JP2938451B2 - 偏向装置 - Google Patents
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- JP2938451B2 JP2938451B2 JP62042448A JP4244887A JP2938451B2 JP 2938451 B2 JP2938451 B2 JP 2938451B2 JP 62042448 A JP62042448 A JP 62042448A JP 4244887 A JP4244887 A JP 4244887A JP 2938451 B2 JP2938451 B2 JP 2938451B2
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Description
【発明の詳細な説明】
＜産業上の利用分野＞
この発明は陰極線管のＳ字補正を含む偏向回路配置に
関する。 ＜発明の背景＞ 偏向巻線中の偏向電流により発生する磁界によって電
子ビームが偏向されるテレビジョン映像管では、発生さ
れたラスタに若干の非直線性が現れる。この非直線性の
一つの型は電子ビームの有効偏向中心が映像管の表示面
の曲率半径の中心と一致しないことに因る。偏向中心か
ら映像管の表示面の縁までの距離は普通その表示面の中
心までの距離より大きい。 この非直線性のため、時間の関数としての電子ビーム
の偏向は、映像管の表示面に表示されたラスタに見られ
るように表示面の縁に近いほど大きくなる。テレビジョ
ン装置で表示すべき情報は普通一定の割合で符号化され
るから、表示面上に表示される情報はラスタの中心で圧
縮され、周辺で伸長されたように見える。 この非直線性を補償する普通の方法は、偏向巻線と並
列にＳ字コンデンサを挿入することである。一般にこの
Ｓ字コンデンサは低抵抗を持つインダクタンスを介して
Ｂ＋付勢電圧に導通接続されるから、Ｓ字コンデンサの
両端間の平均直流電圧はそのＢ＋付勢電圧に等しい。Ｓ
字コンデンサの電圧は掃引中偏向巻線の偏向電流の変化
率を決める。Ｓ字コンデンサの追加により偏向電流は反
復する走査期間中ほぼ直線の傾斜でなく、中心部より正
負両端で変化率の低下する正弦波の一部になる。このた
め電子ビームの走査速度がラスタの中心より左右両端付
近で僅かに遅くなって、伸長非直線性が減少する。 一般の偏向回路の出力段では、Ｓ字コンデンサが偏向
電流により掃引期間の前半中充電され、後半中放電され
る。このためＳ字コンデンサの電圧は掃引期間中放物線
状に変化し、掃引期間の中間でその変化率が零になる。
Ｓ字コンデンサの放物線電圧の例えば掃引期間の始めか
ら中間までの変化の程度によりそのＳ字コンデンサの行
うＳ字補正の程度が決まるから、このＳ字コンデンサの
キャパシタンスは用途に応じて所要の偏向電流波形が得
られるように偏向巻線のインダクタンスや走査周波数を
考慮して慎重に選ぶ。 広い走査周波数範囲からの何種かの走査周波数の任意
の一つで動作し得ることが望ましいテレビジョンモニタ
や図形表示器では、偏向電流を一定に保つために普通Ｓ
字コンデンサに導通接続されたＢ＋付勢電圧を走査周波
数の上昇とともに上昇させる。 広い周波数範囲から選ばれた走査周波数がその周波数
範囲から選ばれた各走査周波数に対してＳ字補正が正し
く維持されるように変化するように、Ｓ字コンデンサの
放物線電圧の振幅を自動的に変えることが望ましいかも
知れない。例えば、種々の走査周波数に対してＳ字コン
デンサの放物線電圧のピーク・ピーク振幅と平均直流電
圧の間に同じ比率を維持することが望ましい。 前述のように、Ｓ字コンデンサの直流平均電圧を形成
するＢ＋付勢電圧は普通走査周波数の高い動作ほど高く
されるが、普通の偏向回路では、与えられた振幅の偏向
電流でＳ字コンデンサの両端に発生するピーク・ピーク
電圧が走査周波数が上昇すると上昇するという不都合が
ある。Ｓ字コンデンサのインピーダンスは走査周波数に
逆比例するから、そのコンデンサの電圧は低下する。従
って、別の方法で放物線電圧を発生しなくても前述の比
は走査周波数が変わると変化する。 ＜発明の概要＞ この発明によれば、偏向周波数の偏向電流が偏向巻線
で発生され、その偏向周波数がある周波数範囲から選ば
れる。入力信号に応答する電流源がその入力信号の周波
数に従って実質的に鋸歯波の第１の電流を供給する。こ
の第１の電流は振幅が偏向周波数に比例し、これによっ
て発生された放物線電圧が偏向巻線に供給されて自動的
に所要のＳ字補正を行う。 この発明を実施した偏向回路では、第１の電流が偏向
電流に加算されて偏向周波数の複合電流を生じ、これが
Ｓ字コンデンサを流れて固定キャパシタンスでよいＳ字
コンデンサにＳ字補正放物線電圧を発生する。Ｓ字コン
デンサの平均直流電圧は偏向回路を付勢する付勢電圧に
実質的に等しい。このＳ字コンデンサの放物線電圧と平
均直流電圧の比は上記周波数範囲から選ばれた任意の偏
向周波数について自動的にほぼ同じに保たれるが、従来
法回路のあるものでは、Ｓ字コンデンサ即ち受動素子の
キャパシタンスを変えて放物線電圧が変えられている。 ＜実施例の説明＞ 第１図は付勢電圧Ｂ＋で付勢される出力段22を含む例
えばテレビジョンモニタの水平偏向系122を示す。出力
段22は各偏向期間Ｈ中Ｓ字コンデンサCSを流れる走査周
波数即ち偏向周波数fHのほぼ鋸歯波の偏向電流iYを発生
する。 発振駆動部20は入来映像信号から水平同期信号を分離
する同期信号分離器（図示せず）から水平周波数fHの同
期信号VHを受信し、周波数fHの出力信号120aを可変遅延
部21に供給して、出力段22のカスコードスイッチ回路23
のFETスイッチQ1aのゲートに周波数fHの遅延信号VHdを
生じる。信号VHdはスイッチQ1aを水平掃引期間の中点の
僅か前からその水平掃引期間の終わりにそれが遮断され
て帰線期間が始まるまで導通させる。FETスイッチQ1aの
主電流伝導電極はカスコードスイッチ回路23のトランジ
スタスイッチQ1bのエミッタ電極に結合されている。そ
のトランジスタスイッチ。Q1bのコレクタはフライバッ
ク変成器T1の１次巻線W1の一方の端子W1aに結合されて
いる。巻線W1の他方の端子W1bは電流変成器T10の１次巻
線W10の一方の端子に結合され、巻線W10の他方の端子W1
0aはフィルターコンデンサC1と付勢電圧源Ｂ＋に結合さ
れている。 トランジスタスイッチQ1bベース電極の正の電圧VQ1b
はツエナーダイオード54の両端間に発生する。帰線の始
めにトランジスタスイッチQ1bが非導通になると、ツエ
ナーダイオード54はベース電圧VQ1bが自身の降伏電圧を
超えないようにする。帰線中に変成器T10の巻線W10の電
流が２次巻線W11に電圧を誘起し、これがダイオード55
を順バイアスする。掃引中は変成器T10の２次巻線W11の
電圧を整流する順バイアスダイオード55から電圧VQ1bが
供給される。トランジスタスイッチQ1bはFETスイッチQ1
aが導通のとき導通する。 出力段22は直線性誘電子LLINと直列の水平偏向巻線Ly
に偏向電流iYを生じる。掃引期間の前半中電流iYは端子
25と端子W1aの間を矢印と反対の方向に流れるが、後半
中は矢印方向に流れる。 水平偏向電流iYのＳ字整形は後述のように一部一方の
電極を端子25に結合されたＳ字コンデンサCSによりなさ
れる。エネルギ損失は端子25の平均直流電圧のVCSが電
圧Ｂ＋に等しくなるように電圧線Ｂ＋から変成器巻線W
1,W10を介して補給される。コンデンサCSの他方の電極
端子24は左右糸巻型歪変調誘導子LMに結合されている。
第１の帰線コンデンサCR1の一方の電極は変成器巻線W1
の端子W1aに結合され、他方の電極は端子28で第２の帰
線コンデンサCR2の一方の電極に結合されている。コン
デンサCR2の他方の電極は大地のような基準電位に結合
されている。帰線コンデンサCR1の両電極間に挿入され
たダンパーダイオードD1は巻線W1の端子28から端子W1a
へ電流を流すように、帰線コンデンサCR2の両電極間に
挿入されたダンパーダイオードD2は基準電位点から端子
28へ電流が流れるように極性が定められている。ダイオ
ードD1,D2は掃引期間の前半中、カスコードスイッチ回
路23はその後半中、それぞれ端子W1aの電圧をほぼ基準
電位にクランプする。 変調誘導子LMとＳ字コンデンサCSの間の端子24には誘
導子LMを含む内外糸巻歪補正回路30が結合されている。
回路30は端子24,28の間に結合されて第１の分枝を形成
する変調コンデンサCSMを含む。回路30の第２分枝は誘
導子LMにより形成される。コンデンサCSMの電極端子28
は可制御スイッチ40に結合され、そのスイッチ40は端子
28とSCRスイッチQ2の陽極との間に挿入された低い誘導
子L1を有する。SCRスイッチQ2はその導通時に端子28を
誘導子L1を介して基準電位点に接続する。可制御スイッ
チ40はSCRスイッチQ2のゲート付勢電圧を供給する左右
制御回路46に制御される。 制御回路46は水平フライバック変成器T1の巻線W2に結
合され、水平偏向周波数fHの同期信号FB1を受ける。こ
の制御回路46はまた第１図には示されない垂直偏向発生
器の出力端子に結合され、周波数fVの垂直周波数信号Vm
odを受ける。制御回路46の出力信号VEWの前縁即ち立上
りは各水平サイクルにおいて対応する帰線パルスVRの後
半中に生じてSCRスイッチQ2を導通させる。SCRスイッチ
Q2は帰線期間中に垂直走査の始めから中点までは次第に
早く、中点から終りまでは次第に遅く起こる時点で導通
する。 糸巻歪補正回路30は偏向巻線Lyに直列の切換式インピ
ーダンスを含み、公知のように動作する。SCRスイッチQ
2が非導通のときは、糸巻歪補正回路30は偏向巻線Lyの
形成する電流路に変調誘導子LMの形で高い誘導性インピ
ーダンスを実質的に与えるが、水平帰線期間中でSCRス
イッチQ2が導通しているときは、偏向巻線Lyの偏向電流
路にコンデンサCSMの低い容量性インピーダンスを与え
る。この回路は内外両側の糸巻歪を補正する。コンデン
サCSMは端子24の電圧V2にＳ字補正の追加をさせる。即
ち誘導子LMの両端間の電圧V2はＳ字コンデンサCSの両端
間の電圧と直列に組み合わされて偏向掃引電流iYの波形
を変え、内側糸巻歪補正を行う。 出力段22は同期信号VHのある周波数範囲から選ばれた
任意の所定周波数fHに対して実質的に同じ所定振幅の偏
向電流iYを生成し得るという利点がアル。周波数fHはあ
る周波数範囲例えばPAL標準の水平周波数15625Hzと3125
0Hzの間で選べばよい。偏向電流iYの振幅の制御は下述
のように周波数fHが上昇するときは自動的に電圧Ｂ＋を
上げ、逆のときは逆にして電流iYを一定に保つようにし
て行われる。 電圧Ｂ＋はそれを信号Ｂ＋sによって変える閉ループ
型で動作する調整電源50により制御される。その調整電
源50はＢ＋調整回路57で制御される衝撃係数（デューテ
ィサイクル）で動作する直列通過トランジスタスイッチ
56を含む。そのトランジスタスイッチ56の電流導通端子
56aは未調整直流電圧VURに接続され、他方の電流導通端
子56bは変成器T15のインダクタンスW16を介して端子W10
aに接続されている。フライホイールダイオード56dの陰
極は端子56bに接続され、陽極は限流抵抗56eを介して接
地されている。端子W10aはフィルターコンデンサC1に結
合されて電圧Ｂ＋を発生する。Ｂ＋調整回路57は入力端
子57cに周波数fHのタイミング信号120bを受けて、出力
端子57dにタイミング信号120bと同期された周波数fHの
矩形波信号VREGを生じる。 説明のため、Ｂ＋の調整回路57の開ループ動作を考え
る。開ループ動作では、信号VREGのオフ状態の時間が周
波数fHに無関係であるが、連続するサイクル間の周期が
信号VHの周期に等しい。従って、衝撃係数即ちオン状態
の時間と全周期との比は周波数fHが低いほど大きい。信
号VREGは変成器T20によりスイッチ56の制御電極56cに供
給される。信号VREGのオン状態中、スイッチ56は非導通
で、フライホイールダイオード56dが導通している。従
って、Ｂ＋調整電源50の開ループ動作中は周波数fHの高
いほど高い電圧が生じる。この電圧Ｂ＋の上昇は例えば
周波数fHが上昇すると偏向電流iYが低下する傾向に反す
る。このような開ループ動作はある種の用途、特に周波
数fHが狭い周波数範囲内で変わるモニタの場合には、電
圧Ｂ＋に周波数fHの関数としての変化を与えることを理
解すべきである。 第１図の回路に用いられる閉ループ動作では、Ｂ＋調
整回路57が例えば端子57bに一定の直流基準信号V
REFを、端子57aに偏向電流iYの振幅を表す信号Ｂ＋Sを
受け、その両信号の差に応じて信号VREGの衝撃係数を変
え、電圧Ｂ＋に対応する変化を与えて周波数fHか変わっ
たとき偏向電流iYの振幅を実質的に同じに保つ。ピーク
検知器59は信号FB1の正のピークを表す信号Ｂ＋2を発生
する。信号FB1は変成器T1の巻線W2に発生され、帰線の
中央で生じるその信号FB1の正のピークは偏向電流iYの
振幅を表す。 この発明を用いる第１図の補助Ｓ字補正回路52は後述
のようにし周波数fHでこれに逆比例する振幅のほぼ鋸歯
波の補助電流iY′を発生する出力段22′を含む。電流
iY′はＳ字コンデンサCSに流れ込み、そのＳ字コンデン
サCSに流れる電流は電流iYとiY′の代数和に等しくな
る。電流iYとiY′の位相差は180°に近い。 第２図ａ〜ｅは偏向周波数fH(2)例えば31250Hzのとき
の第１図の回路122の動作を説明するために用い、第３
図ａ〜ｅは偏向周波数fH(3)がfH(2)より低く、例えば15
625Hzに等しいときの動作を説明するために用いる。第
２図ａ〜ｅと第３図ａ〜ｅの同じ番号と記号は同様の事
項または機能を示す。 例えば第２図ｂおよびａに示す第１図のＳ字コンデン
サCSに流れる電流iY′とiYは放物線電圧VCPを生成す
る。このＳ字コンデンサCSに生じる電圧VCPの波形は例
えば第２図ｃに示される。第２図ｂと第３図ｂの各偏向
電流iYの振幅は前述のように付勢電圧Ｂ＋を制御するこ
とにより各偏向周波数fH(2)、fH(3)に対しほぼ同じに保
たれる。例えば、偏向周波数fH(3)より高い偏向周波数f
H(2)で動作するときは電圧Ｂ＋が高くなる。一方、電流
iY′のピーク・ピーク振幅は周波数fHに逆比例するよう
になる。 この発明により、電流iY′とiYが代数的に加算され
て、Ｓ字コンデンサCSに放物線電圧VCPを、端子25に放
物線電圧VCSを発生する。電流iY′の振幅は、放物線電
圧VCPのピーク・ピーク振幅とＳ字コンデンサCSに発生
する電圧Ｂ＋に等しい平均直流電圧との比が各走査周波
数に対して同じに保たれるように制御される。第２図ｃ
と第３図ｃの各例におけるこの比は約1/4に等しく、選
ばれた周波数fHに実質的に無関係である。 この発明を実施する場合、例えば第２図ａの電流iY′
の離相は第２図ｂの電流iYのそれに対して180°位相に
近いが、他の位相関係も用い得ることを理解すべきであ
る。周波数fHが上昇すると補助電流iY′のピーク・ピー
クも上昇して、第１図の放物線電圧VCPの振幅を付勢電
圧Ｂ＋の上昇に比例して上昇させる。上述のように、電
流iYの振幅を維持するために周波数fHが上昇すると電圧
Ｂ＋も上昇する。従って、第２図ａの電流iY′の振幅は
第３図ａのそれより小さいが、第２図ｂと第３図ｂの電
流iYの振幅は実質的に等しい。 補助Ｓ字補正回路52の出力段22′のカスコードスイッ
チ回路23′は変成器T25から供給される切換信号VHndに
より制御される。信号VHndは信号VHdより進んだ波形を
持つ。スイッチ回路23′と並列にダンパーダイオードD2
3′が結合され、そのダイオードD23′と回路23′の並列
接続が変成器T23′の１次巻線W23′を介して端子23a′
と23b′の間に挿入されている。端子23a′、23b′間に
は帰線コンデンサCR′も結合されている。端子23a′と
端子25の間には結合コンデンサCs′が結合されて補助電
流iY′をＳ字コンデンサCSに供給する。負の付勢電圧Ｂ
−がチョークW1′を介して端子23a′に供給される。端
子23b′と端子24即ちＳ字コンデンサCSと糸巻変調誘導
子LMの接続点の間に誘導子Ly′が結合され、その誘導子
Ly′とコンデンサCR′が共振回路を形成する。 例えば第３図ａの期間t3a1〜t3a2中、第１図のダイオ
ードD23′は導通し、第１図のコンデンサCS′と誘導子L
y′に流れる第３図ａの電流iY′は下り勾配を持つ。第
３図ａの期間T3a2〜t3a3中は、バイポーラトランジスタ
Q1b′と直列にFETトランジスタQ1a′を含む第１図のス
イッチ回路23′が導通し、反対極性の第３図ａの電流
iY′が下り勾配で流れ続ける。スイッチ23′の導通時に
は、そのスイッチ23のトランジスタQ1b′のベース電極
電圧がツエナーダイオード54′の両端間に発生する。ツ
エナーダイオード54′はトランジスタQ1b′のベース電
極電圧がそのツエナーダイオード54′の降伏電圧を超え
るのを防ぐ。変成器23′の１次巻線W23′に流れる電流
は２次巻線W23′に電圧を誘起し、これがダイオードD2
3′ａで整流されてトランジスタQ1b′のベース電極に電
圧を発生する。スイッチ23′またはダイオードD23′が
導通のとき巻線W23′と誘導子Ly′の直列回路に印加さ
れる電圧は電圧VCSとVCS′の代数和に等しい。 第１図の出力段22の帰線期間の前に、スイッチ回路2
3′は変成器T25からトランジスタQ1a′のゲート電極に
印加された信号VHndにより非導通になり、巻線W23a′の
ソース電圧がダイオードD23′ａで整流されてトランジ
スタQ1b′のベース電極に電圧を印加する。スイッチ2
3′により誘導子Ly′に印加される電圧は信号VHを導く
電圧VCSとVCS′の代数和に等しいことに注意されたい。
スイッチ回路23′が非導通になると、コンデンサCR′に
帰線電圧VR′が発生し、その電圧VR′は第３図ａの期間
t3a3〜t3a4に電流iY′を発生する。従って、信号VHndに
より制御される第１図のスイッチ回路23′の切換動作に
よって誘導子Ly′とコンデンサCS′を流れる補助電流
iY′を生じる。この電流iY′の振幅は負の電圧Ｂ−のレ
ベルで決まり、Ｂ−が負になるほど、電流iY′のピーク
・ピーク振幅が大きくなる。 電流iY′を発生する回路52は端子24,25間にコンデン
サCSと並列に挿入された制御電流源として働く。電流
iY′は両端子24,25に供給されるから、誘導子LMは電流i
Y′の電流路には入らない。従って、電圧VCPを発生する
電流iY′が左右補正に用いられる誘導子LMの電圧に影響
しないという利点がある。 この発明の他の特徴として、回路452に含まれる調整
電源51が付勢電圧Ｂ−レベルを制御する。大地に対して
負のこの電圧Ｂ−は出力段22′で発生される電流iY′の
振幅を制御し、電圧Ｂ−が０に近付くと補助電流iY′の
振幅か低下し、Ｓ字コンデンサCSの放物線電圧VCPが上
昇する。電圧Ｂ−のレベルを制御する制御電源51はこの
発明の特徴により帰還ループ中で制御回路49により制御
される。 掃引中端子25の電圧VCSは、第２図ｃおよび第３図ｃ
に示すように、交流放物線電圧VCPと付勢電圧Ｂ＋に等
しい直流電圧の和を含む。電圧VCSは端子63aで抵抗70、
72によって分圧され、低域ろ波器63でろ波されて差動増
幅器64の反転入力端子64aに印加される。ろ波器63は電
圧VCSに存在する交流電圧成分を除去するコンデンサC49
aを含む。 ろ波器63の可変抵抗R49aは電圧VCS直流電圧成分の可
変部分を反転入力端子64aに供給する。コンデンサC49b
は、例えば第２図ｃおよび第３図ｃに示す放物線電圧V
CPの一部をクランプダイオードD49の陰極に供給する。
ダイオードD49のクランプ動作のため、第２図ｅおよび
第３図ｅに示す波形を持つ電圧VQ49がダイオードD49の
両端間に発生する。トランジスタQ49は帰線パルスfHに
応答して導通し、端子24の帰線パルスが端子63aに現わ
れることがないようにする。電圧VQ49の直流部分または
平均値VQ49(AV)は電圧VCPのピーク・ピーク振幅に比例
する。電圧VQ49(AV)は増幅器64の非反転入力端子64bに
供給される。抵抗R49bとコンデンサC49cはろ波器を構成
し、電圧VQ49から交流電圧成分を除去して電圧VQ49(AV)
を生成する。 差動増幅器64は電圧VCPのピーク・ピーク振幅と電圧
Ｂ＋との差を表す制御電圧V64cを発生する。電圧V64cは
各走査周波数fHに対し端子64a、64bの電圧が実質的に等
しくなるように電圧Ｂ−を制御することにより、補助電
流iY′の振幅を制御する。前述のように、放物線電圧V
CPのピーク・ピーク振幅は電流iY′の振幅により決ま
る。端子64a、64bの電圧を等しく保つことにより、制御
回路49は放物線電圧VCPと付勢電圧Ｂ＋の比を各走査周
波数fHに対して同じに保つ。この比を同じに保つことに
より適正なＳ字補正が走査周波数の全動作範囲にわたっ
て得られる。 増幅器64の制御電圧V64cは駆動段62の位相反転器とし
て動作するトランジスタ62aのベース電極に印加され
る。駆動段62にエネルギを供給する負の電圧−VOも抵抗
R62を介してトランジスタ62aのべース電極に供給され、
正の電圧V64cのレベルを移動してトランジスタ62aのベ
ース電極に負のベース電圧を形成する。トランジスタ62
aは位相反転器として動作する。増幅器64の正電圧V64c
が例えば０に近付くと、トランジスタ62aのコレクタの
負電圧も０に近付く。 トランジスタ62aのコレクタ電圧はトランジスタ62b,6
2cを含むプッシュプル・エミッタホロワ段に供給され、
それらのトランジスタの各エミッタに負電圧Ｂ−を供給
する。従って、電流iY′の振幅を制御する電圧Ｂ−は増
幅器64の電圧V64cにより制御される。 この発明の特徴により、電圧VCPはアナログ技法を用
いる帰還制御ループで調整される。周波数fHが次第に変
わると、これに従って電圧Ｂ−、電流iY′および電圧V
CPも次第に変わる。従って、Ｓ字補正は周波数fHの全範
囲で不連続なしに維持される。 例えば周波数fHが上昇すると、前述のように電圧Ｂ＋
が上昇するため、端子25の電圧VCSの平均値が上昇す
る。電圧VCSの平均値の上昇により増幅器64の端子64aの
電圧が更に正になる。従って出力端子64cの電圧V64cが
更に負になり、この結果補助電流iY′の振幅が小さくな
る。電流iY′の振幅が小さくなるため、コンデンサCSの
正味電流が大きくなる。従って、放物線電圧VCPまたはV
CSの振幅が増大して、増幅器64の入力端子64bの電圧V
Q49(AV)を更に正にし、入力端子69aの電圧レベルに近付
ける。端子64a、64bの電圧が等しいときは帰還ループが
定常状態にあり、従って、周波数fHが上昇するとき起き
る電圧Ｂ＋の上昇により、電圧VCSの平均値が上昇す
る。増幅器64を含む帰還ループは電圧VCSの放物線電圧
成分の振幅に対応する上昇を生じ、その電圧VCSの交流
成分と直流成分の比を一定に保つ。 トランジスタスイッチ56が導通のとき、変成器T15の
２次巻線W16aの電圧を整流することにより電圧−VOが発
生される。前述のように、巻線W16に印加される電圧Ｂ
＋は周波数fHが上昇すると上昇し、従ってスイッチ56が
導通のとき巻線W16、W16aに発生する電圧は低下して、
巻線W16の電圧に直接比例する電圧−VOを０に近付け
る。 電圧−VOはトランジスタ62bのコレクタ電極に印加さ
れる。前述のように、電圧−VOは周波数fHが低下すると
更に負になる。トランジスタ62bのエミッタとコレクタ
の電圧は周波数fHが低下すると互いに追跡し合うため、
トランジスタ62bの電力消費は周波数fHの低下時に低く
保たれる利点がある。 第４図は第１図の偏向系122の一部の第２の実施例を
示す。第１図ないし第４図の同様の番号と記号は同様の
ものまたは機能を示す。第４図の回路では第１図のトラ
ンジスタQ49を用いる代わりに２次巻線LMSを変調誘導子
LMに磁気結合している。巻線LMSの電圧は誘導子LMの端
子24の電圧と逆相で、抵抗RMSを介して端子63aに印加さ
れ、糸巻歪補正回路30の端子24の電圧V2から引き出され
た端子63aの電圧の部分を差し引く。従って、端子24に
存在する帰線パルスは得られる相当な消去のため端子63
aには現れない。 偏向系122の正規の動作では、電流iYの振幅が電流
iY′のそれより大きいが、最初に電源を入れるときのよ
うな過渡状態では、第１図の系122の補助電流iY′の振
幅が偏向電流iYのそれより大きく、電圧VCPの放物線波
形を第２図ｃに示すような所要位相から180°離相させ
る即ち反転することがある。第１図の電圧VCPの反転波
形は所要のＳ字補正を行わず、第１図の偏向系122をこ
のような不良状態に無期限に固定することがある。この
ような状態になると、偏向系122を電圧VCPが例えば第２
図ｃのような波形位相を持つ正規の動作状態に戻すこと
が望ましい。 この正規動作状態の回復は例えば第４図のダイオード
D49の陽極をこの発明の更に他の特徴を実施したバイア
ス回路網71に結合することにより達せられる。バイアス
回路網71はダイオードD49の陽極に周波数fHのほぼ矩形
波の信号V71を発生する。第１図の巻線W2に発生した周
波数fHの信号FB1は第４図のコンデンサC49dと抵抗R49c
を介してダイオードD49の陽極に供給される。帰線中信
号V71はダイオードD49bの導通のため＋0.7Vで、電圧V
Q49はダイオードD49の導通のため接地電位であるが、掃
引中信号V71は約−71Vで、ダイオードD49、D49bを非導
通にする。 正規動作では、第４図の放物線電圧VQ49が掃引期間の
始めと終わりにダイオードD49により0Vに固定される
が、掃引期間の中点では例えば第２図ｅの放物線電圧V
Q49がその期間の始めと終わりのどちらよりも正になる
ため、端子64bの電圧は正になる。 これに対して電流iY′の振幅が電流iYのそれより大き
い不良動作時には、放物線が反転するため、掃引期間の
中点で電圧VQ49が負になる。このため端子64bの直流電
圧が負になり、結局制御回路49は第１図の電圧Ｂ−を０
に近付ける。電圧Ｂ−が０に近付くと、電流iY′の振幅
が電流iYのそれより小さくなり、その結果この発明の性
質として偏向系122が、放物線電圧VQ49が掃引期間の始
めと終わりより中点でより正である正規の動作を回復す
る。 第１図において、前述のように、偏向電流iYの位相を
制御する信号VHdは補助電流iY′の位相を制御する信号V
Hndより遅れている。この遅延は装置21の可変抵抗21aを
調節することにより調節される。 この発明によると、この可変遅延によってカスコード
スイッチ回路23の遮断時刻が回路23′のそれに対して遅
延する。スイッチ回路23の遮断時刻が遅延することによ
り、補助電流iY′の位相が可変の位相だけ偏向電流iYよ
り進む。この電流iY′の進相によりコンデンサCSの電圧
VCSが掃引の始めより終わりに高くなる。この結果、放
物線電圧VCPが非対称になり、即ち掃引期間の中点に対
して「傾斜する」。この「傾斜」により偏向損失によっ
て生じた電流iYの非対称非直線性誤差のような走査関係
の歪が公知のようにして減じられる。 周波数fHが低いときは、放物線電圧VCPの所要の「傾
斜」を得るために電流iY′振幅が充分大きいが、周波数
fHが高いときは、前述のように電流iY′が小さくなり、
従って、電圧VCP特にその「傾斜」に対する電流iY′の
効果は小さくなる。周波数fHが高いときは、非直線性誤
差を低減するために調節された直線性誘導子LLINにより
補正される。従って、電流iYに対する電流iY′の移相の
ため、電流iY′によって非直線性誤差補正が周波数fHの
周波数範囲内に維持される利点がある。
関する。 ＜発明の背景＞ 偏向巻線中の偏向電流により発生する磁界によって電
子ビームが偏向されるテレビジョン映像管では、発生さ
れたラスタに若干の非直線性が現れる。この非直線性の
一つの型は電子ビームの有効偏向中心が映像管の表示面
の曲率半径の中心と一致しないことに因る。偏向中心か
ら映像管の表示面の縁までの距離は普通その表示面の中
心までの距離より大きい。 この非直線性のため、時間の関数としての電子ビーム
の偏向は、映像管の表示面に表示されたラスタに見られ
るように表示面の縁に近いほど大きくなる。テレビジョ
ン装置で表示すべき情報は普通一定の割合で符号化され
るから、表示面上に表示される情報はラスタの中心で圧
縮され、周辺で伸長されたように見える。 この非直線性を補償する普通の方法は、偏向巻線と並
列にＳ字コンデンサを挿入することである。一般にこの
Ｓ字コンデンサは低抵抗を持つインダクタンスを介して
Ｂ＋付勢電圧に導通接続されるから、Ｓ字コンデンサの
両端間の平均直流電圧はそのＢ＋付勢電圧に等しい。Ｓ
字コンデンサの電圧は掃引中偏向巻線の偏向電流の変化
率を決める。Ｓ字コンデンサの追加により偏向電流は反
復する走査期間中ほぼ直線の傾斜でなく、中心部より正
負両端で変化率の低下する正弦波の一部になる。このた
め電子ビームの走査速度がラスタの中心より左右両端付
近で僅かに遅くなって、伸長非直線性が減少する。 一般の偏向回路の出力段では、Ｓ字コンデンサが偏向
電流により掃引期間の前半中充電され、後半中放電され
る。このためＳ字コンデンサの電圧は掃引期間中放物線
状に変化し、掃引期間の中間でその変化率が零になる。
Ｓ字コンデンサの放物線電圧の例えば掃引期間の始めか
ら中間までの変化の程度によりそのＳ字コンデンサの行
うＳ字補正の程度が決まるから、このＳ字コンデンサの
キャパシタンスは用途に応じて所要の偏向電流波形が得
られるように偏向巻線のインダクタンスや走査周波数を
考慮して慎重に選ぶ。 広い走査周波数範囲からの何種かの走査周波数の任意
の一つで動作し得ることが望ましいテレビジョンモニタ
や図形表示器では、偏向電流を一定に保つために普通Ｓ
字コンデンサに導通接続されたＢ＋付勢電圧を走査周波
数の上昇とともに上昇させる。 広い周波数範囲から選ばれた走査周波数がその周波数
範囲から選ばれた各走査周波数に対してＳ字補正が正し
く維持されるように変化するように、Ｓ字コンデンサの
放物線電圧の振幅を自動的に変えることが望ましいかも
知れない。例えば、種々の走査周波数に対してＳ字コン
デンサの放物線電圧のピーク・ピーク振幅と平均直流電
圧の間に同じ比率を維持することが望ましい。 前述のように、Ｓ字コンデンサの直流平均電圧を形成
するＢ＋付勢電圧は普通走査周波数の高い動作ほど高く
されるが、普通の偏向回路では、与えられた振幅の偏向
電流でＳ字コンデンサの両端に発生するピーク・ピーク
電圧が走査周波数が上昇すると上昇するという不都合が
ある。Ｓ字コンデンサのインピーダンスは走査周波数に
逆比例するから、そのコンデンサの電圧は低下する。従
って、別の方法で放物線電圧を発生しなくても前述の比
は走査周波数が変わると変化する。 ＜発明の概要＞ この発明によれば、偏向周波数の偏向電流が偏向巻線
で発生され、その偏向周波数がある周波数範囲から選ば
れる。入力信号に応答する電流源がその入力信号の周波
数に従って実質的に鋸歯波の第１の電流を供給する。こ
の第１の電流は振幅が偏向周波数に比例し、これによっ
て発生された放物線電圧が偏向巻線に供給されて自動的
に所要のＳ字補正を行う。 この発明を実施した偏向回路では、第１の電流が偏向
電流に加算されて偏向周波数の複合電流を生じ、これが
Ｓ字コンデンサを流れて固定キャパシタンスでよいＳ字
コンデンサにＳ字補正放物線電圧を発生する。Ｓ字コン
デンサの平均直流電圧は偏向回路を付勢する付勢電圧に
実質的に等しい。このＳ字コンデンサの放物線電圧と平
均直流電圧の比は上記周波数範囲から選ばれた任意の偏
向周波数について自動的にほぼ同じに保たれるが、従来
法回路のあるものでは、Ｓ字コンデンサ即ち受動素子の
キャパシタンスを変えて放物線電圧が変えられている。 ＜実施例の説明＞ 第１図は付勢電圧Ｂ＋で付勢される出力段22を含む例
えばテレビジョンモニタの水平偏向系122を示す。出力
段22は各偏向期間Ｈ中Ｓ字コンデンサCSを流れる走査周
波数即ち偏向周波数fHのほぼ鋸歯波の偏向電流iYを発生
する。 発振駆動部20は入来映像信号から水平同期信号を分離
する同期信号分離器（図示せず）から水平周波数fHの同
期信号VHを受信し、周波数fHの出力信号120aを可変遅延
部21に供給して、出力段22のカスコードスイッチ回路23
のFETスイッチQ1aのゲートに周波数fHの遅延信号VHdを
生じる。信号VHdはスイッチQ1aを水平掃引期間の中点の
僅か前からその水平掃引期間の終わりにそれが遮断され
て帰線期間が始まるまで導通させる。FETスイッチQ1aの
主電流伝導電極はカスコードスイッチ回路23のトランジ
スタスイッチQ1bのエミッタ電極に結合されている。そ
のトランジスタスイッチ。Q1bのコレクタはフライバッ
ク変成器T1の１次巻線W1の一方の端子W1aに結合されて
いる。巻線W1の他方の端子W1bは電流変成器T10の１次巻
線W10の一方の端子に結合され、巻線W10の他方の端子W1
0aはフィルターコンデンサC1と付勢電圧源Ｂ＋に結合さ
れている。 トランジスタスイッチQ1bベース電極の正の電圧VQ1b
はツエナーダイオード54の両端間に発生する。帰線の始
めにトランジスタスイッチQ1bが非導通になると、ツエ
ナーダイオード54はベース電圧VQ1bが自身の降伏電圧を
超えないようにする。帰線中に変成器T10の巻線W10の電
流が２次巻線W11に電圧を誘起し、これがダイオード55
を順バイアスする。掃引中は変成器T10の２次巻線W11の
電圧を整流する順バイアスダイオード55から電圧VQ1bが
供給される。トランジスタスイッチQ1bはFETスイッチQ1
aが導通のとき導通する。 出力段22は直線性誘電子LLINと直列の水平偏向巻線Ly
に偏向電流iYを生じる。掃引期間の前半中電流iYは端子
25と端子W1aの間を矢印と反対の方向に流れるが、後半
中は矢印方向に流れる。 水平偏向電流iYのＳ字整形は後述のように一部一方の
電極を端子25に結合されたＳ字コンデンサCSによりなさ
れる。エネルギ損失は端子25の平均直流電圧のVCSが電
圧Ｂ＋に等しくなるように電圧線Ｂ＋から変成器巻線W
1,W10を介して補給される。コンデンサCSの他方の電極
端子24は左右糸巻型歪変調誘導子LMに結合されている。
第１の帰線コンデンサCR1の一方の電極は変成器巻線W1
の端子W1aに結合され、他方の電極は端子28で第２の帰
線コンデンサCR2の一方の電極に結合されている。コン
デンサCR2の他方の電極は大地のような基準電位に結合
されている。帰線コンデンサCR1の両電極間に挿入され
たダンパーダイオードD1は巻線W1の端子28から端子W1a
へ電流を流すように、帰線コンデンサCR2の両電極間に
挿入されたダンパーダイオードD2は基準電位点から端子
28へ電流が流れるように極性が定められている。ダイオ
ードD1,D2は掃引期間の前半中、カスコードスイッチ回
路23はその後半中、それぞれ端子W1aの電圧をほぼ基準
電位にクランプする。 変調誘導子LMとＳ字コンデンサCSの間の端子24には誘
導子LMを含む内外糸巻歪補正回路30が結合されている。
回路30は端子24,28の間に結合されて第１の分枝を形成
する変調コンデンサCSMを含む。回路30の第２分枝は誘
導子LMにより形成される。コンデンサCSMの電極端子28
は可制御スイッチ40に結合され、そのスイッチ40は端子
28とSCRスイッチQ2の陽極との間に挿入された低い誘導
子L1を有する。SCRスイッチQ2はその導通時に端子28を
誘導子L1を介して基準電位点に接続する。可制御スイッ
チ40はSCRスイッチQ2のゲート付勢電圧を供給する左右
制御回路46に制御される。 制御回路46は水平フライバック変成器T1の巻線W2に結
合され、水平偏向周波数fHの同期信号FB1を受ける。こ
の制御回路46はまた第１図には示されない垂直偏向発生
器の出力端子に結合され、周波数fVの垂直周波数信号Vm
odを受ける。制御回路46の出力信号VEWの前縁即ち立上
りは各水平サイクルにおいて対応する帰線パルスVRの後
半中に生じてSCRスイッチQ2を導通させる。SCRスイッチ
Q2は帰線期間中に垂直走査の始めから中点までは次第に
早く、中点から終りまでは次第に遅く起こる時点で導通
する。 糸巻歪補正回路30は偏向巻線Lyに直列の切換式インピ
ーダンスを含み、公知のように動作する。SCRスイッチQ
2が非導通のときは、糸巻歪補正回路30は偏向巻線Lyの
形成する電流路に変調誘導子LMの形で高い誘導性インピ
ーダンスを実質的に与えるが、水平帰線期間中でSCRス
イッチQ2が導通しているときは、偏向巻線Lyの偏向電流
路にコンデンサCSMの低い容量性インピーダンスを与え
る。この回路は内外両側の糸巻歪を補正する。コンデン
サCSMは端子24の電圧V2にＳ字補正の追加をさせる。即
ち誘導子LMの両端間の電圧V2はＳ字コンデンサCSの両端
間の電圧と直列に組み合わされて偏向掃引電流iYの波形
を変え、内側糸巻歪補正を行う。 出力段22は同期信号VHのある周波数範囲から選ばれた
任意の所定周波数fHに対して実質的に同じ所定振幅の偏
向電流iYを生成し得るという利点がアル。周波数fHはあ
る周波数範囲例えばPAL標準の水平周波数15625Hzと3125
0Hzの間で選べばよい。偏向電流iYの振幅の制御は下述
のように周波数fHが上昇するときは自動的に電圧Ｂ＋を
上げ、逆のときは逆にして電流iYを一定に保つようにし
て行われる。 電圧Ｂ＋はそれを信号Ｂ＋sによって変える閉ループ
型で動作する調整電源50により制御される。その調整電
源50はＢ＋調整回路57で制御される衝撃係数（デューテ
ィサイクル）で動作する直列通過トランジスタスイッチ
56を含む。そのトランジスタスイッチ56の電流導通端子
56aは未調整直流電圧VURに接続され、他方の電流導通端
子56bは変成器T15のインダクタンスW16を介して端子W10
aに接続されている。フライホイールダイオード56dの陰
極は端子56bに接続され、陽極は限流抵抗56eを介して接
地されている。端子W10aはフィルターコンデンサC1に結
合されて電圧Ｂ＋を発生する。Ｂ＋調整回路57は入力端
子57cに周波数fHのタイミング信号120bを受けて、出力
端子57dにタイミング信号120bと同期された周波数fHの
矩形波信号VREGを生じる。 説明のため、Ｂ＋の調整回路57の開ループ動作を考え
る。開ループ動作では、信号VREGのオフ状態の時間が周
波数fHに無関係であるが、連続するサイクル間の周期が
信号VHの周期に等しい。従って、衝撃係数即ちオン状態
の時間と全周期との比は周波数fHが低いほど大きい。信
号VREGは変成器T20によりスイッチ56の制御電極56cに供
給される。信号VREGのオン状態中、スイッチ56は非導通
で、フライホイールダイオード56dが導通している。従
って、Ｂ＋調整電源50の開ループ動作中は周波数fHの高
いほど高い電圧が生じる。この電圧Ｂ＋の上昇は例えば
周波数fHが上昇すると偏向電流iYが低下する傾向に反す
る。このような開ループ動作はある種の用途、特に周波
数fHが狭い周波数範囲内で変わるモニタの場合には、電
圧Ｂ＋に周波数fHの関数としての変化を与えることを理
解すべきである。 第１図の回路に用いられる閉ループ動作では、Ｂ＋調
整回路57が例えば端子57bに一定の直流基準信号V
REFを、端子57aに偏向電流iYの振幅を表す信号Ｂ＋Sを
受け、その両信号の差に応じて信号VREGの衝撃係数を変
え、電圧Ｂ＋に対応する変化を与えて周波数fHか変わっ
たとき偏向電流iYの振幅を実質的に同じに保つ。ピーク
検知器59は信号FB1の正のピークを表す信号Ｂ＋2を発生
する。信号FB1は変成器T1の巻線W2に発生され、帰線の
中央で生じるその信号FB1の正のピークは偏向電流iYの
振幅を表す。 この発明を用いる第１図の補助Ｓ字補正回路52は後述
のようにし周波数fHでこれに逆比例する振幅のほぼ鋸歯
波の補助電流iY′を発生する出力段22′を含む。電流
iY′はＳ字コンデンサCSに流れ込み、そのＳ字コンデン
サCSに流れる電流は電流iYとiY′の代数和に等しくな
る。電流iYとiY′の位相差は180°に近い。 第２図ａ〜ｅは偏向周波数fH(2)例えば31250Hzのとき
の第１図の回路122の動作を説明するために用い、第３
図ａ〜ｅは偏向周波数fH(3)がfH(2)より低く、例えば15
625Hzに等しいときの動作を説明するために用いる。第
２図ａ〜ｅと第３図ａ〜ｅの同じ番号と記号は同様の事
項または機能を示す。 例えば第２図ｂおよびａに示す第１図のＳ字コンデン
サCSに流れる電流iY′とiYは放物線電圧VCPを生成す
る。このＳ字コンデンサCSに生じる電圧VCPの波形は例
えば第２図ｃに示される。第２図ｂと第３図ｂの各偏向
電流iYの振幅は前述のように付勢電圧Ｂ＋を制御するこ
とにより各偏向周波数fH(2)、fH(3)に対しほぼ同じに保
たれる。例えば、偏向周波数fH(3)より高い偏向周波数f
H(2)で動作するときは電圧Ｂ＋が高くなる。一方、電流
iY′のピーク・ピーク振幅は周波数fHに逆比例するよう
になる。 この発明により、電流iY′とiYが代数的に加算され
て、Ｓ字コンデンサCSに放物線電圧VCPを、端子25に放
物線電圧VCSを発生する。電流iY′の振幅は、放物線電
圧VCPのピーク・ピーク振幅とＳ字コンデンサCSに発生
する電圧Ｂ＋に等しい平均直流電圧との比が各走査周波
数に対して同じに保たれるように制御される。第２図ｃ
と第３図ｃの各例におけるこの比は約1/4に等しく、選
ばれた周波数fHに実質的に無関係である。 この発明を実施する場合、例えば第２図ａの電流iY′
の離相は第２図ｂの電流iYのそれに対して180°位相に
近いが、他の位相関係も用い得ることを理解すべきであ
る。周波数fHが上昇すると補助電流iY′のピーク・ピー
クも上昇して、第１図の放物線電圧VCPの振幅を付勢電
圧Ｂ＋の上昇に比例して上昇させる。上述のように、電
流iYの振幅を維持するために周波数fHが上昇すると電圧
Ｂ＋も上昇する。従って、第２図ａの電流iY′の振幅は
第３図ａのそれより小さいが、第２図ｂと第３図ｂの電
流iYの振幅は実質的に等しい。 補助Ｓ字補正回路52の出力段22′のカスコードスイッ
チ回路23′は変成器T25から供給される切換信号VHndに
より制御される。信号VHndは信号VHdより進んだ波形を
持つ。スイッチ回路23′と並列にダンパーダイオードD2
3′が結合され、そのダイオードD23′と回路23′の並列
接続が変成器T23′の１次巻線W23′を介して端子23a′
と23b′の間に挿入されている。端子23a′、23b′間に
は帰線コンデンサCR′も結合されている。端子23a′と
端子25の間には結合コンデンサCs′が結合されて補助電
流iY′をＳ字コンデンサCSに供給する。負の付勢電圧Ｂ
−がチョークW1′を介して端子23a′に供給される。端
子23b′と端子24即ちＳ字コンデンサCSと糸巻変調誘導
子LMの接続点の間に誘導子Ly′が結合され、その誘導子
Ly′とコンデンサCR′が共振回路を形成する。 例えば第３図ａの期間t3a1〜t3a2中、第１図のダイオ
ードD23′は導通し、第１図のコンデンサCS′と誘導子L
y′に流れる第３図ａの電流iY′は下り勾配を持つ。第
３図ａの期間T3a2〜t3a3中は、バイポーラトランジスタ
Q1b′と直列にFETトランジスタQ1a′を含む第１図のス
イッチ回路23′が導通し、反対極性の第３図ａの電流
iY′が下り勾配で流れ続ける。スイッチ23′の導通時に
は、そのスイッチ23のトランジスタQ1b′のベース電極
電圧がツエナーダイオード54′の両端間に発生する。ツ
エナーダイオード54′はトランジスタQ1b′のベース電
極電圧がそのツエナーダイオード54′の降伏電圧を超え
るのを防ぐ。変成器23′の１次巻線W23′に流れる電流
は２次巻線W23′に電圧を誘起し、これがダイオードD2
3′ａで整流されてトランジスタQ1b′のベース電極に電
圧を発生する。スイッチ23′またはダイオードD23′が
導通のとき巻線W23′と誘導子Ly′の直列回路に印加さ
れる電圧は電圧VCSとVCS′の代数和に等しい。 第１図の出力段22の帰線期間の前に、スイッチ回路2
3′は変成器T25からトランジスタQ1a′のゲート電極に
印加された信号VHndにより非導通になり、巻線W23a′の
ソース電圧がダイオードD23′ａで整流されてトランジ
スタQ1b′のベース電極に電圧を印加する。スイッチ2
3′により誘導子Ly′に印加される電圧は信号VHを導く
電圧VCSとVCS′の代数和に等しいことに注意されたい。
スイッチ回路23′が非導通になると、コンデンサCR′に
帰線電圧VR′が発生し、その電圧VR′は第３図ａの期間
t3a3〜t3a4に電流iY′を発生する。従って、信号VHndに
より制御される第１図のスイッチ回路23′の切換動作に
よって誘導子Ly′とコンデンサCS′を流れる補助電流
iY′を生じる。この電流iY′の振幅は負の電圧Ｂ−のレ
ベルで決まり、Ｂ−が負になるほど、電流iY′のピーク
・ピーク振幅が大きくなる。 電流iY′を発生する回路52は端子24,25間にコンデン
サCSと並列に挿入された制御電流源として働く。電流
iY′は両端子24,25に供給されるから、誘導子LMは電流i
Y′の電流路には入らない。従って、電圧VCPを発生する
電流iY′が左右補正に用いられる誘導子LMの電圧に影響
しないという利点がある。 この発明の他の特徴として、回路452に含まれる調整
電源51が付勢電圧Ｂ−レベルを制御する。大地に対して
負のこの電圧Ｂ−は出力段22′で発生される電流iY′の
振幅を制御し、電圧Ｂ−が０に近付くと補助電流iY′の
振幅か低下し、Ｓ字コンデンサCSの放物線電圧VCPが上
昇する。電圧Ｂ−のレベルを制御する制御電源51はこの
発明の特徴により帰還ループ中で制御回路49により制御
される。 掃引中端子25の電圧VCSは、第２図ｃおよび第３図ｃ
に示すように、交流放物線電圧VCPと付勢電圧Ｂ＋に等
しい直流電圧の和を含む。電圧VCSは端子63aで抵抗70、
72によって分圧され、低域ろ波器63でろ波されて差動増
幅器64の反転入力端子64aに印加される。ろ波器63は電
圧VCSに存在する交流電圧成分を除去するコンデンサC49
aを含む。 ろ波器63の可変抵抗R49aは電圧VCS直流電圧成分の可
変部分を反転入力端子64aに供給する。コンデンサC49b
は、例えば第２図ｃおよび第３図ｃに示す放物線電圧V
CPの一部をクランプダイオードD49の陰極に供給する。
ダイオードD49のクランプ動作のため、第２図ｅおよび
第３図ｅに示す波形を持つ電圧VQ49がダイオードD49の
両端間に発生する。トランジスタQ49は帰線パルスfHに
応答して導通し、端子24の帰線パルスが端子63aに現わ
れることがないようにする。電圧VQ49の直流部分または
平均値VQ49(AV)は電圧VCPのピーク・ピーク振幅に比例
する。電圧VQ49(AV)は増幅器64の非反転入力端子64bに
供給される。抵抗R49bとコンデンサC49cはろ波器を構成
し、電圧VQ49から交流電圧成分を除去して電圧VQ49(AV)
を生成する。 差動増幅器64は電圧VCPのピーク・ピーク振幅と電圧
Ｂ＋との差を表す制御電圧V64cを発生する。電圧V64cは
各走査周波数fHに対し端子64a、64bの電圧が実質的に等
しくなるように電圧Ｂ−を制御することにより、補助電
流iY′の振幅を制御する。前述のように、放物線電圧V
CPのピーク・ピーク振幅は電流iY′の振幅により決ま
る。端子64a、64bの電圧を等しく保つことにより、制御
回路49は放物線電圧VCPと付勢電圧Ｂ＋の比を各走査周
波数fHに対して同じに保つ。この比を同じに保つことに
より適正なＳ字補正が走査周波数の全動作範囲にわたっ
て得られる。 増幅器64の制御電圧V64cは駆動段62の位相反転器とし
て動作するトランジスタ62aのベース電極に印加され
る。駆動段62にエネルギを供給する負の電圧−VOも抵抗
R62を介してトランジスタ62aのべース電極に供給され、
正の電圧V64cのレベルを移動してトランジスタ62aのベ
ース電極に負のベース電圧を形成する。トランジスタ62
aは位相反転器として動作する。増幅器64の正電圧V64c
が例えば０に近付くと、トランジスタ62aのコレクタの
負電圧も０に近付く。 トランジスタ62aのコレクタ電圧はトランジスタ62b,6
2cを含むプッシュプル・エミッタホロワ段に供給され、
それらのトランジスタの各エミッタに負電圧Ｂ−を供給
する。従って、電流iY′の振幅を制御する電圧Ｂ−は増
幅器64の電圧V64cにより制御される。 この発明の特徴により、電圧VCPはアナログ技法を用
いる帰還制御ループで調整される。周波数fHが次第に変
わると、これに従って電圧Ｂ−、電流iY′および電圧V
CPも次第に変わる。従って、Ｓ字補正は周波数fHの全範
囲で不連続なしに維持される。 例えば周波数fHが上昇すると、前述のように電圧Ｂ＋
が上昇するため、端子25の電圧VCSの平均値が上昇す
る。電圧VCSの平均値の上昇により増幅器64の端子64aの
電圧が更に正になる。従って出力端子64cの電圧V64cが
更に負になり、この結果補助電流iY′の振幅が小さくな
る。電流iY′の振幅が小さくなるため、コンデンサCSの
正味電流が大きくなる。従って、放物線電圧VCPまたはV
CSの振幅が増大して、増幅器64の入力端子64bの電圧V
Q49(AV)を更に正にし、入力端子69aの電圧レベルに近付
ける。端子64a、64bの電圧が等しいときは帰還ループが
定常状態にあり、従って、周波数fHが上昇するとき起き
る電圧Ｂ＋の上昇により、電圧VCSの平均値が上昇す
る。増幅器64を含む帰還ループは電圧VCSの放物線電圧
成分の振幅に対応する上昇を生じ、その電圧VCSの交流
成分と直流成分の比を一定に保つ。 トランジスタスイッチ56が導通のとき、変成器T15の
２次巻線W16aの電圧を整流することにより電圧−VOが発
生される。前述のように、巻線W16に印加される電圧Ｂ
＋は周波数fHが上昇すると上昇し、従ってスイッチ56が
導通のとき巻線W16、W16aに発生する電圧は低下して、
巻線W16の電圧に直接比例する電圧−VOを０に近付け
る。 電圧−VOはトランジスタ62bのコレクタ電極に印加さ
れる。前述のように、電圧−VOは周波数fHが低下すると
更に負になる。トランジスタ62bのエミッタとコレクタ
の電圧は周波数fHが低下すると互いに追跡し合うため、
トランジスタ62bの電力消費は周波数fHの低下時に低く
保たれる利点がある。 第４図は第１図の偏向系122の一部の第２の実施例を
示す。第１図ないし第４図の同様の番号と記号は同様の
ものまたは機能を示す。第４図の回路では第１図のトラ
ンジスタQ49を用いる代わりに２次巻線LMSを変調誘導子
LMに磁気結合している。巻線LMSの電圧は誘導子LMの端
子24の電圧と逆相で、抵抗RMSを介して端子63aに印加さ
れ、糸巻歪補正回路30の端子24の電圧V2から引き出され
た端子63aの電圧の部分を差し引く。従って、端子24に
存在する帰線パルスは得られる相当な消去のため端子63
aには現れない。 偏向系122の正規の動作では、電流iYの振幅が電流
iY′のそれより大きいが、最初に電源を入れるときのよ
うな過渡状態では、第１図の系122の補助電流iY′の振
幅が偏向電流iYのそれより大きく、電圧VCPの放物線波
形を第２図ｃに示すような所要位相から180°離相させ
る即ち反転することがある。第１図の電圧VCPの反転波
形は所要のＳ字補正を行わず、第１図の偏向系122をこ
のような不良状態に無期限に固定することがある。この
ような状態になると、偏向系122を電圧VCPが例えば第２
図ｃのような波形位相を持つ正規の動作状態に戻すこと
が望ましい。 この正規動作状態の回復は例えば第４図のダイオード
D49の陽極をこの発明の更に他の特徴を実施したバイア
ス回路網71に結合することにより達せられる。バイアス
回路網71はダイオードD49の陽極に周波数fHのほぼ矩形
波の信号V71を発生する。第１図の巻線W2に発生した周
波数fHの信号FB1は第４図のコンデンサC49dと抵抗R49c
を介してダイオードD49の陽極に供給される。帰線中信
号V71はダイオードD49bの導通のため＋0.7Vで、電圧V
Q49はダイオードD49の導通のため接地電位であるが、掃
引中信号V71は約−71Vで、ダイオードD49、D49bを非導
通にする。 正規動作では、第４図の放物線電圧VQ49が掃引期間の
始めと終わりにダイオードD49により0Vに固定される
が、掃引期間の中点では例えば第２図ｅの放物線電圧V
Q49がその期間の始めと終わりのどちらよりも正になる
ため、端子64bの電圧は正になる。 これに対して電流iY′の振幅が電流iYのそれより大き
い不良動作時には、放物線が反転するため、掃引期間の
中点で電圧VQ49が負になる。このため端子64bの直流電
圧が負になり、結局制御回路49は第１図の電圧Ｂ−を０
に近付ける。電圧Ｂ−が０に近付くと、電流iY′の振幅
が電流iYのそれより小さくなり、その結果この発明の性
質として偏向系122が、放物線電圧VQ49が掃引期間の始
めと終わりより中点でより正である正規の動作を回復す
る。 第１図において、前述のように、偏向電流iYの位相を
制御する信号VHdは補助電流iY′の位相を制御する信号V
Hndより遅れている。この遅延は装置21の可変抵抗21aを
調節することにより調節される。 この発明によると、この可変遅延によってカスコード
スイッチ回路23の遮断時刻が回路23′のそれに対して遅
延する。スイッチ回路23の遮断時刻が遅延することによ
り、補助電流iY′の位相が可変の位相だけ偏向電流iYよ
り進む。この電流iY′の進相によりコンデンサCSの電圧
VCSが掃引の始めより終わりに高くなる。この結果、放
物線電圧VCPが非対称になり、即ち掃引期間の中点に対
して「傾斜する」。この「傾斜」により偏向損失によっ
て生じた電流iYの非対称非直線性誤差のような走査関係
の歪が公知のようにして減じられる。 周波数fHが低いときは、放物線電圧VCPの所要の「傾
斜」を得るために電流iY′振幅が充分大きいが、周波数
fHが高いときは、前述のように電流iY′が小さくなり、
従って、電圧VCP特にその「傾斜」に対する電流iY′の
効果は小さくなる。周波数fHが高いときは、非直線性誤
差を低減するために調節された直線性誘導子LLINにより
補正される。従って、電流iYに対する電流iY′の移相の
ため、電流iY′によって非直線性誤差補正が周波数fHの
周波数範囲内に維持される利点がある。
【図面の簡単な説明】
第１図はある周波数範囲の動作に対して選ばれた任意の
偏向周波数で掃引コンデンサの端子の放物線電圧と直流
電圧の比を自動的に維持する偏向系を示す回路図、第２
図ａ〜ｅは第１の例として第１図の回路の動作を説明す
るに用いる波形図、第３図ａ〜ｅは第２の例として選ば
れた周波数が第１の例より低い第１図の回路の動作の説
明に用いる波形図、第４図は第１図の偏向系の一部の第
２の実施例を示す回路図である。 23……切換手段、23′……電流源、iY……偏向電流、LY
……偏向巻線、VH……入力信号、fH……周波数、CS……
Ｓ次キャパシタンス、VCP……放物線電圧、iY′……鋸
歯波電流。
偏向周波数で掃引コンデンサの端子の放物線電圧と直流
電圧の比を自動的に維持する偏向系を示す回路図、第２
図ａ〜ｅは第１の例として第１図の回路の動作を説明す
るに用いる波形図、第３図ａ〜ｅは第２の例として選ば
れた周波数が第１の例より低い第１図の回路の動作の説
明に用いる波形図、第４図は第１図の偏向系の一部の第
２の実施例を示す回路図である。 23……切換手段、23′……電流源、iY……偏向電流、LY
……偏向巻線、VH……入力信号、fH……周波数、CS……
Ｓ次キャパシタンス、VCP……放物線電圧、iY′……鋸
歯波電流。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名)
H04N 3/27
H04N 3/23
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．ある周波数範囲から選ばれた任意の周波数の偏向電
流を偏向巻線中に発生することの出来る偏向装置であっ
て、 上記選ばれた周波数に関係する周波数の入力信号源と、 上記偏向巻線に接続され、上記入力信号に応じて上記選
ばれた周波数の偏向電流を生成する切換手段と、 上記偏向巻線に接続され、Ｓ字補正に実質的に貢献する
値であり、かつ、上記周波数範囲内で選ばれた任意の周
波数において実質的に不変である値を有し、Ｓ字補正を
行い、放物線電圧を発生させるＳ字キャパシタンスと、 上記Ｓ字キャパシタンスに供給されて上記放物線電圧の
振幅を制御するほぼ鋸歯波の第１の電流を発生する電流
源と、 上記放物線電圧のピーク・ピーク振幅及び平均レベルを
検出し、上記検出されたピーク・ピーク振幅及び平均レ
ベルに応じて、上記放物線電圧の上記平均レベルと上記
ピーク・ピーク振幅との間の比を、上記周波数範囲内で
選ばれた任意の周波数に対し実質的に同程度に維持する
ように、上記電流減からの上記第１の電流を制御する帰
還配置とを含む偏向装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/833,028 US4645985A (en) | 1986-02-26 | 1986-02-26 | S-correction circuit for a video display |
| US833028 | 1986-02-26 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP (1) | JP2938451B2 (ja) |
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-
1987
- 1987-02-25 JP JP62042448A patent/JP2938451B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| DE3785879T2 (de) | 1994-01-05 |
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