JPS62204668A - 偏向装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 この発明は除権線管の５字補正を含む偏向回路配置に関
する。

〈発明の背景〉 偏向巻線中の偏向電流により発生する磁界によって電子
ビームか偏向されるテレビジョン映像管では、発生され
たラスタに若干の非直線性が現れる。この非直線性の一
つの型は電子ビームの有効偏向中心か映像管の表示面の
曲率半径の中心と一致しないことに因る。偏向中心から
映像管の表示面の縁までの距離は普通その表示面の中心
まての距離より大きい。

この非直線性のため、時間の関数としての電子ビームの
偏向は、映像管の表示面に表示されたラスタに見られる
ように表示面の縁に近いほど大きくなる。テレビジョン
装置て表示すべき情報は汀通一定の割合で符号化される
から、表示面上に表示される情報はラスタの中心て圧縮
され、周辺で伸長されたように見える。

この非直線性を補償する普通の方法は、偏向巻線と並列
に５字コンデンサを挿入することである。一般にこの５
字コンデンサは低抵抗を持つインダクタンスを介してＢ
十村勢電圧に導通接続されるから、５字コンデンサの両
端間の平均直流電圧はそのＢ十村勢電圧に等しい。５字
コンデンサの電圧は掃引中偏向巻線の偏向電流の変化率
を決める。５字コンデンサの追加により偏向電流は反復
する走査期間中はぼ直線の傾斜でなく、中心部より正負
両端で変化率の低下する正弦波の一部になる。このため
電子ビームの走査速度がラスタの中心より左右両端付近
で僅かに遅くなって、伸長非直線性が減少する。

一般の偏向回路の出力段ては、５字コンデンサか偏向電
流により掃引期間の前半中充電され、後半生放電される
。このため５字コンデンサの電圧は掃引期間中放物線状
に変化し、掃引期間の中間てその変化率か零になる。５
字コンデンサの放物線電圧の例えば掃引期間の始めから
中間までの変化の程度によりその５字コンデンサの行う
８字補正の程度か決まるから、この５字コンデンサのキ
ャパシタンスは用途に応じて所要の偏向電流波形か得ら
れるように偏向巻線のインダクタンスや走査周波数を考
慮して慎重に選ぶ。

広い走査周波数範囲からの何種かの走査周波数の任意の
−って動作し得ることか望ましいテレビジョンモニタや
図形表示器ては、偏向電流を一定に保つために普通３字
コンデンサに導通接続されたＢ十村勢電圧を走査周波数
の上昇とともに上昇させる。

広い周波数範囲から選ばれた走査周波数がその周波数範
囲から選ばれた各走査周波数に対して８字補正が正しく
維持されるように変化するように、５字コンデンサの放
物線電圧の振幅を自動的に変えることか望ましいかも知
れない。例えば、種々の走査周波数に対して５字コンデ
ンサの放物線電圧のピーク・ピーク振幅と平均直流電圧
の間に同じ比率を維持することか望ましい。

前述のように、５字コンデンサの直流平均電圧を形成す
るＢ十村勢電圧は汀通走査周波数の高い動作はど高くさ
れるが、普通の偏向回路では、与えられた振幅の偏向゛
−［流で５字コンデンサの両端に発生するピーク・ピー
ク電圧が走査周波数が上昇すると上昇するという不都合
がある。５字コンデンサのインピーダンスは走査周波数
に逆比例するから、そのコンデンサの電圧°は低下する
。従って、別の方法て放物線電圧を発生しなくても前述
の比は走査周波数が変わると変化する。

〈発明のＪＲ要〉 この発明によれば、偏向周波数の偏向電流か偏向８線で
発生され、その偏向周波数がある周波数範囲から選ばれ
る。入力信号に応動する電流源がその入力信号の周波数
に従って実質的に鋸歯波の第１の電流を供給する。この
第１のＴｉ、ｖｔは振幅か偏向周波数に比例し、これに
よって発生された放物線電圧が偏向巻線に供給されて自
動的に所要の８字補正を行う。

この発明を実施した偏向回路では、第１の電流か偏向？
ｌｉ流に加算されて偏向周波数の複合電流な生し、これ
か５字コンデンサを流れて固定キャパシタンスでよい５
字コンデンサに８字補正放物線電圧を発生する。５字コ
ンデンサの平均直流電圧は偏向回路を付勢する付勢電圧
に実質的に等しい。どの５字コンデンサの放物線電圧と
平均直流電圧の比は上記周波数範囲から選ばれた任意の
偏向周波数について自動的にほぼ同しに保たれるか、従
来法回路のあるものでは、Ｓ字コンデンサ即ち受動素子
のキャパシタンスを変えて放物線電圧が変えられている
。

〈実施例の説明〉 第１図は付勢電圧Ｂ＋で付勢される出力段２２を含む例
えばテレビジョンモニタの水平偏向系１２２を示す。出
力段２２は各偏向期間Ｈ中Ｓ字コンデンサＣ１を流れる
走査周波数即ち偏向周波数ｆ　１１のほぼｊＪＪＡｔ＆
１波の偏向電流１７を発生する。

発振駆動部２０は入来映像信号から水平同期信号を分離
する同期信号分離器（図示せず）から水平周波数ｆ　１
１の同期信号Ｖ　＋＋を受信し、周波数ｆ　ｎの出力信
号１２０ａを可変遅延部２１に供給して、出力段２２の
カスコードスイッチ回路２３のＦＥＴスイッチＱｌａの
ゲートに同波数ｆ　ＩＩの遅延信号Ｖｌｌｄを生じる。

信号Ｖ、、、はスイッチＱｌａを水平掃引期間の中点の
僅か前からその水平掃引期間の終わりにそれが遮断され
て帰線期間か始まるまで導通させる。ＦＥＴスイッチＱ
ｌａの主電流伝導電極はカスコードスイッチ回路２３の
トランジスタスイッチＱｌｂのエミッタ電極に結合され
ている。そのトランジスタスイッチＱｌｂのコレクタは
フライバック変成器ＴＩの１次巻線Ｗｌの一方の端子Ｗ
ｌａに結合されている。巻線ｗ１の他方の端子Ｗｌｂは
電流変成器ＴＩＯの１次巻線１１０の一方の端子に結合
され、巻線ＷＩＧの他方の端子ＷＩＯａはフィルターコ
ンデンサＣＩと付勢電圧源Ｂ＋に結合されている。

トランジスタスイ・ンチＱｌｂベース電極の正の電圧Ｖ
ｇ１１．はツェナーダイオード５４の両端間に発生ずる
。帰線の始めにトランジスタスイッチｑｔｂか非導通に
なると、ツェナータイオード５４はベース電圧Ｖｇ１１
．か自身の降吠電圧を超えないようにする。帰線中に変
成器ＴＩＯのａ線ＷＩＧの電流か２次巻線Ｗ１１に電圧
を誘起し、これかタイオード５５を順バイアスする。掃
引中は変成器ＴＩＯの２次巻線Ｗ１１の電圧を整流する
順バイアスタイオート５５から電圧Ｖｇｌｌ、か供給さ
れる。トランジスタスイッチＱｌｂはＦＥＴスイッチＱ
ｌａか導通のとき導通する。

出力段２２は直線性誘電子ＬＬＩＮと直列の水平偏向巻
線り、に偏向電流ｉｙを生しる。掃引期間の前半中電流
１７は端子２５と端子Ｗｌａの間を矢印と反対の方向に
流れるか、後半中は矢印方向に流れる。

水平偏向電流ｉｙの５字整形は後述のように一部一方の
電極を端子２５に結合された８字コンデンサＣ５により
なされる。エネルギ損失は端子２５の平均直流電圧のＶ
ＣＳが電圧Ｂ＋に等しくなるように電圧源Ｂ＋から変成
器ａ線ｗｉ、　ｗｈｏを介して補給される。コンデンサ
Ｃｓの他方の電極端子２４は左右糸巻型歪変調誘導子Ｌ
Ｍに結合されている。

第１の帰線コンデンサＣＲ１の一方の電極は変成器巻線
Ｗｔの端子Ｖｉａに結合され、他方の電極は端子２８で
第２の帰線コンデンサＣ１１２の一方の電極に結合され
ている。コンデンサＣＲ２の他方の電極は大地のような
基準電位に結合されている。帰線コンデンサＣＲＩの両
電極間に挿入されたダンパーダイオードＤ１はａ＆ａＷ
１の端子２８から端子Ｗｌａへ電流を流すように、帰線
コンデンサＣＲ２の両電極間に挿入されたダンパーダイ
オード０２は基準電位点から端子２８へ電流が流れるよ
うに極性が定められている。ダイオードＤＩ、Ｄ２は掃
引期間の前半中、カスコードスイッチ回路２３はその後
半中、それぞれ端子Ｗｌａの電圧をほぼ基準電位にクラ
ンプする。

変調誘導子Ｌ２と８字コンデンサＣｓの間の端子２４に
は誘導子り、を含む内外糸巻歪補正回路３０が結合され
ている。回路３０は端子２４．２８の間に結合されて第
１の分枝な形成する変調コンデンサＣＳＭを含む。回路
３０の第２分枝は誘導子り、により形成される。コンデ
ンサＣ５Ｍの電極端子２８は可制御スイッチ４０に結合
され、そのスイッチ４０は端子２８とＳＣＲスイッチＱ
２の陽極との間に挿入された低い誘導子Ｌｌを有する。

ＳＣＲスイッチＱ２はその導通時に端子２８を誘導子Ｌ
ｌを介して基準電位点に接続する。可制御スイッチ４０
はＳＣＲスイッチＱ２のゲート付勢電圧を供給する左右
制御回路４６に制御される。

制御回路４６は水平フライバック変成器ＴＩの巻線Ｗ２
に結合され、水平偏向周波数ｆ　ＩＩの同期信号Ｆｌｌ
ｌを受ける。この制御回路４６はまた第１図には示され
ない垂直偏向発生器の出力端子に結合され、周波数ｆｖ
の垂直周波数信号Ｖｍｏｄを受ける。

制御回路４６の出力信号ｖ０の前縁即ち立上りは各水平
サイクルにおいて対応する帰線パルスＶＲの後半中に生
してＳＣＲスイッチＱ２を導通させる。

ＳＣＲスイッチｑ２は帰線期間中に垂直走査の始めから
中点までは次第に早く、中点から終りまでは次第に遅く
起こる時点で導通する。

糸巻歪補正回路３０は偏向ａ線Ｌｙに直列の切換式イン
ピーダンスを含み、公知のように動作する。ＳＣＲスイ
ッチＱ２か非導通のときは、糸巻歪補正回路３０は偏向
春ｉＬ、の形成する電流路に変調誘導子り、の形で高い
誘導性インピーダンスな実質的に与えるが、水平帰線期
間中でＳＣＲスイッチＱ２か導通しているときは、偏向
巻線Ｌｖの偏。

自主流路にコンデンサＣ５Ｍの低い容量性インピーダン
スを与える。この回路は内外両側の糸巻歪を補正する。

コンデンサＣ□は端子２４の電圧ｖ２に５字補正の追加
をさせる。即ち誘導子り、の両端間の電圧ｖ２は８字コ
ンデンサＣ５の両端間の電圧と直列に組み合わされて偏
向掃引型１／ｉ、ｉｖの波形を変え、内側糸巻歪補正を
行う。

出力段２２は同期信号Ｖ　１１のある周波数範囲から選
ばれた任意の所定周波ａｆＨに対して実質的に同じ所定
振幅の偏向電流１７を生成し得るという利点がある。周
波数ｆ□はある周波数範囲例えばＰＡＬ標準の水平周波
数＋５６２５１１ｚとコ１２５０１１ｚの間で選べばよ
い。偏向電流ｉＶの振幅の制御は下達のように周波数ｆ
　１１が上昇するときは自動的に電圧Ｂ＋を上げ、逆の
ときは逆にして電流ｉｙを一定に保つようにして行われ
る。

電圧Ｂ＋はそれを信号Ｂ＋、によって変える閉ループ型
て動作する調整電源５０により鍵制御される。その調整
電源５０はＢ十調整回路５７て制御される衝撃係数（デ
ユーティサイクル）で動作する直列通過トランジスタス
イッチ５６を含む。そのトランジスタスイッチ５６の電
流導通端子５６ａは未調整直流電圧ｖＵ＊に接続され、
他方の電流導通端子５６ｂは変成器ＴＩＳのインダクタ
ンスＷ１６を介して端子Ｗ１０ａに接続されている。フ
ライホイールダイオード５６ｄの除権は端子５６ｂに接
続され、陽極は限流抵抗５６ｅを介して接地されている
。端子Ｗ１０ａはフィルターコンデンサＣｔに結合され
て電圧Ｂ＋を発生する。Ｂ十調整回路５７は入力端子５
７ｃに周波数ｆ　１１のタイミング信号＋２０ｂを受け
て、出力端子５７ｄにタイミング信号１２０ｂと同期さ
れた周波数ｆ＋＋の矩形波信号ＶＩＩＥＧを生じる。

説明のため、Ｂ＋の調整回路５７の開ループ動作を考え
る。開ループ動作では、信号Ｖ、、、のオフ状態の時間
か周波数ｆ＋＋に無関係であるが、連続するサイクル間
の周期が信号Ｖ　１Ｈの周期に等しい。従って、衝撃係
数即ちオン状態の時間と全周期との比は周波数ｆ　１１
が低いほど大きい。信号ｖＲＥ６は変成器Ｔ２０により
スイッチ５６の制御電極５６ｃに供給される。信号Ｖ、
！、のオン状態中、スイッチ５５は非導通で、フライホ
イールダイオード５６ｄが導通している。従って、Ｂ十
調整電源５ｏの開ループ動作中は周波数ｆ　１１の高い
ほど高い電圧が生じる。この電圧Ｂ＋の上昇は例°えば
周波数ｆ　１１が上昇すると偏向電流ｉＹが低下する傾
向に反する。このような開ループ動作はある種の用途、
特に周波数ｆ　１１が狭い周波数範囲内で変わるモニタ
の場合には、電圧Ｂ＋に周波数ｆ　１１の関数としての
変化を与えることを理解すべきである。

第１図の回路に用いられる閉ループ動作では、Ｂ十調整
回路５７が例えば端子５７ｂに一定の直流基準信号ＶＩ
’ｌＥＦを、端子５７ａに偏向電流ｉＹの振幅を表す信
号Ｂ＋、を受け、その両信号の差に応じて信号ＶＲＥＧ
の衝撃係数を変え、電圧Ｂ＋に対応する変化を与えて周
波数ｆ□か変わったとき偏向電流ｉｙの振幅を実質的に
同じに保つ。ピーク検知器５９は信号Ｆｌｌｌの正のピ
ークを表す信号Ｂ＋。

を発生する。信号Ｆｎｌは変成器Ｔ１の巻ｉＷ２に発生
され、帰線の中央で生じるその信号Ｆｌ１１の正のピー
クは偏向電流ｉｙの振幅を表す。

この発明を用いる第１図の補助Ｓ字補正回路５２は後述
のようにし周波数ｆ　ＩＩでこれに逆比例する振幅のほ
ぼ鋸山波の補助電流１７′を発生する出力段２２′を含
む、電流ｉＹ′は８字コンデンサＣｓに流れ込み、その
８字コンデンサＣｓに流れる電流は電流１７とｉ７′の
代数和に等しくなる。電流１７とｉＹ′の位相差は１８
０’に近い。

第２図ａ〜ｅは偏向周波数ｆ１１１２１例えば：１１２
５０１１ｚのときの第１図の回路！２２の動作を説明す
るために用い、第３図ａ〜ｅは偏向周波数ｆ＋＋＋：＋
＞かｆｎ＜２＋より低く、例えば１５６２５１１ｚに等
しいときの動作を説明するために用いる。第２図ａ〜ｅ
と第３図ａ〜ｅの同じ番号と記号は同様の事項または機
能を示す。

例えば第２図すおよびａに示す第１図の８字コンデンサ
Ｃ５に流れる？ｆ？　ＦＩＬ　ｊ　ｖ　’とｉｙは放物
線電圧ｖｃｐを生成する。この８字コンデンサＣ５に生
じる電圧■ｃＰの波形は例えば第２図Ｃに示される。第
２図すと第３図すの各偏向電流ｉＹの振幅は前述のよう
に付勢電圧Ｂ＋を制御することにより各偏向周波数ｆｌ
Ｉ（２）、ｆｌｌＬ３．に対しほぼ同じに保たれる。例
えば、偏向周波数ｆ＋＋＋：＋＋より高い偏向周波数ｆ
＋＋＋２＋て動作するときは電圧Ｂ＋か高くなる。一方
、電流ｉＹ′のピーク・ピーク振幅は周波数ｆ　１１に
逆比例するようになる。

この発明により、電流ｉＹ′とｉＹか代数的に加算され
て、５字コンデンサＣｓに放物線電圧ＶＣＰを、端子２
５に放物線電圧ＶＣ３を発生する。電流１７′の振幅は
、放物線電圧ＶｃＰのピーク・ピーク振幅と８字コンデ
ンサＣｓに発生する電圧Ｂ＋に等しい平均直流電圧との
比が各走査周波数に対して同じに保たれるように制御さ
れる。第２図Ｃと第３図Ｃの各個におけるこの比は約１
／４に等しく１選ばれた周波数ｆ　１１に実質的に無関
係である。

この発明を実施する場合、例えば第２図ａの電ＩＩ！、
ｊｙ’の離相は第２図すの電流ｉｙのそれに対して　１
８０”位相に近いが、他の位相関係も用い得ることを理
解すべきである。周波数ｆ　１１が上昇すると補助電流
！７′のピーク・ピークも上昇して、第１図の放物線電
圧ＶＣＰの振幅を付勢電圧Ｂ＋の上昇に比例して上昇さ
せる。上述のように、電流１７の振幅を維持するために
周波数ｆ　１１が上昇すると電圧Ｂ＋も上昇する。従っ
て、第２図ａの電流ｉＶ′の振幅は第３図ａのそれより
小さいか、第２図すと第３図すの電流ｉＹの振幅は実質
的に等しい。

補助Ｓ字補正回路５２の出力段２２′のカスコードスイ
ッチ回路２３′は変成器Ｔ２Ｓから供給される切換信号
Ｖｌｌｎｄにより制御される。信号Ｖｌｌｎｄは信号ｖ
１１ｄより進んだ波形を持つ。スイッチ回路２３′と並
列にダンパーダイオードＤ２３′が結合され、そのダイ
オードＤ２３′と回路２３′の並列接続か変成器Ｔ２３
′の１次Ｉ！５線ｗ２３′を介して端子２３ａ′と２３
ｂ′の間に挿入されている。端子２３８′、２３ｂ′間
には帰線コンデンサＣＲ′も結合されている。端子２３
８′と端子２５の間には結合コンデンサＣｓ’か結合さ
れて補助電流ｉＹ′を８字コンデンサＣｓに供給する。

負の付勢電圧Ｂ−かチョークＷｌ′を介して端子２３８
′に供給される。端子２３ｂ′と端子２４即ち８字コン
デンサＣｓと糸巻変調誘導子ＬＭの接続点の間に誘導子
Ｌｙ′が結合され、その誘導子Ｌｖ′とコンデンサＣＲ
′が共振回路を形成する。

例えば第３図ａの期間ｔ、１ａｌ　〜ｔ３ａＱ中、第１
図のダイオードＤ２３′は導通し、第１図のコンデンサ
Ｃｓ’と誘導子ＬＶ′に流れる第３図ａの電流ｉ、ｆ′
は下り勾配を持つ。第３図ａの期間Ｔ３□２〜ｔ　：１
ａｆｆ中は、バイポーラトランジスタＱｌｂ’と直列に
ＦＥＴ）−ランジスタＱｌａ”を含む第１図のスイッチ
回路２３′が導通し、反対極性の第３図ａの電流１７′
が下り勾配で流れ続ける。スイッチ２３′の導通時には
、そのスイッチ２３のトランジスタＱｌｂ’のベース電
極電圧がツェナーダイオード５４′の両端間に発生する
。ツェナーダイオード５４′はトランジスタＱｌｂ’の
ベース電極電圧がそのツェナーダイオード５４’の降伏
電圧を超えるのを防ぐ。変成器２３′の１次巻線Ｗ２３
′に流れる電流は２次巻線Ｗ２：ｌａ’に電圧を誘起し
、これかダイオードＤ２３’ａて整流されてトランジス
タＱｌｂ’のベース電極に電圧を発生する。スイッチ２
３′またはダイオードＤ２３′か導通のとき巻線Ｗ２３
′と誘導子Ｌｙ′の直列回路に印加される電圧は電圧Ｖ
Ｃ５とＶ。Ｓ′の代数和に等しい。

第１図の出力段２２の帰線期間の前に、スイッチ回路２
３′は変成器Ｔ２５からトランジスタＱｌａ’のゲート
電極に印加された信号Ｖｌｌｎｄにより非導通になり、
巻線Ｗ２：ｌａ’のソース電圧がダイオードＤ２：ｌ’
ａで整流されてトランジスタＱｌｂ’のベース電極に電
圧を印加する。スイッチ２３′により誘導子Ｌｖ′に印
加される電圧は信号Ｖ　＋＋を導く電圧ｖｃ５とｖ　ｃ
ｓ’の代数和に等しいことに注意されたい。

スイッチ回路２３′が非導通になると、コンデンサＣＲ
′に帰線電圧ｖｌＩ′か発生し、その電圧ｖＲ′　　は
第３図ａの期間ｔ３１１３〜ｊ３ａ４に電！ｉ、ｊｖ’
を発生する。従って、信号Ｖｌｌｎｄによ、り制御され
る第１図のスイッチ回路２３′の切換動作によって誘導
子Ｌｙ′とコンデンサＣｓ’を流れる補助電流１７′を
生じる。この電流ｉＹ′の振幅は負の電圧Ｂ−のしへル
て決まり、Ｂ−が負になるほど、電流ｉＹ′のピーク・
ピーク振幅が大きくなる。

電流ｉＹ′を発生する回路５２は端子２４．２５間にコ
ンデンサＣ５と並列に挿入された制御電流源として働く
。電流ｉＹ′は両端子２４．２５に供給されるから、誘
導子り、は電流１７′の電流路には入らない。従って、
電圧ｖｃｐを発生する電流ｉＹ′が左右補正に用いられ
る誘導子Ｌ工の電圧に影響しないという利点がある。

この発明の他の特徴として１回路４５２に含まれる調整
電源５１が付勢電圧Ｂ−レベルを制御する。

大地に対して負のこの電圧Ｂ−は出力段２２′て発生さ
れる電流１７′の振幅を制御し、電圧Ｂ−か０に近付く
と補助電流ｉ、ｌ／の振幅か低下し、Ｓ字コンデンサＣ
，の放物線電圧ｖｃＰかと昇する。電圧Ｂ−のレベルを
制御する制御電源５１はこの発明の特徴により帰還ルー
プ中で制御回路４９により制御される。

掃引中端子２５の電圧ｖｃ５は、第２図Ｃおよび第３図
Ｃに示すように、交流放物線電圧ｖｃｐと付勢電圧Ｂ＋
に等しい直流電圧の和を含む。電圧ＶＣ８は端子６３ａ
て抵抗７０．７２によって分圧され、低域ろ波器６３て
ろ波されて差動増幅器６４の反転入力端子６４ａに印加
される。ろ波器６３は電圧ＶｃＳに存在する交流電圧成
分を除去するコンデンサＣ４９ａを含む。

ろ波器６３の可変抵抗Ｒ４９ａは電圧ＶＣ３直流電圧成
分の可変部分を反転入力端子６４ａに供給する。コンデ
ンサＣ４９ｂは、例えば第２図Ｃおよび第３図Ｃに示す
放物線電圧ＶＣＰの一部をクランプダイオードＤ４９の
陰極に供給する。ダイオード０４９のクランプ動作のた
め、第２図ｅおよび第３図ｅに示す波形を持つ電圧ＶＱ
４９がダイオードＤ４９の両端間に発生する。トランジ
スタＱ４９は帰線パルスｆ　１１に応答して導通し、端
子２４の帰線パルスか端子６３ａに現われることかない
ようにする。電圧Ｖ　０４９の直流部分または平均値ｖ
９４９い。、は電圧Ｖｃｐのピーク・ピーク振幅に比例
する。電圧ＶＱ４９（ＡＶＩは増幅器６４の非反転入力
端子６４ｂに供給される。抵抗Ｒ４９ｂとコンデンサＣ
４９ｃはろ波器を構成し、電圧ｖＱ４９から交流電圧成
分を除去して電圧ＶＱ４９（＾ν）を生成する・ 差動増幅器６４は電圧ｖｃＰのピーク・ピーク振幅と電
圧Ｂ＋との差を表す制御電圧Ｖ６４ｃを発生する。電圧
Ｖ６４ｃは各走査周波数ｆ　１１に対し端子６４ａ、６
４ｂの電圧が実質的に等しくなるよう゛に電圧Ｂ−を制
御することにより、補助電流ｉ、′の振幅を制御する。

前述のように、放物線電圧ｖｃｐのピーク・ピーク振幅
は電流ｉＹ′の振幅により決まる。端子６４ａ　、　６
４ｂの電圧を等しく保つことにより、制御回路４９は放
物線電圧ＶＣＰと付勢電圧Ｂ＋の比を各走査周波数ｆ　
ＩＩに対して同じに保つ。この比を同しに保つことによ
り適正な８字補正が走査周波数の全動作範囲にわたって
得られる。

増幅器６４の制御電圧Ｖ６４ｃは駆動段６２の位相反転
器として動作するトランジスタ６２ａのベース電極に印
加される。駆動段６２にエネルギを供給する負の電圧−
ｖｏも抵抗Ｒ６２を介してトランジスタ６２ａのベース
電極に供給され、正の電圧Ｖ６４ｃのレベルを移動して
トランジスタ６２ａのベース電極に負のベース電圧を形
成する。トランジスタ６２ａは位相反転器として動作す
る。増幅器６４の正電圧Ｖ６４ｃが例えばＯに近付くと
、トランジスタ６２ａのコレクタの負電圧もＯに近付く
。

トランジスタ６２ａのコレクタ電圧はトランジスタ６２
ｂ　、　６２ｃを含むプッシュプル・エミッタホロワ段
に供給され、それらのトランジスタの各エミッタに負電
圧Ｂ−を供給する。従って、電流ｉＹ′の振幅をＭ制御
する電圧Ｂ−は増幅器６４の電圧Ｖ６４ｃにより制御さ
れる。

この発明の特徴により、電圧ＶＣＰはアナログ技法を用
いる帰還制御ループで調整される。周波数ｆ、か次第に
変わると、これに従って電圧Ｂ−１電流ｉＹ′および電
圧ＶＣＰも次第に変わる。従って、８字補正は周波数ｆ
　ＩＩの全範囲で不連続なしに維持される。

例えば周波数ｆ　１１が上Ｒすると、前述のように電圧
Ｂ＋が上昇するため、端子２５の電圧ｖｃｓの平均値が
上昇する。電圧Ｖいの平均値の上昇により増幅器６４の
端子６４ａの電圧が更に正になる。従って出力端子６１
１ｃの電圧Ｖ６４ｃが更に負になり、この結果補助電流
ｉＹ′の振幅が小さくなる。電流ｉＹ′の振幅か小さく
なるため、コンデンサＣｓの正味電流か大きくなる。従
って、放物線電圧ＶＣＰまたはｖｃ９の振幅か増大して
、増幅器６４の入力端子６／Ｉｂの電圧Ｖ。４９　（Ａ
Ｖ、を更に正にし、入力端子６９ａの電圧レベルに近付
ける。端子６４ａ　、　６４ｂの電圧か等しいときは帰
還ループが定常状態にあり、従って、周波数ｆ　１１が
上昇するとき起きる電圧Ｂ＋の上昇により、電圧ＶＣ１
の平均値か上昇する。増幅器６４を含む帰還ループは電
圧ｖｃｓの放物線電圧成分の振幅に対応する上昇を生じ
、その電圧ｖｃｓの交流成分と直流成分の比を一定に保
つ。

トランジスタスイッチ５６が導通のとき、変成器Ｔ１５
の２次巻線Ｗ１６ａの電圧を整流することにより電圧−
Ｖｏか発生される。前述のように１巻線Ｗ＋６に印加さ
れる電圧Ｂ＋は周波数ｆ　１１が上昇すると上昇し、従
ってスイッチ５６か導通のとき巻線ＷＩ６　、１ｌＩ６
ａに発生する電圧は低下して１巻線１１６の電圧に直接
比例する電圧−ｖｏをＯに近付ける。

電圧−ｖｏはトランジスタ６２ｂのコレクタ電極に印加
される。前述のように、電圧−Ｖｏは周波数ｆ　１１か
低下すると更に負になる。トランジスタ６２ｂのエミッ
タとコレクタの電圧は周波数ｆ　Ｉ＋か低下すると互い
に追跡し合うため、トランジスタ６２ｂの電力消費は周
波数ｆ　１１の低下時に低く保たれる利点がある。

、第４図は第１図の偏向系１２２の一部の第２の実施例
を示す。第１図ないし第４図の同様の番号と記号は同様
のものまたは機能を示す。第４図の回路では第１図のト
ランジスタＱ４９を用いる代わりに２次巻線Ｌ□を変調
誘導子Ｌ２に磁気結合している。巻線ＬＭｓの電圧は誘
導子り、の端子２４の電圧と逆相で、抵抗Ｒ１を介して
端子６３ａに印加され、糸巻歪補正回路３０の端子２４
の電圧ｖ２から引き出された端子６３ａの電圧の部分を
差し引く。従って、端子２４に存在する帰線パルスは得
られる相当な消去のため端子６３ａには現れない。

偏向系１２２の正規の動作では、電流１７の振幅か電流
ｉＶ′のそれより大きいが、最初に電源を入れるときの
ような過渡状態ては、第１図の系１２２の補助電流１７
′の振幅が偏向電流ｉｙのそれより大きく、電圧ｖｃＰ
の放物線波形を第２図Ｃに示すような所要位相から　１
８０°離相させる即ち反転することがある。第１図の電
圧ｖｃＰの反転波形は所要の５字補正を行わず、第１図
の偏向系１２２゛をこのような不良状態に無期限に固定
することがある。このような状態になると、偏向系１２
２を電圧ＶＣＰか例えば第２図Ｃのような波形位相を持
つ正規の動作状態に戻すことか望ましい。

この正規動作状！Ｅの回復は例えば第４図のダイオード
Ｄ４９の陽極をこの発明の更に他の特徴を実施したバイ
アス回路網７１に結合することにより達せられる。バイ
アス回路網７１はダイオードＤ４９の陽極に周波数ｆ□
のほぼ矩形波の信号Ｖ７１を発生する。第１図の巻線Ｗ
２に発生した周波数ｆ　１１の信号Ｆｕ１は第４図のコ
ンデンサＣ４９ｄと抵抗Ｒ４９ｃを介してダイオードＤ
４９の陽極に供給される。帰線生信号Ｖ７１はダイオー
ドＤ４９ｂの導通のため＋０．７Ｖて、電圧Ｖ　Ｑ、、
はダイオードＤ４９の導通のため接地電位であるが、掃
引中信号Ｖ７＋は約−７ｖて１ダイオードＤ４９　、　
Ｄ４９ｂを非導通にする。

正規動作では、第４図の放物線電圧ｖ０，９が掃引期間
の始めと終わりにダイオードＤ４９により口Ｖに固定さ
れるか、掃引期間の中点では例えば第２図ｅの放物線電
圧Ｖｇ４ｇがその期間の始めと終わりのどちらよりも正
になるため、端子６４ｂの電圧は正になる。

これに対して電流１７′の振幅か電流ｉＹのそれより大
きい不良動作時には、放物線が反転するため、掃引期間
の中点で電圧Ｖｇ４ｇか負になる。このため端子６４ｂ
の直流電圧か負になり、結局制御回路４９は第１図の電
圧Ｂ−を０に近付ける。電圧Ｂ−か０に近付くと、電流
ｉＹ′の振幅か電流１７のそれより小さくなり、その結
果この発明の性質として偏向系１２２が、放物線電圧Ｖ
０，９が掃引期間の始めと終わりより中点てより正であ
る正規の動作を回復する。

第１図において、前述のように、偏向電流ｉＹの位相を
制御する信Ｉ　Ｖ　ＩＩ　ｄは補助電流ｉＹ′の位相を
制御する信号Ｖ　１１゜ｄより遅れている。この遅延は
装置２１の可変抵抗２１ａを調節することにより調節さ
れる。

この発明によると、この可変遅延によってカスコードス
イッチ回路２３の遮断時刻か回路２３′のそれに対して
遅延する。スイッチ回路２３の遮断時刻か遅延すること
により、補助電流１７′の位相が可変の位相たけ偏向電
流１７．より進む。この電流ｉＹ′の進相によりコンデ
ンサＣ８の電圧ＶＣＳか掃引の始めより終わりに高くな
る。この結果、放物線電圧ｖｃＰか非対称になり、即ち
掃引期間の中点に対して「傾斜する」。この「傾斜」に
より偏向損失によって生じた電流１７の非対称非直線性
誤差のような走査関係の歪が公知のようにして減じられ
る。

周波数ｆ　ＩＩが低いときは、放物線電圧ＶＣＰの所要
の「傾斜」を得るために電流１７′振幅が充分大きいか
、周波数ｆ　１１か高いときは、前述のように電流ｉＹ
′が小さくなり、従って、電圧ｖｃＰ特にその「傾斜」
に対する電流ｉＹ′の効果は小さくなる。周波数ｆ　Ｉ
Ｉが高いときは、非直線性誤差を低減するために調節さ
れた直線性誘導子ＬＬＩＮにより補正される。従って、
電Ｒｉ　ｙに対する電流１７′の移相のため、電１１！
、ｉｖ’によって非直線性誤差補正が周波数ｆ　ＩＩの
周波数範囲内に維持される利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はある周波数範囲の動作に対して選ばれた任意の
偏向周波数で掃引コンデンサの端子の放物線電圧と直流
電圧の比を自動的に維持する偏向系を示す回路図、第２
図ａ〜ｅは第１の例として第１図の回路の動作を説明す
るに用いる波形図、第３図ａ　−ｅは第２の例として選
ばれた周波数か第１の例より低い第１図の回路の動作の
説明に用いる波形図、第４図は第１図の偏向系の一部の
第２の実施例を示す回路図である。 ２３・・・・切換手段、２３′・・・・電流源、ｉｙ・
・・・偏向電流、Ｌ、・・・・偏向％ｎ、Ｖｌげ・・・
入力信号、ｆ　１１・・・・周波数、Ｃｓ・・・・５次
キャパシタンス、ＶＣＰ・・・・放物線電圧、１７′・
・・・鋸南波電流。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）ある周波数範囲から選ばれた任意の周波数の偏向
   電流を偏向巻線中に発生することの出来る偏向装置であ
   って；上記選ばれた周波数に関係する周波数の入力信号
   源と、上記偏向巻線に結合され、上記入力信号に応じて
   上記選ばれた周波数の偏向電流を生成する切換手段と、
   上記範囲内で任意に選ばれた周波数において実質的に不
   変のＳ字補正を行うことに実質的に貢献する値を持ち、
   Ｓ字補正のため上記偏向巻線に供給される放物線電圧を
   発生するＳ字キャパシタンスと、上記Ｓ字キャパシタン
   スに供給されて上記放物線電圧の振幅を制御するほぼ鋸
   歯波の第１の電流を発生する電流源とを含み、上記第１
   の電流の振幅が選ばれた周波数に比例し、選ばれた周波
   数が変わると上記第１の電流の振幅の対応する変化によ
   りＳ字補正が自動的に維持されるようになっている偏向
   装置。