JPH01243670A - 高圧発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ブラウン管のアノードに加える高圧出力電圧
をいわゆるパルス幅制御によって安定化する高圧発生回
路に関するものである。

〔従来の技術〕

第６図には従来の高圧発生回路が示されている。

この高圧発生回路は水平偏向出力回路ｌと、フライバッ
クトランス２とを備えている。

水平偏向出力回路１は、水平出力トランジスタ４と、ダ
ンパーダイオード５と、共振コンデンサ６と、水平偏向
コイル７と、３字補正コンデンサ８とからなる。水平出
力トランジスタ４は水平ドライブ回路から送られてくる
電圧パルスを受けてスイッチング作用を行い、ダンパー
ダイオード５との協同によって水平偏向コイル７に鋸歯
状波電流を加える。その一方において、共振コンデンサ
６と水平偏向コイル７はその共振作用によってフライバ
ックパルスを発生させ、これをフライバッグトランス２
に加える。

フライバックトランス２はコアｌＯに低圧コイル１１と
高圧コイル１２を巻装したものからなり、低圧コイル１
１の一端は水平出力トランジスタ４のコレクタ側に接続
され、また、同コイル１１の他端は入力電源１３に接続
されている。そして、高圧コイル１２の高圧側は高圧整
流ダイオード１４を介してブラウン管１５のアノード１
６に接続され、同コイル１２の他端はＡ　Ｂ　Ｌ　（Ａ
ｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｂｒｉｇｈｔｎｅｓｓ　Ｌｉｍ１ｔ
ｅｒ）側に接続されている。このフライバックトランス
２は水平偏向出力回路ｌから加えられるフライバックパ
ルスを昇圧してその昇圧出力（高圧出力電圧）をブラウ
ン管１５のアノード１６に加えるものである。

一般に、高圧コイル１２を第６図〜第８図に示すように
ダイオード１７を介して多層に積層巻きし、各層間のコ
イルを同一巻数、同一巻幅、同一巻線ピッチで巻き、か
つ、各層の巻き終りと次の層の巻き始めとを前記ダイオ
ード【７で同一極性にすれば、交流的には各層のコイル
間で電位差が零となる。したがって、各層間の絶縁処理
は直流の電位差だけを考えればよく、誘電体損による発
熱を考慮する必要がないから、その絶縁処理は容易とな
る。

また、前記のように高圧コイル１２を多層巻きにすれば
、低圧コイル１１と高圧コイル１２との絶縁距離を他の
セクション巻きコイル等と比較して小さくできるから、
コイル最外層の仕上り外径も小さくできる。その結果と
して、第９図に示すように、高圧コイル１２のリーケー
ジインダクタンスを小さくできるという利点があり、か
かる理由から、同コイル１２を多層巻きタイプとしたフ
ライバックトランス２が広く使用されている。

ところが、第９図に示すように、高圧コイル１２を多層
巻き（積層巻き）にしただけでは同コイル１２からブラ
ウン管１５のアノード１６に流れる高圧電流Ｉ工が０〜
２００μＡの範囲で急激に変動し、好ましくない現象が
生じる。そこで、近年においては、第６図に示すように
、高圧出力側（ブラウン管１５のアノード側）とアース
間に固定抵抗器１８と可変抵抗器２０とを直列に配置し
、高圧出力電流１．０約ｌθ％の電流を分流し、第１０
図に示すように、前記高圧出力電流の急変動を防止して
いる。

すなわち、第９図および第１０図に示す特性図において
、高圧電流Ｉ７の可変設定範囲がθ〜１０００μＡの範
囲に設定されているとすれば、高圧電流■、の分流手段
を講じない場合、出力インピーダ７スＺ＠Ｉは第９図か
ら２．、＝　（２７−２５）　ＫＶ／１１０００ａＡ−
２Ωとなる。これに対し、１．の分流手段を講じれば、
出力インピーダンス７．２は第１０図から、Ｚｏｚ＝　
（２６，１２４，９）　ＫＶ／１０００μＡ＝１．２Ｍ
Ωとなり、出力インピーダンスのかなり大幅な改善が図
られたことになる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、今日においては、ブラウン管１５の画質
に対する高精細化の要請がますます強くなり、出力イン
ピーダンスを更に小さくすることが望まれている。しか
も、その出力インピーダンスを低下させる場合、電力損
失を伴わない手段が強く望まれ、前記のように、固定抵
抗器１８と可変抵抗器２０を介して１８の分流を図る方
法は、かかる要望にすでに応えられなくなっており、も
はや市場に受は入れられなくなりつつある。

本発明は上記事情に鑑みなされたものであり、その目的
は、電力損失を伴うことなく出力インピーダンスの大幅
な低下、換言すれば、高圧電流の変化に対して高圧電圧
の安定化、を図ることができる高圧発生装置を提供する
ことにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は上記目的を達成するため、次のように構成され
ている。すなわち、本発明は、水平偏向出力回路から加
えられるフライバックパルスをフライバックトランスで
昇圧し、高圧比ノＪ電圧を同トランスを構成する高圧コ
イルの高圧側からブラウン管のアノードに加える高圧発
生回路において、フライバックトランスのコアに巻装さ
れ加算電圧を発生する加算電圧発生コイルと、帰線期間
のほぼ始点位置から立ち上がり帰線期間のほぼ終点の位
置をピーク値とする一定波形の三角波電圧を発生させる
基準電圧発生回路と、高圧出力電圧の変化を該高圧出力
電圧又は高圧出力電流を取り出して検出する電圧検出部
と、この電圧検出部が検出した検出電圧と前記基準電圧
発生回路の三角波電圧とを比較し該三角波電圧が前記検
出電圧を越“える区間でのみ矩形の制御信号を出力する
比較増幅器と、前記検出電圧が三角波の始点位置の電圧
とピーク値の電圧との間にあるときにはこの比較増幅器
から加えられる制御信号のうち矩形の立上り位置から帰
線期間の終点までの区間でゲートを開き前記加算電圧発
生コイルで発生した加算電圧をフライバックトランスの
高圧コイル側に加え、それ以外の区間ではゲートを閉じ
て加算電圧が高圧コイルに加わるのを阻止するスイッチ
ング回路と、前記検出電圧が三角波の始点位置の電圧よ
りも低下したときには帰線期間の全領域にわたってスイ
ッチング回路にゲートを開かせるゲート強制開回路と、
を存することを特徴として構成されている。

〔作用〕

上記のように構成されている本発明において、ブラウン
管のアノードへ高圧出力電流が流れて高圧出力電圧が低
下すると電圧検出部で検出される電圧も小さくなる。し
たがって、比較増幅器でその検出電圧と三角波電圧とを
比較した場合、検出電圧のレベルが低下するから、この
検出電圧を超える三角波電圧の区間が大きくなる。これ
に伴い、比較増幅器から出力される制御信号の矩形の幅
が大きくなるから、スイッチング回路のゲートを開く期
間が長くなり、高圧コイルに加えられる加算電圧も大き
くなるので、高圧出力電圧を安定する方向に制御するこ
とが可能になる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。なお
、本実施例の説明において、従来例と同一の回路部分に
は同一符号を付し、その重複説明を省略する。

第１図には本発明の一実施例を示す回路構成が示されて
いる。

本実施例が従来例と異なる特徴的なことは、基準電圧発
生回路３と、電圧検出部９と、加算電圧発生コイル２１
と、比較増幅器２２と、スイッチング回路２３と、ゲー
ト強制開回路としてのトランジスタ３０とが設けられて
いることである。

前記加算電圧発生コイル２１は、フライバックトランス
２のコア１０に他のコイルと絶縁して巻装されるもので
、そのコイル２１の巻き始め端側には入力タップ１９が
設けられており、また、同コイル２１の出力端側（巻き
終り側）には出力タップ２４が設けられている。この出
力タップ２４は、同コイル２１で発生した加算電圧を出
力するものである。

一方、高圧コイル１２の高圧側（高圧整流ダイオード１
４のカソード側）には固定抵抗器２日の一端が接続され
、同抵抗器２８の他端側にはフォーカス出力調整用の可
変抵抗器ＶＲＦ、スクリーン電圧調整用の可変抵抗器Ｖ
Ｒ，，高圧出力電圧調整用の可変抵抗器ＶＲ，が順に直
列接続されており、そのうち、固定抵抗器２８と可変抵
抗器ＶＲＦ、ＶＲ１の部分はフォーカスバックの回路部
分となっており、また、可変抵抗器■Ｒ１は高圧出力電
圧Ｅ、の電圧検出部９を構成している。そして、可変抵
抗器ＶＲ，の他端側は基準電位（図ではアース側）に接
続されている。

前記可変抵抗器ＶＲ，はその摺動端子により高圧出力電
圧Ｅ、を検出し、この検出電圧ｅ、を比較増幅器２２の
第１の入力端子に加えている。

前記基準電圧発生回路３は制御電圧発生コイル２５と、
整流器２６と、矩形波出力回路２７と、固定抵抗器２９
と、積分回路３１とからなり、前記矩形波出力回路２７
は増幅器３２とクリップ回路３３からなる。

制御電圧発生コイル２５はフライバックトランス２のコ
アｌＯに他のコイルと絶縁させて低圧側に巻装され第２
図（ａ）に示すフライバックパルス波形の制御電圧ｅ、
を発生する。この制御電圧発生コイル２５の高圧側（巻
き終わり側）は基準電位（図ではアース側）に接続され
ており、同コイル２５の低圧側（巻き始め側）は固定抵
抗器２９を介して増幅器３２のマイナス側端子に接続さ
れている。なお、増幅器３２のプラス側端子は基準電位
（図ではアース側）に接続されており、また、増幅器３
２のプラス側端子とマイナス側端子間にはマイナス側端
子の方をカソード側にして整流器（図ではダイオード）
２６が接続されている。尚、増幅器３２の入力がトラン
ジスタのベースで構成されている場合は、そのトランジ
スタのベース−エミッタ間の等価ダイオードにより入力
波形を整流するので、整流器２６は不要となる。

前記整流器２６は制御電圧発生コイル２５で発生した電
圧ｅ８を整流して（負の成分をカットして）電圧ｅ２の
正の成分のみを増幅器３２の反転入力端、すなわち、マ
イナス側端子に入力する。増幅器３２はこの入力電圧を
増幅してその出力をクリップ回路３３へ加える。クリッ
プ回路３３は前記増幅器によって増幅された電圧波形の
頭部を切断し、第２図（ｂ）に示すように、帰線期間Ｔ
、をパルス幅とする矩形波（本件明細書では、矩形波は
長方形の波形ばかりでなく正方形の波形をも含む広い意
味で使用している）の電圧ｅ、を作り出し、これを積分
回路３１に加えている。この積分回路３１は、矩形波電
圧ｅ、を帰線期間Ｔ、の期間に渡って積分し、第２図（
ｃ）に示すように帰線期間の始点の位置を零とし、同期
間の終点の位置でピーク値となる右上がりの波形を作り
出す、この場合、帰線期間Ｔ、を越える範囲は積分が行
われないから、波形はピーク位置から放電（積分回路の
コンデンサからの放電）等により電圧波形は右下がりと
なり、全体的に帰線期間Ｔｒの終点の位置でピークとな
る三角波（鋸歯状波）の電圧ｅｓが作り出される。この
三角波の電圧波形はいずれの帰線期間Ｔ、においても一
定の形状を保つ、この三角波電圧ｅ％は比較増幅器２２
の第２の入力端子に加えられる。

比較増幅器２２は三角波電圧ｅｓと前記電圧検出部９の
可変抵抗器Ｖ□から加えられる検出電圧ｅ、とを比較し
く第２図（ｃ））　　、三角波電圧ｅｓが検出電圧ｅ、
を超える区間ΔＬだけ（図ではり。

〜ｔ、の区間とｔ、〜Ｌ、の区間）負の定電圧となり、
それ以外は走査期間をも含めて正の一定レベルの電圧と
なる制御信号ｅ、を反転増幅器５４に加える。そして、
この反転増幅器５４によって正負が反転された出力信号
ｅ、はスイッチング回路２３に加えられる。

スイッチング回路２３は、ドライブトランジスタ３４と
、ダイオード３５．３６と、抵抗器３７．３８と、コン
デンサ４０と、駆動電源４１と、ドライブトランス４２
と、制御トランジスタ４３とからなる。ドライブトラン
ジスタ３４は、ベース側が反転増幅器５４の出力端に接
続され、また、エミッタ側は抵抗器３７およびコンデン
サ４０の一端側と駆動電源４１の負側との共通接続部に
接続されており、この共通接続部はさらに基準電位（図
ではアース側）に接続されている。前記抵抗器３７とコ
ンデンサ４０のそれぞれの他端側はダイオード３５のカ
ソード側に共通接続され、同ダイオード３５のアノード
側はドライブトランジスタ３４のコレクタとドライブト
ランス４２を構成する一次コイル４４の高圧側（巻き終
り側）との接続部に共通して接続されている。これら、
抵抗器３７と、コンデンサ４０と、ダイオード３５はス
ナバ回路を形成している。また、−次コイル４４の低圧
側（巻き始め側）は抵抗器３８を介して駆動電源４１の
正側に接続されている。

一方、ドライブトランス４２の二次コイル４５はその低
圧側（巻き始め側）が制御トランジスタ４３のベース側
に接続され、また、同コイル４５の高圧側（巻き終り側
）は制御トランジスタ４３のエミッタ側とダイオード３
６のアノード側との接続部に共通接続され、この共通接
続部はスイッチング回路２３の出力端となって多倍圧回
路４６の入力端に接続されている。制御トランジスタ４
３のコレクタ側はダイオード３６のカソード側に接続さ
れ、さらにこの両者４３．３６の接続部は加算電圧発生
コイル２１の出カタップ２４に接続されている。また、
加算電圧発生コイル２１の低圧側（巻き始め側）は人力
タップ１９を介してＡＢＬ側に通じている。

なお、前記ダイオード３６は制御トランジスタ４３のエ
ミッタ側からコレクタ側に逆向きの電流を流すためのも
のであり、したがって、制御トランジスタ４３がバイポ
ーラトランジスタ等、逆漏れ電流が流れる形式のトラン
ジスタによって構成されるときには必ずしもダイオード
３６は必要でなく、これを省略できる。このスイッチン
グ回路２３は制御信号ｅ７が零の電圧のとき、換言すれ
ば、反転増幅器５４からの出力信号ｅ、が正の電圧のと
き、後述の所定期間ゲートを開いて第２図（ｊ）に示す
パルス電圧ｅ１！を多倍圧回路４６に加えるものである
。

また、スイッチング回路２３の入力端側にはゲート強制
開回路としてのトランジスタ３０が接続されている。同
トランジスタ３０のベース側は前記固定抵抗器２９の出
力端側に接続されており、同トランジスタ３０のエミッ
タ側はドライブトランジスタ３４のエミッタ側に接続さ
れ、また、トランジスタ３０のコレクタ側はドライブト
ランジスタ３４のベース側に接続されている。

前記多倍圧回路４６は第１から第３の各ダイオード４７
．４８．４９と第１から第３の各コンデンサ５０゜５１
、５２とによって構成されている。前記第１のダイオー
ド４７のアノード側は前記制御トランジスタ４３のエミ
ッタ側に接続されており、同ダイオード４７のカソード
側は第２のダイオード４８のアノード側に、同ダイオー
ド４８のカソード側は第３のダイオード４９のアノード
側にそれぞれ接続されてダイオードの直列接続体が形成
されており、この第３のダイオード４９のカソード側は
高圧コイル１２の低圧側に接続されている。

また、第１のコンデンサ５０の一端側は前記制御　　　
　゛トランジスタ４３のエミッタと第１のダイオード４
７のアノード側との共通接続部に接続され、同コンデン
サ５０の他端側は第２のダイオード４８のカソード側と
第３のダイオード４９のアノード側との接続部に接続さ
れている。そして、第２のコンデンサ５１の一端側は第
１のダイオード４７のカソードと第２のダイオード４Ｂ
のアノードとの接続部に接続されており、また、第３の
コンデンサ５２の一端側番シ第３のダイオード４９のカ
ソード側に接続されており、これら、第２のコンデンサ
５１と第３のコンデンサ５２との他端側は共にＡＢＬ側
に接続されている。また、このＡＢＬ側にはダイオード
５３のアノード側が接続され、同ダイオード５３のカソ
ード側は第１のダイオード４７と第２のダイオード４８
との接続部又は第２のダイオード４８と第３のダイオー
ド４９との接続部（第１図では第１のダイオード４７と
第２のダイオード４８との接続部）に接続される。

本実施例は上記のように構成されており、以下、高圧出
力電圧Ｅ、の安定化作用について説明する。

ブラウン管１５の輝度を上げると、アノード１６に高圧
電流■工が流れ、高圧発生部の内部インピーダンス等に
より、高圧出力電圧Ｅ。が降下し、これに伴い電圧検出
部９で検出される電圧ｅ、も低下する。この検出電圧ｅ
６が低下すると第２図（Ｃ）に示すように、同検出電圧
ｅ、が積分回路３１で作り出される三角波電圧ｅｓのピ
ーク位置よりも下方に下がるから、帰線期間のΔ１．の
区間と帰線期間を越えたΔＬｆｆｉの区間で三角波電圧
ｅＳが検出電圧ｅ、を超える。第２図（ｃ）ではも。

〜Ｌ、の期間で検出される検出電圧ｅ、よりもも、〜ｔ
、の期間で検出される検出電圧ｅ＆の方が低下している
場合が示されており、検出電圧ｅ。

、つまり高圧出力電圧ＥＩ４が低下すればするほどΔｔ
（ただし、Δを一ΔＬ１＋Δｔｘ）の区間が広くなり、
比較増幅器２２から出力される制御信号ｅ、の負電圧の
区間が広くなる（第２図（ｄ））。

この制御信号ｅ？は反転増幅器５４によって波形が反転
され、その出力電圧ｅ、がスイッチング回路２３に加え
られる。以下、その出力電圧ｅ、がスイッチング回路２
３に加えられたときの回路動作を説明すると次のように
なる。

まず、検出電圧ｅ、が三角波の電圧ｅｓの始点位置の電
圧（零電圧）とピーク値の電圧との間にあるときには、
帰線期間Ｔ、のＬｌ−Ｌｘの期間において、三角波電圧
ｅ、よりも検出電圧ｅ、の方が大きいから、反転増幅器
５４は零の電圧ｅ、をドライブトランジスタ３４のベー
スに印加する。この結果、ドライブトランジスタ３４は
カットオフとなり、同トランジスタ３４のコレクタ電圧
ｅｌｆ（第２図（ｇ））は正電圧となる。この結果、駆
動電源４１からドライブトランス４２の一次コイル４４
に電流が流れず、同トランス４２はオフ動作となり、こ
れに伴い制御トランジスタ４３のベース電圧ｅ１１（第
２図（ｈ））は零となるので、制御トランジスタ４３は
カットオフしてゲートを閉じる。したがって、加算電圧
発生コイル２１から多倍圧回路４６に加算電圧ｅ−、□
（第２図（ｊ））は加えられない。

次に、帰線期間Ｔ１のｔ、〜Ｌ４の区間では、三角波電
圧ｅｓよりも検出電圧ｅｈＯ方が小さいから、制御信号
ｅ７はｔ３で下方に立ち上がり（本明細書では立ち上が
るという用語は上方に立ち上がるばかりでなく下方に立
ち上がる（立ち下がる）場合も含めて使用している）零
電圧となり、これに伴い反転増幅器５４は正の電圧ｅ、
をドライブトランジスタ３４のベースに加える。この結
果、同トランジスタ３４はオン動作し、駆動電源４１か
ら一次コイル４４に電流が流れる。そして、二次コイル
４５を介して制御トランジスタ４３のベースに正のパル
スｅ１１が印加され、同トランジスタ４３はオン状態と
なる。このとき、加算電圧発生コイル２１の出力端には
１００ＯＶ前後のフライバックパルスｅ１（第２図（ｉ
））が発生しており、この加算電圧ｅ。

が出力タップ２４から制御トランジスタ４３のコレクタ
に印加されている。

したがって、このＬｘ〜Ｌ４の区間（△Ｌ、の区間）で
トランジスタ４３がオンしてゲートを開くから、ｅｌの
その区間の波形部分の波高値電圧ｅ１２（第２図（ｊ）
）が同トランジスタ４３のゲートを通ってエミッタ側か
ら多倍圧回路４６に加えられる。

次ニ、ｔ、〜ｔｓの区間では前記も、〜Ｌ４の区間の場
合と同様にｅｓ　＞ｅ、の関係が成り立ち、制御トラン
ジスタ４３のベースに正のパルスａｌｌが印加されるが
、このｔ４〜ｔｓの区間は走査期間に入っているため、
同トランジスタ４３のコレクタ側は加算電圧ｅｌの負の
電圧成分ＥＮが印加され、同トランジスタ４３はオフと
なりゲートを閉じる。したがって、同トランジスタ４３
のエミッタ側から多倍圧回路４６に加えられる電圧ｅ＋
ｚは零となる。

次に、む、〜１＆の区間ではｅ、＞ｅｓの関係となり、
ドライブトランジスタ３４および制御トランジスタ４３
はカットオフとなり、同トランジスタ４３がゲートを閉
じるから、多倍圧回路４６に加えられる電圧ｅ１□は零
となる。

以上のように、検出電圧ｅ＆が電圧ｅ５の三角波の零電
圧とピーク値の電圧との間にあるときには、スイッチン
グ回路２３は帰線期間内で制御信号ｅ、が零の電圧とな
る位置（正の電圧から零電圧に負の方向に立ち上がる位
置）から帰線期間の終点の位置までのΔ１．の区間での
みゲートを開き、加算電圧ｅｌのその区間の波形部分の
電圧ｅＩ！を多倍圧回路４６に加えるのである。この場
合、高圧出力電圧Ｅ６が低くなればそれだけΔＬ１０幅
が大きくなり、ゲートを開いている時間も長くなるから
、スイッチング回路２３から多倍圧回路４６に加えられ
る電圧ｅｔ！も大きくなる。

次に、検出電圧ｅ、が三角波電圧ｅ、のピーク値と等し
いか又はこれよりも大きいとき、つまり、高圧出力電圧
Ｅ。に電圧降下がないときはｅｓの三角波とｅ、とが交
叉することはないので、制御ｎ信号ｅ？のパルスは発生
せず、同信号ｅ７は帰線期間Ｔ７から走査期間ＴＨにか
けて正の一定レベルの電圧となる。

この結果、反転増幅器５４からの出力電圧ｅ、は零とな
り、ドライブトランジスタ３４および制御トランジスタ
４３はカットオフして多倍圧回路４６に加算電圧ｅ１１
は加えなり。

次に、検出電圧ｅ、が三角波電圧ｅ、の三角波の始点位
置の電圧（零電圧）よりも低下したときは、ｅ、は帰線
期間と走査期間の全期間にかけて零電圧となるので、ｅ
、は正電圧（正の直流電圧）となり、高圧出力電圧Ｅ工
が大きく降下するにもかかわらず加算電圧ａｌｔが多倍
圧回路４６に加えられないという不都合を生じる。

本実施例では、かかる不都合をトランジスタ３０を設け
ることによって次のように解消している。

すなわち、同トランジスタ３００ベース側には固定抵抗
器２９の出力端側から走査期間が正の電圧で、帰線期間
が零電圧となるパルスｅｑ　　（第２図（ｆ））が印加
されている。したがって、トランジスタ３０は帰線期間
Ｔ１でカットオフとなり、同トランジスタのコレクタ電
圧は正電圧となる。そして、この正電圧がドライブトラ
ンジスタ３４のベースに加わるから同ドライブトランジ
スタ３４はオン動作し、制御トランジスタ４３は帰線期
間の全期間にかけてゲートを開き、フライバックパルス
ｅｉの最大波高値成分Ｅ１が加算電圧ｅ＋ｚとして多倍
圧回路４６に加えられることになる。

多倍圧回路４６はスイッチング回路２３から加えられる
電圧ｅｌ！を次のように昇圧してフライバックトランス
２の高圧コイル１２に加える。この昇圧動作を、第１図
の回路を抜き出して示されている等測的な第３図〜第５
図に基づいて説明すると、まず、帰線期間Ｔ、において
、第３図のａのルートで電流が流れ、第２のコンデンサ
５１に巳、□の電圧が充電される（Ｅ＋ｚは電圧ｅｌ！
のピークの電圧値である）０次に走査期間においては、
第４図に示すｂのルートで電流が流れ、第１のコンデン
サ５０にＥ　１　ｚ　＋　Ｅ　１　ｚの電圧が充電され
る０次に再び帰線期間になると、第３図のＣのルートで
電流が流れ、第３のコンデンサ５２にはＩＥ＋ｚの電圧
と第１のコンデンサ５０の電圧との加算電圧に相当する
電圧が充電される。このような昇圧動作の繰り返しによ
り最終的に第３のコンデンサ５２には２（Ｅ＋ｚ十ＥＨ
）の電圧が充電され、この電圧が高圧コイル１２に加え
られる。このＥＮの電圧は加算電圧ｅ、の波形の負の成
分の電圧である。つまり、第１図の回路で、多倍圧回路
４６は２倍圧回路として機能している（交流成分を含め
れば３倍圧回路として機能するが、Ｅ、ｌはＥｌｆに較
べ十分に小さいので無視してよく、フライバックトラン
スの回路では２倍圧回路と考えてよい）。

なお、制御トランジスタ４３のカットオフ時には第５図
に示すようなルートで高圧電流■工が流れる。

ところで、回路動作に際し、高圧出力電圧ＥＨが補正範
囲を越えて大きくなった場合にも高圧出力電流を流す必
要がある場合があり、本実施例では、アノードをＡＢＬ
側に、カソードを第１のダイオード４７のカソードと第
２のダイオード４８のアノードの接続部にそれぞれ接続
するダイオード５３を配置することで、その目的を達成
している。

上記のように、本実施例によれば、高圧出力電圧Ｅ０の
降下量に対応してスイッチング回路２３のゲートを開く
時間Δｔｌを制御しているから、Ｅ、の降下量が大きけ
ればそれだけゲートを開いている時間も長くなるので、
そのＥ工に加算される電圧ｅ１□も大きくなり、Ｅ工を
一定化する方向に回路が動作する。

一方、スイッチング回路２３のスイッチ動作は制御トラ
ンジスタ４３のオン・オフ動作によって行われるが、オ
フ動作はベース側に動作電圧ｅ、が印加されていても走
査期間に突入することで自動的にオフ動作となるので、
スイッチングのオフ作用に関するかぎり、トランジスタ
４３の立ち下がり性能の良否は無関係となる。したがっ
て、同トランジスタ４３の性能としてはオン動作の立ち
上がり性能のみを考慮すればよく、立ち下がり性能の悪
いトランジスタを使用しても良好なスイッチング動作を
行い得る。さらに、制御トランジスタ４３に加える電圧
ｅ、をドライブトランス４２で昇圧して加えているから
、制御トランジスタ４３の耐圧を超耐圧のものにしな（
でもよく、いわゆるｖｏ。規格上、約１５００Ｖ程度の
耐圧を有する製品で十分目的を達成でき、使用するトラ
ンジスタ４３のコスト低減とトランジスタ形状の小型化
を図ることが可能となる。

なお、本発明は上記実施例に限定されることはな（、様
々な実施の態様を採り得る０例えば、第１図に示す回路
中、固定抵抗器２８．２９．３８やスイッチング回路２
３中のスナバ回路を必要に応じ省略してもよい。

また、本実施例では多倍圧回路４６として２倍圧回路を
用いているが、これを３倍圧、４倍圧等、異なる倍圧の
回路によって構成してもよく、場合によっては、この多
倍圧回路４６を省略することもできる。

また、第１図の回路で、高圧コイル１２を多層の積層巻
きにしてもよく、このときは、第６図に示すように、各
層のコイル間にダイオード１７を介設することになる。

さらに、上記実施例において、電圧検出部９は高圧出力
電圧Ｅｌを直接取り出して検出電圧ｅ−を得ているが、
高圧出力電流を取り出して間接的に検出電圧ｅ、を得る
ようにしてもよい、この場合は、取り出した高圧出力電
流をＡＢＬ側から抵抗器を介して比較増幅器２２に導入
することになり、多少の回路変更が必要になる。

〔発明の効果〕

本発明は以上説明したように、高圧電流ＩＨが流れるこ
とによる高圧出力電圧Ｅ工の降下を、その降下分に対応
したパルス幅を持った制御電流でゲートを開き、加算電
圧を高圧出力コイルに加えるものであるから、電圧降下
分に相当する加算電圧が高圧コイルに補充されることと
なり、これにより高圧出力電圧の安定化が図れ、画面の
歪みを効果的に防止することができ、さらに、高圧発生
回路の出力インピーダンスを極めて小さくすることがで
きるので、画質の高精細化の要求に十分応え得るものと
なる。

また、高圧出力電圧の制御をフライバックトランスの高
圧側（二次側）で行っているため、偏向コイルの電圧変
動等に悪影響をおよぼすこともなく、したがって、画面
が劣化することもない。

さらに、本発明は少ない回路構成で帰線期間内でのパル
ス幅制御ができ、しかも、このパルス幅制御を帰線期間
内で行うものであるからスイッチング回路のスイッチノ
イズが画面に現れる心配もなく、そのうえ、スイッチ制
御のため使用するトランジスタ等の発熱も少なくできる
。

さらに、本発明では、加算電圧発生コイルと、基準電圧
発生回路に使用される制御電圧発生コイルとをフライバ
ックトランスのコアに巻装して設けることができるから
、このコアを境界として回路全体をホット側とコールド
側に交流的に絶縁することが容易となる。

さらに、本発明のスイッチング回路のアースを必ずしも
ＡＢＬ側のラインとする必要がないので、回路設計の自
由度を大きくすることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図に示す回路の各部の波形図、第３図乃至第５図は回路
動作の説明図、第６図は従来の高圧発生回路を示す回路
図、第７図は積層タイプの高圧コイルを用いたフライバ
ックトランスの半断面図、第８図は第７図に示す高圧コ
イルの結線図、第９図はブラウン管のアノードに加える
高圧出力電圧Ｅｌと高圧電流Ｉ　ＩＩとの関係を高圧コ
イルが積層巻きの場合とセクション巻きの場合とで比較
した特性比較図、第１θ図は高圧出力電流ＩＮの分流手
段が設けられている第６図の回路の高圧出力電圧Ｅ、と
高圧電流！工との関係を示す特性図である。 ！・・・水平偏向出力回路、２・・・フライバックトラ
ンス、３・・・基準電圧発生回路、４・・・水平出力ト
ランジスタ、５・・・ダンパーダイオード、６・・・共
振コンデンサ、７・・・水平偏向コイル、８・・・３字
補正コンデンサ、９・・・電圧検出部、ｌＯ・・・コア
、１１・・・低圧コイル、１２・・・高圧コイル、１３
・・・入力電源、１４・・・高圧整流ダイオード、１５
・・・ブラウン管、１６・・・アノード、１７・・・ダ
イオード、１８・・・固定抵抗器、１９・・・入力タッ
プ、２０・・・可変抵抗器、２１・・・加算電圧発生コ
イル、２２・・・比較増幅器、２３・・・スイッチング
回路、２４・・・出力タップ、２５・・・制御電圧発生
コイル、２６・・・整流器、２７・・・矩形波出力回路
、２８．２９・・・固定抵抗器、　３０・・・トランジ
スタ、３１・・・積分回路、３２・・・増幅器、３３・
・・クリップ回路、３４・・・ドライブトランジスタ、
３５．３６・・・ダイオード、３７．３８−・・抵抗器
、４０・・・コンデンサ、４１・・・駆動電源、４２・
・・ドライブトランス、４３・・・制御ｒ１トランジス
タ、４４・・・−次コイル、４５・・・二次コイル、４
６・・・多倍圧回路、４７・・・第１のダイオード、４
８・・・第２のダイオード、４９・・・第３のダイオー
ド、５０・・・第１のコンデンサ、　５１・・・第２の
コンデンサ、５２・・・第３のコンデンサ、５３・・・
ダイオード、５４・・・反転増幅器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 水平偏向出力回路から加えられるフライバックパルスを
   フライバックトランスで昇圧し、高圧出力電圧を同トラ
   ンスを構成する高圧コイルの高圧側からブラウン管のア
   ノードに加える高圧発生回路において、フライバックト
   ランスのコアに巻装され加算電圧を発生する加算電圧発
   生コイルと、帰線期間のほぼ始点位置から立ち上がり帰
   線期間のほぼ終点の位置をピーク値とする一定波形の三
   角波電圧を発生させる基準電圧発生回路と、高圧出力電
   圧の変化を該高圧出力電圧又は高圧出力電流を取り出し
   て検出する電圧検出部と、この電圧検出部が検出した検
   出電圧と前記基準電圧発生回路の三角波電圧とを比較し
   該三角波電圧が前記検出電圧を越える区間でのみ矩形の
   制御信号を出力する比較増幅器と、前記検出電圧が三角
   波の始点位置の電圧とピーク値の電圧との間にあるとき
   にはこの比較増幅器から加えられる制御信号のうち矩形
   の立上り位置から帰線期間の終点までの区間でゲートを
   開き前記加算電圧発生コイルで発生した加算電圧をフラ
   イバックトランスの高圧コイル側に加え、それ以外の区
   間ではゲートを閉じて加算電圧が高圧コイルに加わるの
   を阻止するスイッチング回路と、前記検出電圧が三角波
   の始点位置の電圧よりも低下したときには帰線期間の全
   領域にわたってスイッチング回路にゲートを開かせるゲ
   ート強制開回路と、を有することを特徴とする高圧発生
   回路。