３０　
　　４３　　　　４１ となる。

コイル４１．４３’の電流’４１＄”４３／はこの条件
では等しくこのＩ［をｉとすると、逆起電圧ｖ４１゜Ｖ
　４３　／はこの電流の時間的変化に比例するのでｉ ｖ４１　：”４１　’　ｄ、、−ｔ　”−”■となる。

ｉ ０９０式より”　４３　’　＝ｖ３０−ｖ４１　＝　Ｌ
４３　’　”　、１（であり、 ０式より、 となる。

０式と０式は等しいので、 Ｌ４３１Ｌ４１ となり、この逆起電圧の値はコイル４３′の電圧降下に
等しくなっている。従って、コイル４１とコイル４３′
の交点ａの電圧はｖ　−■　　つまりＶ４３　ｐ３０　
　４１　＃ に維持され、コンデンサー４６の両端電圧ｖ４６もこの
電圧となる。

以上のことから、コイル４１等で構成される第１ののこ
ぎり波電流発生回路の動作電圧ｖ４１はコンデンサー４
６の両端電圧ｖ４６で決定され、−力コイル４３′等で
構成される第２ののこぎり波電流発生回路の動作電圧Ｖ
　４　ｓ　／はｖ３ｏ−■４６つまり３、コンデンサー
３０と４６との両端電圧の差で決定される。

次に、この回路でエネルギーの移行状態を特に第６図の
時刻ｔ１〜ｔ３を中心に詳しく説明する。

時刻ｔ１においてコイル４１．４３の電磁エネルギーは
最大となり、時刻ｔ１〜ｔ２においてコンデンサー３４
．３５．３６にエネルギーが移行するが、コイル４１の
エネルギー４コンデン？−３４，３５に分割され、コイ
ル４３′のエネルギーはコンデンサー３４，３６に分割
されることになる。ここで、コンデンサー　３４１１Ｃ
ハコイｋ　４１　及ヒ＝７　（ｋ　４３　’からのエネ
ルギー供給があり、エネルギーの分担量としては各コイ
ル４１．４３’のエネルギーの量に比例する。さらに、
コイルのエネルギーは一般に、−）ＬＩ　　で表わされ
るが、この場合、電流ｉ４１゜ｉ４３／が等しいので、
各々のインダクタンス値に比例することになる。従って
、コンデンサー３４の総エネルギーをＰ３４とすると、
コイル４１からは それぞれ時刻ｔ、〜ｔ２でコイル４１．４３からコンデ
ンサー３４へ移行される。次に、時刻ｔ２〜ｔ３ではコ
ンデンサ−３４からコイル４１．４３’へ同じ分担比で
エネルギーが移行する。もちろんコンデンサー３５．３
６からもそれぞれコイル４１゜４３′にエネルギーが移
行される。以上の動作により、Ｌ４１・Ｃ３６＝Ｌ４３
１−Ｃ３６の条件で互いの共振周波数が等しい場合は、
時刻食、及びｔ３におけるコイル４１．４３’のエネル
ギーに変化がないため、互いのコイル４１，４３’の電
流は等しい値を持続する。

次に、スイッチ４０’をオン状″態にして”４１　／／
Ｌ４２・Ｃ３６くＬ４３Ｉ−Ｃ３６の条件にした場合に
ついて説明する。スイッチ４０’をオンにすると、コイ
ル両コイル４１．４２の並列インダクタンスＬ４１／Ｌ
４２セ構成される第１ののこぎり波電流発生回路の共振
周波数がスイッチ４０’がオフの時と比べて高くなり、
コイル４１．４２の合成電流ｉ４１＋４２は第６図中の
点線で示すような変化を始める。時刻ｔ１はスイッチ３
１′のオフで決定されるので変化しないが、共振周波数
が高くなったことによりダンパー期間の始まる時刻がｔ
３１と早くなる。一方、コイル４３′等で形成される第
２ののこぎり波電流発生回路のダンパー期間の始まる時
刻は前と変化なく実線で示すようにｔ３から始まる。

ここで、帰線期間ｔ１−ｔ３におけるエネルギーの移行
をこの条件において第６図で説明する。スイッチ４０’
をオンにした時でも同様にエネルギーの移行は行なわれ
、コイル４１．４２の合成電流’４１＋４２、コイル４
３′の電流１４３Ｉが示すよう′） に、まず時刻ｔ１〜ｔ２にはコイル４１．４２の身ルキ
ーカコンデンサー３５．３４へ移行し、一方時刻ｔ１〜
ｔ２でコイル４３′のエネルギーがコンデンサー３６．
３４へ移行する。又時刻ｔ２ｐ−ｔ３！及びｔ２〜ｔ３
にお匹ては逆に各コンデンサーから各コイル４３′、ル
ギーが移行することになる。

今　　ここでコンデンサー３４のエネルギーにっｂてみ
ると、水平帰線期間の前半で各コイル４１．４２゜４３
′よりエネルギー、がコンデンサー３４へ移行され、水
平帰線期間の後半でコンデンサー３４のエネルギーが各
コイル４１，４２．４３’へ移行するわけであるが、コ
イル４１．４２等で形成される第１ののこぎり波電流発
生回路の帰線期間が時刻ｔ　Ｓ　ｔで早く終りダンパー
期間が早く始まるために、ダイオード３９よりも早くダ
イオード３８がオンになる。

ダイオード３８がオンになった時はまだコンデンサー３
４にエネルギーの一部は残されており、このエネルギー
ハ、コンデンサー３４−ダイオード３８→コンデンサー
４６→コイル４３′→コンデンサー３０→コンデンサー
３４のループでコンデンサー４６を放電しながらすべて
コイル４３′へ移行される。従って、コイル４３′のエ
ネルギーは時刻食、よりも時刻ｔ３での方が増えてゆく
ことになり、定常状態では第７図に示すようにコイル４
３′の電流’　４３　’　（実線）が増え、コイル４１
．４２の合成電流’４１　＋４２（点線）が減少し、ま
た、コンデンサー４６の両端電圧も減少する。

なお、以上の場合は、第１のの仁ぎり波電流発生回路の
共振周波数を変化させる方法としてインダクタンスを変
化させたが共振コンデンサーを変化させても同様の結果
が得られることはいうまでもない。

次に、第３図の回路構成では、第４図のスイッル４０’
として水平走査期間の後半で導通するサイリスタ４０を
使っている。以下第３図の回路動作について第４図を用
い、スイッチ４０′ヲサイリスタ４ｏとして説明する。

まず、第９図に示すように時刻ｔｓ１でサイリスタ４０
がオンになると、コイル４２に電流１４２（実線）が流
れ、第８図に示す゛ようなコイル４１の電流１４１（実
線）との合成電流’４１＋４２は第１０図の破線で示す
ような波形となる。サイリスタ４０がオンになることで
コイル４１と４２が並列接続されてそれらの合成インダ
クタンスＬ４／Ｌ４２が下がり、次にサイリスタ４ｏが
オフになる帰線期間の前半までこのコイル４２が寄与す
るのでコ（ル４１，４２等で構成される第１ののこぎり
波型流発生回路の帰線期間の方が水平偏向ヨーク４３お
よびフライバックトランス４６等で形成される第２のの
こぎり波型流発生回路のそれと比べて短かくなる。従っ
て、前記した原理に従い、第１０図中に破線で示すよう
に第１ののこぎり波型流発生回路の合成電流’４１　＋
４２は減少しくすなわち、エネルギーが減少し）、第１
０図中に実線で示すように第２ののこぎり波型流発生回
路の電流’４３＋４５が増加する（すなわちエネルギー
が増加する）。

次に、制御回路４８によってサイリスタ４ｏをオンさせ
る位相を時刻’ｓ２にまで進めると、この場合にはコイ
ル４２の電流ｉ４□は第９図中の破線で示すような電流
とな９、第８図中の破線で示すコイル４１の電流ｉ　と
の合成電流ｉ　　　は４１　　　　　　　　　　　　　
４１＋４２第１１図中に破線で示すようになる。

ここで、サイリスタ４ｏのオンになる位相が変ることに
よって、どのような動作の変化があるが、特に帰線期間
前半について説明する。第１０　、１１図において、帰
線期間の始まる時刻ｔ１は水平出力トランジスタ３１の
オンになる時刻で決定されるからサイリスタ４ｏがオン
になる位相とは関係なく一定である。しかし、時刻ｔ、
におけるコイル４１と４２のエネルギー配合については
、当然、サイリスタ４ｏがオンになる位相が早いほどコ
イル４２のエネルギーの方がコイル４１のエネルギーに
比べて多くなる。

この違いは第１０図および第１１図中の破線で示す電流
’４３ヤ。６の帰線期間の前半が終了する時刻ｔ２／と
會、Ｉの違いとなって現われ、サイリスタ４゜がオンに
な；る位相が早り方が帰線期間の前半が早く終了する。

　　　　ゝ そして、帰線期間の後半ではコイル４１しか寄与しない
ため、帰線期間全体としては短かくなる。

この結果は、コイル４２のコイル４１に対するエネルギ
ー分担比が変わって帰線期間の前半におけるコイル４２
の寄与するエネルギー量が変化することに起因している
。

以上の動作により、サイリスタ４ｏがオンになる位相を
時刻ｔ、１から”ｍ２に進めるとさらに帰線期間が短か
くなり、第１１図に示すようにコイル４１．４２等で構
成される第１ののこぎり波型流発生回路の電流’４１＋
４２はさらに減少しくすなわち、エネルギーが減少し）
、コイル４３．４８で構成される第２ののこき゛り波型
流発生回路の電流’４３＋４５が増加する（すなわち、
エネルギーが増加する）。

かくして、制御回路４８によりサイリスタ４０のオ／に
なる位相を変えると水平偏向ヨーク４３およびフライバ
ックトランス４６゛〈発生するのこぎり波電流および帰
線パルスの大きさを制御することができる。従って、第
３図のように水平偏向コイル４３に流れる偏向電流の大
きさを検出回路４７等によって検出し、偏向電流が予め
設定した大きさから変動したときにはその変動を補償す
るようにその、検出レベルに応じてサイリスタ４ｏのト
リガー位相を制御回路４８で制御することにより、電源
回路からコンデンサー３０の両端に安定化していない直
流電源を供給しても、水平偏向ヨ１゜−り４３の偏向電
流やフライバックトランス４４に発生する高圧パルス等
を安定に出力することができることとなる。

このように、この回路の特徴は、電圧安定化回路を必要
とせずに水平偏向回路自身で安定化することができるこ
とである。また、安定化のためにサイリスタ４０のトリ
ガー位相を変えてスイッチング制御するようにしている
ので、従来の電源電圧安定化方式のものと比べて効率が
良くなる。さらに、スイッチング制御素子としてサイリ
スタを使ってもターンオフが共振振動によって自動的に
行なわれるのでターンオフするための回路が不要である
。

さらに、この回路においては、第２の並列回路と第３の
並列回路の相互接続点、Ｘを接地し、かつ。

水平偏向ヨーク４３の偏向電流を検出するための検出回
路４７を水平偏向ヨーク４３と接地との間に接続するよ
うにした点に特徴がある。

一般的な回路であるとコンデン−９−３０のいずれか一
端、すなわち直流電源のいずれか一端を接地点として用
いるのが通常であるが、本回路においてそのようにする
とサイリスタ４ｏが接地点から完全に浮いてしまうこと
になり、そのターンオン制御のために制御回路４８から
ゲートに制御パルスを加えるときにパルストランスの如
き結合トランスを用いなければならなくなるとともに、
検出回路４７ででも電流トランス等を用いなければなら
なくなって、部品点数が余分に必要になり、大形になっ
てコスト高になるおそれがある。

そこで、本回路のように相互接続点Ｘを接地するように
することにより、サイリスタ４ｏの一端を直接接地する
ことができてそのターンオン制御のための制御パルスを
制御回路−一から直結回路で直接印加することができ、
また、検出回路４７としてもたとえば水平偏向ヨーク４
３と直列に接続した小抵抗等を用いることができて検出
信号を直接取り出すことができ、回路構成を最も簡単な
ものとすることができる。従って、結合トランス等を不
要にすることができて小形化の目的に最適なものを得る
ことができ、しかも、低コストにすることができる。

次に、本発明の第２の実施例を第１２図に示す。

第１２図の回路については第３図のものとほとんど回路
構成が同じであるのモ、相違点についてのみ説明する。

相違点はサイリスタ４ｏを第３図の回路に対して極性を
逆になし、そのサイリスタ４゜のトリガー位相を水平帰
線期間の後半で制御するようにしている点である。

このようにすることによって、この回路ではサイリスタ
４ｏと直列接続されているコイル４２が帰線期間の後半
に寄与する期間を変えることによって、帰線期間を制御
するようにしている。従って、′１ この場合でも前記した実施例の場合と同様に偏向電流や
高圧等の安定化制御が可能となる。

なお、以上の実施例においてはスイッチ４０′としてサ
イリスタ４ｏを用いたが、この他にも制御可能なスイッ
チング制御素子を用いてもよい。

−以上詳述したように、本発明によれば、第１ののこぎ
り波電流発生回路と第２ののこぎり波電流発生回路を設
け、第１ののこぎり波電流発生回路中には第１のコイル
にスイッチング制御素子を介して第２のコイルを接続し
、第２ののこぎり波電流発生回路に水平偏向ヨークとフ
ライバックトランスを接続し、その水平偏向ヨークの偏
向電流の変動を検出しその検出レベルに応じてスイッチ
ング制御素子のスイッチング期間を制御して水平偏向電
流ｉよびフライバックパルスを安定化するようにしたも
のであるので、安定化していない直流を供給しても安定
な水平偏向と高圧を得ることができ、電源の電圧安定化
回路を不要にすることができるので消費電力を少なくす
ることができて効率が良く、放熱のための大、きい放熱
板等も不要で小形化することのできる、有用な水平偏向
回路を得ることができるものである。

さらに、第２の並列回路と第３の並列回路との相互接続
点を接地し、水平偏向ヨークの偏向電流検出用の検出回
路を水平偏向ヨークと接地との間に接続するようにして
いるので、サイリスタ等の第２のスイッチング制御素子
を制御するための回路部分にお、いて検出回路、制御回
路および第２のスイッチング制御素子を結合トランスを
用いること次ぐ直接結合することができ、簡易な構成に
することができて部品点数が少なくて小形かつ低コスト
な回路を実現することができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の水平偏向回路の回路図、第２図ａ、ｂは
その一部の回路図および動作特性図、第３図は本発明の
一実施例における水平偏向回路の回路図、第４図はその
等価回路図、第５図、第６図。 第７図、第８図、第９図、第１０図、第１１図はその動
作を説明・するための波形図、第１２図は本発明の別の
実施例における水平偏向回路の回路図である。 ２５．２６，２７．２８・・・・・・電源整流用のダイ
オード、２９・−・・・・平滑用のコンデンサ、３０・
・・・・・第６のコンデンサー、３１・・・・・・第１
のスイッテング制御素子、３４・・・・・・第１のコン
デンサー、３５−−−°−ｆｇ２のコンデンサー、３６
・・・・・・第３のコンテンサー、３７・・・・・・第
４のコンデンサー、３８・・・・・・第１のダイオード
、３９−・・・・・第２のダイオード、４０・・・・・
・第２のスイッチング制御素子、４１・・・・・・第１
　（７）：ｆｆイル、４２・・・・・・第２のコイル、
４３・・・・・・第４のコイル（水平偏向ヨーク）、４
４・・・・・・フライバックトランス、４６・・・・・
・第３のコイル（フライバックトランスの一次巻線）、
４６・・・・・・第６のコンテンサー、４７・・・・・
・偏向電流検出回路、４８・・・・・・制御回路、４９
・・・・・・トリガートランス、６゜・−・−・・二次
巻線、６１・・・・・・ダイオード。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 入力ｌ醒７ｔ　（Ｖ） 第３図 第４図 、←４２ 第５図 第７図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１のスイッチング制御素子と、第１のコンデン
   サーと、第１および第２のダイオードの直列回路とを並
   列接続した第１の並列回路と、第２のコンデンサーと、
   第１のコイルと、第２のコイルおよび第２のスイッチン
   グ制御素子の直列回路とを並列接続した第２の並列回路
   と、＄３のコンデンサーと、第３のコイルと、第４のコ
   イルおよび第４のコンデンサーの直列回路とを並列接続
   した第３の並列回路とを設け、上記第２の並列回路と上
   記第３の並列回路とを直列接続し、さらにその直列回路
   に第１の並列回路を第６のコンデンサーと第６のコンデ
   ンサーとを介して並列接続し、上記第６のコンデンサー
   には直流電圧を供給し、十鉦第３のコイルとしてフライ
   バックトランスの一次巻線を用い、上記第４のコイルと
   して水平偏向３．−りを接続するとともに、上記第２の
   並列回路と第３の並列回路との相互接続点を接地し、上
   記第４のコイルに流れる水平偏向電流の大きさを検出す
   る検出回路を上記第４のコイルと接地との間に接続し、
   上記検出回路によって検出したレベルに応じて上記第２
   のスイッチング制御素子のトリガー位相を制御し、上記
   水平偏向ヨークおよび上記フライバックトランスの一次
   巻線に発生するのこぎり波型流および帰線パルスを安定
   化するようにしたことを特徴とする水平偏向回路。
2. （２）第２のスイッチング制御素子の極性を第１および
   第２のダイオードと同極性にし１続し、上記第２のスイ
   ッチング制御素子のトリガー位相を水平走査期間の後半
   で制御するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の水平偏向回路。
3. （３）第２スイツチング制御素子の極性を第１および第
   ２のダイオードと逆極性にして接続し、上記第２のスイ
   ッチング制御素子のトリガー位相を水平帰線期間の後半
   で制御するようにしたことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の水平偏向回路。